CN111490677A - 一种输出电压可调电荷泵的调整管驱动电路 - Google Patents

Abstract

本发明提供一种输出电压可调电荷泵的调整管驱动电路，其包括与所述调整管的栅极相连的PMOS驱动管、NMOS驱动管和反馈电阻网络、两个放大器、开关逻辑电路，反馈电阻网络设置为输出调整管的栅极电压的分压；第一放大器的两输入端分别接收误差放大器输出的调整电压值和分压，输出端与NMOS驱动管的栅极连接；第二放大器的两输入端与第一放大器相反，输出端与PMOS驱动管的栅极连接；开关逻辑电路接收逻辑输入信号并在在逻辑输入信号为关断信号时关断调整管和第二放大器。本发明通过增设具有正反馈功能的第一放大器和第二放大器使调整管的栅极电压在开启时能够在很短时间上升到所需的调整电压值，却不需要很大的静态电流。

Description

一种输出电压可调电荷泵的调整管驱动电路

技术领域

本发明属于集成电路设计领域，具体涉及一种输出电压可调电荷泵的调整管驱动电路。

背景技术

便携式设备的广泛应用，对电源管理的需求越来越多样化。而便携式设备中的一些电路对噪声十分敏感，而采用的电感元件的DCDC变换器会对周围环境产生辐射，而电荷泵通过对泵电容的充放电将能量送到输出端，从而实现升降压或负压，克服了电感元件带来的EMI的问题。

电荷泵结构通常有几种，例如2倍电荷泵(VOUT＝2VIN)、-1倍电荷泵(VOUT＝-VIN)、0.5倍电荷泵(VOUT＝0.5VIN)等等，确定了电荷泵倍数，电荷泵结构通常是确定的，一般会根据输入输出情况选择适合的电荷泵结构，也就是电荷泵倍数，比如输入是5.3V，输出想要-4V/-5V两种，那么会选择-1倍电荷泵(即一倍负压电荷泵)。

图1示出了传统的一倍负压电荷泵结构，其包括：开关管S1、S2、S3、S4、泵电容CFLY以及输出电容COUT。该一倍负压电荷泵的工作原理如下：在第一阶段，即充电阶段，开关管S1和S2导通，开关管S3和S4断开，电压输入端VIN通过开关管S1和S2给泵电容CFLY充电，将其充到电压输入端VIN的电压值(例如5.3V)。在第二阶段，即放电阶段，开关管S3和S4导通，开关管S1和S2断开，泵电容CFLY通过S3和S4将自身的电压反接在电压输出端VOUT和地GND之间，向地GND到电压输出端VOUT之间的输出电容COUT放电(例如充到-5.3V)。通常充放电时间相等，-1倍电荷泵的输入电流Iin＝Iout。理想情况下，输入是5.3V，那么输出为-5.3V，但由于想要的输出电压可能与输入电压不同，比如输入是5.3V，输出想要-4V或-5V，也就是说输出并不需要-5.3V那么多的能量，所以将多余的能量消耗掉，需要消耗掉的能量为(5.3V-4V)*Iout，除了系统本身的功耗，需要将输入功率到输出功率多余的功率消耗掉。

消耗掉多余的功率通常有两种办法。第一种办法是采用第一阶段时间和第二阶段时间不同，即第一阶段时间的有效占空比小于50％，来将多余的功率消耗掉。具体如上文所述，以-1倍电荷泵为例，输入和输出电压是工作条件，-1倍电荷泵的输入电流等于输出电流，那么效率是死的，为Vout*Iout/(Vin*Iin),在某一确定输出电流条件下，需要将多余的能量消耗掉，由于电荷泵的充电时间通常等于放电时间，那么可以采用电荷泵工作一段时间休息一段时间的方法来消耗多余的能量，即采用间歇工作和休息的方式，在休息时间(即第二阶段的后半部分时间)，电荷泵不对电压输出端VOUT释放能量，电荷泵本身可以等效为一个电阻，那么休息时间就是增大了这个等效电阻，利用此电阻来消耗多余的能量。工作阶段(第一阶段和第二阶段的前半部分时间)的占空比为50％，而有效占空比指一个间歇周期内充电时间(即第一阶段的时间)和整个间歇周期(即第一阶段和第二阶段的总时间)的比；有效占空比小于50％的方法中，放电时会将泵电容CFLY上的能量输出到电压输出端VOUT，由于开关管S3开启时阻抗很小，因此会一下把电压输出端VOUT充的相对高一点，那么需要开关管S1、S2的关断时间长一些，才能将这个放电阶段输出的能量平均化，所以调整有效占空比的电荷泵相当于一个可调电阻。第一种办法的有效占空比可采用误差放大器或比较器控制；然而，如上所述，由于开关管S3在开启时阻抗很小，因此会一下把输出充的相对高一点，采用上述第一种办法会造成输出纹波大，且第一种办法在采用比较器来控制时，比较器精度差，使得输出电压的误差较大。

第二种办法是采用开关管S1～S4中其中一个管作为调整管，例如选择开关管S3作为调整管NMS，在第一阶段开关管S3断开，在第二阶段开关管S3作为调整管调整其自身的阻抗大小以满足输出功率的要求(即电压输出端VOUT的输出电压的要求)，其必须用误差放大器控制。有时在轻载模式也会采用两者相结合。采用误差放大器控制的优势是输出电压精度高，且输出纹波小。

如图2示出了采用误差放大器EA和调整管控制的电荷泵的结构，其依然以一倍负压结构为例，但不仅限于一倍负压结构，适用于各种正压升降压及负压升降压结构的电荷泵。由于采用一倍负压结构为例，因此为使反馈电压FB为正电压，采用一正压电压源VA到输出负压VOUT之间的某一电压为反馈电压，并调整反馈电阻值，保证反馈电压为FB为正压。以图2中的开关管S3作为调整管NMS为例，采用调整管控制必须采用误差放大器EA，其控制方式为50％占空比的固定频率工作，误差放大器EA根据上述的反馈电压FB与一基准电压VREF之间的差值输出一个调整电压来控制开关管S3的栅极电压，从而控制开关管S3的导通阻抗，以达到控制输出电压的目的。其中，该调整电压控制的是开关管S3在第二阶段(即打开状态)的电压，通过控制开关管S3在打开时，即第二阶段的栅极电压从而控制开关管S3的导通阻抗。在开关管S3作为调整管在导通的一瞬间，其栅极电压需要快速上升到调整电压值，且开关管S3需要关断时立刻将其关断。

通常DCDC变换器中的电荷泵工作频率达到MHz级别，例如1MHz频率工作的电荷泵，其一个工作周期为1us，通常在非轻载模式时，第一阶段和第二阶段的时间相等，那么第二阶段的时间为500ns。那么在500ns内，开关管S3的栅极电压需要迅速建立达到调整电压值。然而，具有大的输出电流能力的电荷泵的功率管通常具有很大的尺寸，其寄生电容相应也很大，现有的误差放大器EA的驱动能力通常很小，与开关管S3的栅极在很短时间内所要达到调整电压值所需的驱动能力相差甚远，不能用误差放大器EA直接驱动开关管S3的栅极，即使误差放大器EA的输出与调整管S3的栅极之间增加缓冲器，将该缓冲器作为调整管驱动电路DRIVER，以增大驱动能力，在调整管S3开启的瞬间快速将开关管S3的栅极的寄生电容充电到所需的调整电压值，且使得此调整电压值受误差放大器EA的输出电压控制，S3关断时也是通过驱动电路DRIVER将其栅极拉低到GND，但依然不够理想。

一方面，当误差放大器的两输入端，即基准和反馈电压FB相差很大时，调整管的栅极达到所需调整电压值的速度是由误差放大器EA或误差放大器后面的缓冲器的摆率所决定的，具体来说，由于开关管S3尺寸很大，开关管S3的栅极有一个很大的寄生电容，我们希望开关管S3开启的时候，栅极电压能迅速从0V达到调整电压，但由于开关管S3是调整管，调整电压并不是单纯的高低电平，不能用一般开关管那种上拉驱动。一般的控制调整电压的模拟电路的工作电流有限，也就是说开启的瞬间，一个有限的电流给S3的寄生电容充电，限制了S3栅极电压上升到调整电压的速度，摆率就是这个最大的上升斜率，它由误差放大器EA或后面的缓冲器能输出的给开关管S3的寄生电容充电的最大电流和开关管S3的栅极寄生电容决定。另一方面当两输入端相差不大时，误差放大器后面的缓冲器的响应速度也会受其自身带宽的限制，带宽越大，响应越快，即使增大其静态电流(即增大基准和反馈电压FB的差值)，也只能一定程度的增加缓冲器的带宽，但牺牲了静态电流。

鉴于上述采用调整管控制恒压的电荷泵应用中，对于调整管栅极调整速度不够快的情况，需要提供一种输出电压可调电荷泵的调整管驱动电路。

发明内容

本发明旨在提供一种输出电压可调电荷泵的调整管驱动电路，以满足开启时调整管栅极快速达到所需调整电压值的要求。

为了实现上述目的，本发明提供了一种输出电压可调电荷泵的调整管驱动电路，其设于一电荷泵的误差放大器和调整管之间，其特征在于，包括：与所述调整管的栅极相连的PMOS驱动管、NMOS驱动管和反馈电阻网络、第一放大器、第二放大器以及开关逻辑电路；所述反馈电阻网络设置为输出调整管的栅极电压的分压；所述第一放大器和第二放大器均为AB类放大器，其设置为当第一输入端的电压小于第二输入端的电压时，通过正反馈使得输出电流增大，当第一输入端的电压大于等于第二输入端的电压，输出电流变小；第一放大器的第一输入端与所述误差放大器输出的调整电压值相连，第二输入端接收所述调整管的栅极电压的分压，且其输出端与所述NMOS驱动管的栅极连接，由所述第一放大器、NMOS驱动管和调整管形成闭环结构；第二放大器的第一输入端接收所述调整管的栅极电压的分压，第二输入端与所述误差放大器输出的调整电压值相连，且其输出端与所述PMOS驱动管的栅极连接，由所述第二放大器、PMOS驱动管和调整管形成闭环结构；所述开关逻辑电路接收一逻辑输入信号，在逻辑输入信号为关断信号时，关断所述调整管和第二放大器。

所述PMOS驱动管和NMOS驱动管的漏极均与所述调整管的栅极相连，PMOS驱动管的源极与一调整管电源连接，NMOS驱动管的源极接地，使得PMOS驱动管对调整管的栅极输出上拉的驱动电流，NMOS驱动管对调整管的栅极输出下拉的驱动电流。

所述第一放大器和第二放大器均包括第一级放大器、第二级共栅极放大器组件、与共栅极放大器漏端相连的放大器电流镜负载，并均形成一正反馈环路。

所述第一级放大器为一个五管结构的电流镜负载的差分放大电路，其包括输入PMOS差分对管、差分对管电流镜负载和尾电流源；输入PMOS差分对管的栅极分别为所述第一放大器或第二放大器的第一输入端和第二输入端，其基极均与一偏置电源连接且源极彼此连接；差分对管电流镜负载包括两个对称的NMOS管，其漏极分别与所述输入PMOS差分对管的漏极连接，源极接地，且栅极均与其中一组输入PMOS差分对管和差分对管电流镜负载的漏极连接，另一组PMOS差分对管和差分对管电流镜负载的漏极为所述第一级放大器的输出端；尾电流源的漏极与输入PMOS差分对管的源极连接且源极和基极与一偏置电源连接，其栅极与所述第一偏置电流输入端连接；第二级共栅极放大器组件包括共栅级放大器和共栅级电流偏置管。所述共栅级放大器的源极与第一级放大器的输出端相连；共栅级放大器的栅极电压与一偏置输入电压相连；所述共栅级电流偏置管的漏极与第一级放大器的输出端相连，其源极接地，且其栅极与一第二偏置电流输入端连接；放大器电流镜负载包括两个PMOS电流镜，PMOS电流镜的源极均与所述偏置电源连接，且其栅极均与共栅级放大器的漏极连接，其中一个PMOS电流镜的漏极与共栅级放大器的漏极连接，另一个PMOS电流镜的漏极作为该放大器电流镜负载的输出端与尾电流源的漏极相连，以形成电流正反馈结构。

所述第一放大器的输出端为所述差分对管电流镜负载的栅极，所述第二放大器的输出端为放大器电流镜负载的PMOS电流镜的栅极。

所述PMOS电流镜和所述PMOS驱动管的尺寸之比是1：N，N为4～10。

所述开关逻辑电路包括调整管栅极下拉管和第二放大器关断管；在逻辑输入信号为关断信号时，调整管栅极下拉管开启以驱动调整管关闭，第二放大器关断管开启以将所述第二放大器关断，在逻辑输入信号为开启信号时，调整管栅极下拉管开启以驱动调整管开启，第二放大器关断管关断以使得所述第二放大器正常工作。

所述开关逻辑电路还包括第一级反相器和第二级反相器，第一级反相器的输入端与一逻辑输入信号相连，第一级反相器的输出端与所述调整管栅极下拉管的栅极相连，所述第二级反相器的输入端与所述第一级反相器的输出端连接，且第二级反相器的输出端与所述第二放大器关断管的栅极相连。

所述反馈电阻网络包括依次设置于调整管的栅极到地之间的第一反馈电阻和第二反馈电阻，且所述反馈电阻网络的输出端位于第一反馈电阻和第二反馈电阻之间。

所述输出电压可调电荷泵的调整管驱动电路还包括一偏置电路，所述偏置电路设置为向第一放大器和第二放大器提供偏置电流，其包括一接地的偏置电流源、偏置电路第一PMOS管、偏置电路第二PMOS管、偏置电路第三PMOS管、偏置电路第一NMOS管、偏置电路第二NMOS管和偏置电路第三NMOS管；第一PMOS管的漏极和栅极与所述偏置电流源连接且为第一偏置电流输入端，且其源极为偏置电源，偏置电路第二PMOS管、偏置电路第三PMOS管的源极均与所述偏置电源连接，且栅极均与所述偏置电流源连接；偏置电路第二PMOS管的漏极与所述偏置电路第一NMOS管的漏极和栅极连接，且所述偏置电路第一NMOS管的源极接地，所述偏置电路第一NMOS管的漏极和栅极为所述第二偏置电流输入端；所述偏置电路第二NMOS管的栅极和漏极与所述偏置电路第三PMOS管的漏极连接，所述偏置电路第三NMOS管的栅极和漏极与所述偏置电路第二NMOS管的源极连接，所述偏置电路第三NMOS管的源极接地，以通过所述偏置电路第二NMOS管的栅极和漏极提供所述偏置输入电压。

本发明的输出电压可调电荷泵的调整管驱动电路通过增设具有正反馈功能的第一放大器和第二放大器使调整管的栅极电压在开启时能够在很短时间(如几十纳秒到一百纳秒)上升到VEA电压和反馈网络电阻所设定的调整电压值，却不需要很大的静态电流，尤其在大输出电流能力和高工作频率的电荷泵中效果显著。本发明电路结构简单，快速，高效且容易在集成电路中实现。

附图说明

图1是传统的一倍负压电荷泵结构示意图。

图2示出了现有的采用误差放大器EA和调整管控制的电荷泵的结构示意图。

图3为根据本发明的一个实施例的输出电压可调电荷泵的调整管驱动电路的电路图。

图4是本发明所提出的输出电压可调电荷泵的调整管驱动电路的调整管逻辑控制电平和调整管栅极电压的波形图。

具体实施方式

下面结合附图，给出本发明的较佳实施例，并予以详细描述。

如图3所示为根据本发明的一个实施例的输出电压可调电荷泵的调整管驱动电路，其适用于如图2所示的现有的采用误差放大器EA和调整管控制的电荷泵。所述输出电压可调电荷泵的调整管驱动电路设于一电荷泵的误差放大器EA和调整管NMS之间，以根据误差放大器EA输出的调整电压值VEA在调整管NMS开启的瞬间快速将调整管NMS的栅极拉到所需的调整电压值，且使得此调整电压值受误差放大器EA输出的调整电压值VEA控制，并在调整管NMS关断时将其栅极拉低到GND。

所述输出电压可调电荷泵的调整管驱动电路包括与所述调整管NMS的栅极相连的PMOS驱动管PM12、NMOS驱动管NM9和反馈电阻网络、第一放大器1、第二放大器2、开关逻辑电路、以及一偏置电路。

其中，PMOS驱动管PM12和NMOS驱动管NM9的漏极均与所述调整管NMS的栅极NS3G相连，PMOS驱动管PM12的源极与一调整管电源连接，NMOS驱动管NM9的源极接地。由此，PMOS驱动管PM12对调整管NMS的栅极输出上拉的驱动电流，NMOS驱动管NM9对调整管NMS的栅极输出下拉的驱动电流。

第一放大器1具有第一输入端、第二输入端和一个输出端，第一放大器1的第一输入端与误差放大器EA输出的调整电压值VEA相连，第二输入端与所述反馈电阻网络相连，以接收调整管NMS的栅极电压的分压FB1，且其输出端与所述NMOS驱动管NM9的栅极连接，由第一放大器1、NMOS驱动管NM9、所述调整管NMS形成闭环结构，从而通过第一放大器1的输出电流使得NMOS驱动管NM9对调整管NMS的栅极输出下拉的驱动电流进而使得第一放大器1的两个输入端的电压相等。第一放大器1是一个AB类放大器，其设置为当第一输入端的电压小于第二输入端的电压时，通过正反馈使输出电流突然增大，以实现迅速调整，当第一输入端的电压大于等于第二输入端的电压后，输出电流变小，因此静态电流很小。第一放大器1不能用其他类型的放大器代替。所述第一放大器1设置为在误差放大器EA输出的调整电压值VEA小于调整管NMS的栅极电压的分压FB1时(VEA<FB1)，将误差放大器EA输出的调整电压值VEA和调整管NMS的栅极电压的分压FB1的差值放大，输出一个输出电流，以用来下拉调整调整管NMS的栅极电压，从而使得第一放大器的两个输入端的电压相等。

所述第一放大器1包括第一级放大器、第二级共栅极放大器组件、与共栅极放大器漏端相连的放大器电流镜负载，并形成一正反馈环路。

第一级放大器为一个经典的五管结构的电流镜负载的差分放大电路，其包括输入PMOS差分对管PM1、PM2、差分对管电流镜负载NM1、NM2、尾电流源PM7。输入PMOS差分对管PM1、PM2的栅极分别为所述第一放大器1的第一和第二输入端，其基极均与一偏置电源VIN连接且源极彼此连接。差分对管电流镜负载NM1、NM2的漏极分别与所述输入PMOS差分对管PM1、PM2的漏极连接，源极接地，且栅极均与其中一组输入PMOS差分对管PM1和差分对管电流镜负载NM1的漏极连接，另一组PMOS差分对管PM9和差分对管电流镜负载NM6的漏极为所述第一级放大器的输出端。尾电流源PM7的漏极与输入PMOS差分对管PM1、PM2的源极连接且源极和基极与偏置电源VIN连接，其栅极与一第一偏置电流输入端连接。

第二级共栅极放大器组件包括基极彼此相连的共栅级放大器NM4和共栅级电流偏置管NM3。所述共栅级放大器NM4的源极作为其输入端与第一级放大器的输出端，即另一组PMOS差分对管PM2和差分对管电流镜负载NM2的漏极相连。共栅级放大器NM4的栅极电压与一偏置输入电压VBIAS相连。偏置输入电压VBIAS的大小恒定，偏置输入电压VBIAS>VGS4+VOV3，VGS4为共栅级放大器NM4工作时的栅源电压，VOV3为共栅级电流偏置管NM3的饱和电压。所述共栅级电流偏置管NM3的漏极与第一级放大器的输出端相连，其源极接地，且其栅极与一第二偏置电流输入端连接。

放大器电流镜负载包括两个PMOS电流镜PM5、PM6，PMOS电流镜PM5、PM6的源极均与所述偏置电源VIN连接，且栅极均与共栅级放大器NM4的漏极连接，其中一个PMOS电流镜PM5的漏极与共栅级放大器NM4的漏极连接，另一个PMOS电流镜PM6的漏极作为该放大器电流镜负载的输出端与尾电流源PM7的漏极相连，以形成电流正反馈结构，将PMOS电流镜PM6的电流送到第一级放大器的输入PMOS差分对管PM1、PM2中。

所述第一放大器1的输出端为差分对管电流镜负载NM1、NM2的栅极，所述第一放大器1的输出端与所述NMOS驱动管NM9的栅极与相连，通过将所述第一放大器1的输出电流输出至所述NMOS驱动管NM9的栅极来下拉调整调整管NMS的栅极电压。

所述第二放大器2的结构与所述第一放大器1的结构基本相同，其区别仅在于，第二放大器2的第一输入端与所述反馈电阻网络相连，以接收调整管NMS的栅极电压的分压FB1，第二输入端与误差放大器EA输出的调整电压值VEA相连，且第二放大器2的输出端为放大器电流镜负载中的PMOS电流镜PM10和PM11的栅极。

具体来说，第二放大器2具有第一输入端、第二输入端这两个输入端和一个输出端，第二放大器2的第一输入端与所述反馈电阻网络相连，以接收调整管NMS的栅极电压的分压FB1，第二输入端与误差放大器EA输出的调整电压值VEA相连，且其输出端与所述PMOS驱动管PM12的栅极连接，由所述第二放大器2、PMOS驱动管PM12和调整管NMS形成闭环结构，从而通过第二放大器2的输出电流使得所述PMOS驱动管PM12对NMS栅极输出驱动电流进而使得第二放大器2的两个输入端的电压相等。第二放大器2是一个AB类放大器，其设置为当第一输入端的电压小于第二输入端的电压时，通过正反馈使输出电流突然增大，以实现迅速调整，当第一输入端的电压大于等于第二输入端的电压后，输出电流变小，因此静态电流很小。所述第二放大器2设置为在误差放大器EA输出的调整电压值VEA大于调整管NMS的栅极电压的分压FB1(VEA>FB1)时，将误差放大器EA输出的调整电压值VEA和调整管NMS的栅极电压的分压FB1的差值放大，输出一个输出电流，以用来下拉调整调整管NMS的栅极电压，从而使得第一放大器的两个输入端的电压相等。

所述第二放大器2包括第一级放大器、第二级共栅极放大器组件、与共栅极放大器漏端相连的放大器电流镜负载，并形成一正反馈环路。

第一级放大器为一个经典的五管结构的电流镜负载的差分放大电路，其包括输入PMOS差分对管PM8、PM9、差分对管电流镜负载NM5、NM6和尾电流源PM13。输入PMOS差分对管PM8、PM9的栅极分别为所述第二放大器2的第一和第二输入端，其基极均与偏置电源VIN连接且源极彼此连接。差分对管电流镜负载NM5、NM6包括两个对称的NMOS管，其漏极分别与所述输入PMOS差分对管PM8、PM9的漏极连接，源极接地，且栅极均与其中一组输入PMOS差分对管PM8和差分对管电流镜负载NM5的漏极连接。尾电流源PM13的漏极与输入PMOS差分对管PM8、PM9的源极连接且源极和基极与一偏置电源VIN连接，其栅极与所述第一偏置电流输入端连接。

第二级共栅极放大器组件包括基极彼此相连的共栅级放大器NM8和共栅级电流偏置管NM7。所述共栅级放大器NM8的源极作为其输入端与第一级放大器的输出端，即另一组PMOS差分对管PM9和差分对管电流镜负载NM6的漏极相连。共栅级放大器NM8的栅极电压与所述偏置输入电压VBIAS相连。所述共栅级电流偏置管NM7的漏极与第一级放大器的输出端相连，其源极接地，且其栅极与所述第二偏置电流输入端连接。

放大器电流镜负载包括两个PMOS电流镜PM10、PM11，PMOS电流镜PM10、PM11的源极均与所述偏置电源VIN连接，且其栅极均与共栅级放大器NM8的漏极连接。所述第二放大器2的输出端为放大器电流镜负载的PMOS电流镜PM10、PM11的栅极，所述第二放大器2的输出端与所述PMOS驱动管PM12的栅极与相连，通过将所述第二放大器2的输出电流输出至所述PMOS驱动管PM12的栅极来下拉调整调整管NMS的栅极电压。其中一个PMOS电流镜PM10的漏极与共栅级放大器NM8的漏极连接，另一个PMOS电流镜PM11的漏极作为该放大器电流镜负载的输出端与尾电流源PM13的漏极相连，以形成电流正反馈结构，将PMOS电流镜PM11的电流送到第一级放大器的输入PMOS差分对管PM8、PM9中。

所述开关逻辑电路接收一逻辑输入信号NS3，在逻辑输入信号为关断信号时，关断所述调整管和第二放大器。

所述开关逻辑电路包括调整管栅极下拉管NM10、第二放大器关断管PM14、第一级反相器I1和第二级反相器I2。所述调整管栅极下拉管NM10的源极接地，漏极与调整管NMS的栅极相连；第一级反相器I1的输入端与一逻辑输入信号NS3相连，第一级反相器I1的输出端与所述调整管栅极下拉管NM10的栅极相连，使得调整管栅极下拉管NM10根据所述逻辑输入信号NS3驱动调整管NMS开启和关闭。逻辑输入信号NS3为一个频率固定，且占空比为50％的方波信号，在逻辑输入信号NS3为关断信号时，调整管栅极下拉管NM10设置为驱动调整管栅极下拉管NM10开启以驱动调整管NMS关闭，在逻辑输入信号NS3为开启信号时关断以驱动调整管NMS开启，进而使得调整管NMS的栅极电压如上文所述受误差放大器EA输出的调整电压值VEA及第一放大器1和第二放大器2控制。在本实施例中，逻辑输入信号NS3的关断信号为低电平，开启信号为高电平。

所述第二级反相器I2的输入端与所述第一级反相器I1的输出端连接，且第二级反相器I2的输出端与第二放大器关断管PM14的栅极相连，第二放大器关断管PM14的漏极与第二放大器2的PMOS电流镜PM10、PM11的栅极相连，使得第二放大器关断管PM14在逻辑输入信号NS3为开启信号(即调整管NMS开启)时关断以使得所述第二放大器2正常工作，在逻辑输入信号NS3为关断信号(即调整管NMS关断)时开启以将所述第二放大器2关断。由此，该第二放大器关断管PM14受所述开关逻辑电路控制，在调整管NMS关断时，调整管NMS的栅极电压的分压FB1为0，误差放大器EA输出的调整电压值VEA大于调整管NMS的栅极电压的分压FB1，第二放大器会输出一个大的上拉电流，但此时调整管NMS是关断态，因此调整管栅极下拉管NM10会开启。本发明采用第二放大器关断管PM14在调整管NMS关断时将第二放大器2的PMOS电流镜PM10、PM11和PMOS驱动管PM12关断，以防止在调整管NMS关断时有大的电流从电源通过PMOS驱动管PM12和调整管栅极下拉管NM10流到地。

所述反馈电阻网络设置为输出调整管NMS的栅极电压的分压FB1，其包括依次设置于调整管NMS的栅极NS3G到地之间的第一反馈电阻R1和第二反馈电阻R2，且所述反馈电阻网络的输出端位于第一反馈电阻R1和第二反馈电阻R2之间，以通过该输出端输出调整管NMS的栅极电压的分压FB1。

所述偏置电路设置为向第一放大器1和第二放大器2提供偏置电流，其包括一接地的偏置电流源I0、偏置电路第一PMOS管PM15、偏置电路第二PMOS管PM16、偏置电路第三PMOS管PM17、偏置电路第一NMOS管NM11、偏置电路第二NMOS管NM12和偏置电路第三NMOS管NM13。

第一PMOS管PM15的漏极和栅极与所述偏置电流源I0连接且为第一偏置电流输入端，且其源极为偏置电源VIN，使得源极连接偏置电源VIN且栅极与所述第一偏置电流输入端连接的尾电流源PM7、PM13镜像了偏置电路第一PMOS管PM15的电流，镜像电流为I0，为固定值。偏置电路第二PMOS管PM16、偏置电路第三PMOS管PM17的源极均与偏置电源VIN连接，且栅极均与所述偏置电流源I0连接。偏置电路第二PMOS管PM16的漏极与所述偏置电路第一NMOS管NM11的漏极和栅极连接，且所述偏置电路第一NMOS管NM11的源极接地，所述偏置电路第一NMOS管NM11的漏极和栅极为所述第二偏置电流输入端，使得偏置电路第二PMOS管PM16镜像了偏置电路第一PMOS管PM15的电流，共栅级电流偏置管NM3、NM7镜像了偏置电路第一NMOS管NM11的电流。

此外，所述偏置电路第二NMOS管NM12的型号与所述第一放大器1和第二放大器2的共栅级放大器的型号相同，所述偏置电路第三NMOS管NM13与所述第一放大器1和第二放大器2的共栅级电流偏置管的型号相同，且所述偏置电路第二NMOS管NM12的栅极和漏极与所述偏置电路第三PMOS管PM17的漏极连接，所述偏置电路第三NMOS管NM13的栅极和漏极与所述偏置电路第二NMOS管NM12的源极连接，所述偏置电路第三NMOS管NM13的源极接地，以通过所述偏置电路第二NMOS管NM12的栅极和漏极提供所述偏置输入电压VBIAS，VBIAS＝VGS13+VGS12，VGS13为偏置电路第三NMOS管NM13工作时的栅极电压，VGS12为偏置电路第二NMOS管NM12工作时的栅极电压。

下面结合图3和图4对本发明的输出电压可调电荷泵的调整管驱动电路的工作原理进行详细说明。

当逻辑输入信号NS3电平为高时，所述开关逻辑电路使得调整管栅极下拉管NM10关断，第二放大器关断管PM14也关断，第二放大器2正常工作，此时第一放大器1和第二放大器2开始调整调整管NMS的栅极电压值，其理论上的调整电压值为：

V(NS3G)为调整管NMS的栅极电压的调整电压值，VEA为误差放大器EA输出的调整电压值，R1为第一反馈电阻的阻值，R2为第二反馈电阻的阻值。

调整管栅极下拉管NM10关断使得调整管NMS开启，在调整管NMS开启的一瞬间，调整管NMS的栅极NS3G的电压从0V开始上升，此时调整管NMS的栅极电压的分压FB1也为0V，即误差放大器EA输出的调整电压值VEA大于调整管NMS的栅极电压的分压FB1(VEA>FB1)，且电压差比较大，尾电流源PM13的电流全部通过输入PMOS差分对管PM8和差分对管电流镜负载NM5，差分对管电流镜负载NM6镜像该差分对管电流镜负载NM5管的电流，而此时输入PMOS差分对管PMOS管PM9无电流，因此共栅级放大器NM8为差分对管电流镜负载NM6提供电流，也即电流从PMOS电流镜PM10开始，流经共栅级放大器NM8再到差分对管电流镜负载NM6，因此输入PMOS差分对管PM8中电流增加，另一个PMOS电流镜PM11镜像上述的PMOS电流镜PM10中的电流，因此PMOS电流镜PM11电流也增加，而PMOS电流镜PM11电流同时注入到第二放大器2的输入PMOS差分对管PMOS管PM8、PM9的源极，同时连接尾电流源PM13的漏级，作为尾电流源电流的一部分，而此时的误差放大器EA输出的调整电压值VEA和调整管NMS的栅极电压的分压FB1依然相差很大，那么PMOS电流镜PM11的电流也通过输入PMOS差分对管PMOS管PM8和差分对管电流镜负载NM5，同时差分对管电流镜负载NM6镜像差分对管电流镜负载NM5的电流，而此时输入PMOS差分对管PMOS管PM9依然无电流，因此共栅极为NM6管提供电流，也即电流从PMOS电流镜PM10开始，流经NM8再到NM6，那么PMOS电流镜PM10的电流又再一次增大，整个过程是一个正反馈过程，在调整管NMS开启的一瞬间，正反馈使得PMOS电流镜PM10瞬间有一个很大的电流，PMOS驱动管PM12镜像的电流为PMOS电流镜PM10的电流的N倍。其中，PMOS驱动管PM12镜像PMOS电流镜PM10的电流，镜像比例取决于两个管子的尺寸，PMOS电流镜PM10和PMOS驱动管PM12的尺寸之比是1：N，所以PMOS驱动管PM12的电流是PM10电流的N倍。例如，PMOS电流镜PM10的宽长比为4u/1u,PMOS驱动管PM12为4个4u/1u的管子并联，那么N为4。N的大小根据调整管NMS的栅极电容大小和PMOS电流镜PM10电流而定，一般N为4～10。由此，PMOS驱动管PM12镜像的电流使得瞬间对调整管栅极有一个很大的驱动电流，而随着调整管栅极NS3G电压的建立，调整管NMS的栅极电压的分压FB1电压逐步升高，误差放大器EA输出的调整电压值VEA与调整管NMS的栅极电压的分压FB1的差值慢慢减小，使得PM9管的电流也逐渐增加，从而使得PMOS电流镜PM10中的正反馈电流慢慢减小，直到误差放大器EA输出的调整电压值VEA和调整管NMS的栅极电压的分压FB1相等，尾电流源PM13和PMOS电流镜PM11的电流和平均分配到输入PMOS差分对管PM8、NM5支路和PM9、NM6支路，而PMOS电流镜PM10的电流和共栅极NM8的静态电流值由共栅级电流偏置管NM7决定，即电流从PMOS电流镜PM10，流经NM8，再到NM7。因此当NS3G电压达到理论的调整电压值时，放大器2的静态电流是很小的。

根据上述工作过程的分析，可知在调整管NMS开启的一瞬间，第一放大器1的正反馈电路不工作，差分对管电流镜负载NM1、NM2的栅极电压较低，因此差分对管电流镜负载NM1中无电流，NMOS驱动管NM9电流基本为零。随着误差放大器EA输出的调整电压值VEA和调整管NMS的栅极电压的分压FB1的差值越来越小，差分对管电流镜负载NM1中电流也逐渐增大，因此NMOS驱动管NM9的电流也随之增大，但其电流不会超过第一放大器1中尾电流源PM7的电流的N/2倍，而尾电流源PM7的电流很小，因此此时NMOS驱动管NM9的电流受限，不会导致开启过程中有大电流从PMOS驱动管PM12流到NMOS驱动管NM9再到地。也就是说，在NMS开启到开启完成的过程中，虽然第一放大器1对调整管NMS的开启没有直接作用，但不会起副作用，它在这个过程中NMOS驱动管NM9的电流最大不会超过尾电流源PM7的电流的N/2倍，是受控的，而且此电流相对较小，远小于PMOS驱动管PM12此时输出的电流，因此不会有大电流从电源经过PMOS驱动管PM12到NMOS驱动管NM9再到地，这个电流最大为尾电流源PM7的电流的N/2倍，而PMOS驱动管PM12的大部分电流都给NMS的栅极寄生电容充电了，才能将NMS开启。此过程中，NMOS驱动管NM9的电流一直为差分对管电流镜负载NM1的电流的N倍，差分对管电流镜负载NM1的电流从0慢慢升高到尾电流源PM7电流的1/2。

其中，NMOS驱动管NM9的电流不会超过放大器1中尾电流源PM7的电流的N/2倍的原因如下：尾电流源PM7的电流固定，它的电流一定通过输入PMOS差分对管PM1、PM2。对于第一放大器来说，当误差放大器EA输出的调整电压值VEA和调整管NMS的栅极电压的分压FB1相等时，输入PMOS差分对管PM1、PM2的电流分别为尾电流源PM7电流的1/2，当误差放大器EA输出的调整电压值VEA>调整管NMS的栅极电压的分压FB1时，尾电流源PM7电流少部分流过输入PMOS差分对管PM1，大部分流过输入PMOS差分对管PM2，当误差放大器EA输出的调整电压值VEA远大于调整管NMS的栅极电压的分压FB1时，尾电流源PM7的电流全部流过输入PMOS差分对管PM2，输入PMOS差分对管PM1电流为零；反之，VEA<FB1时，尾电流源PM7电流大部分流过输入PMOS差分对管PM1，少部分流过输入PMOS差分对管PM2，当VEA远小于FB1时，尾电流源PM7的电流全部流过输入PMOS差分对管PM1，流过输入PMOS差分对管PM2电流为零。在调整管NMS开启过程中，调整管NMS的栅极电压的分压FB1的初始状态为0V，VEA恒定且远大于调整管NMS的栅极电压的分压FB1，因此整个过程调整管NMS的栅极电压的分压FB1的电压从0V上升到与误差放大器EA输出的调整电压值VEA相等，因此输入PMOS差分对管PM1的电流(与NM1电流相等)从0上升到PM7电流的1/2，而NM9的电流为NM1电流的N倍，因此NM9的电流从0上升到PM7电流的N/2倍。

第一放大器1的作用在于开启过程中，若调整管栅极NS3G的电压如果有过冲的情况，即调整管NMS的栅极电压的分压FB1大于调整管NMS的栅极电压的调整值VEA，V(NS3G)>VEA*(1+R1/R2)，那么第一放大器1会如同上述第二放大器2的工作过程，在调整管NMS的栅极电压的分压FB1>误差放大器EA输出的调整电压值VEA后，尾电流源PM7中大部分电流会经过输入PMOS差分对管PM1再到差分对管电流镜负载NM1，NM2管镜像NM1管电流，尾电流源PM7只有少部分电流流过PM2，那么NM4为NM2提供一部分电流，提供的电流大小为I_PM1-I_PM2，I_PM1-I_PM2分别为流动经过输入PMOS差分对管PM1、PM2的电流，因此PM5和PM6的电流大小也为I_PM1-I_PM2，PM6的电流I_PM1-I_PM2又注入到输入PMOS差分对管PM1、PM2中，此电流中的大部分又经过输入PMOS差分对管PM1流到NM1，NM2管镜像NM1的电流，PM6的电流I_PM1-I_PM2中少部分流过输入PMOS差分对管PM2，因此共栅极放大器NM4又要再为NM2提供一部分电流，从而形成正反馈过程，正反馈使得第一放大器1在调整管NMS的栅极电压的分压FB1>误差放大器EA输出的调整电压值VEA时，NM1的电流激增，NM9瞬间快速将NS3G拉回到使得FB1＝VEA，从而快速的将调整管栅极NS3G的电压调整回调整管栅极NS3G的调整电压值。另外在负载和电源电压突变的过程中，误差放大器EA输出的调整电压值VEA的值会根据系统输出电压VOUT的值发生变化，第一放大器1和第二放大器2共同工作，使调整管栅极快速的达到所需的调整电压值。

当NS3电平为低时，调整管栅极下拉管NM10开启，迅速将调整管栅极拉低到地电位。第二放大器关断管PM14也开启，将放大器2中的PMOS电流镜PM10关断，正反馈通路不工作，保证不会有大电流从PMOS驱动管PM12到调整管栅极下拉管NM10再到地。

综上所述，本发明通过增加此输出电压可调电荷泵的调整管驱动电路，使得调整管开启工作时能够迅速达到所需的调整电压值，尤其对于大电流输出能力和高频工作的电荷泵电源效果更佳突出，并且能迅速的响应输入电压或输出负载的变化，而不会过多的增大静态电流，从而快速有效的达到了驱动调整管的目的。

以上所述的，仅为本发明的较佳实施例，并非用以限定本发明的范围，本发明的上述实施例还可以做出各种变化。本发明以一倍负压电荷泵为例，但不仅限于一倍负压结构，本发明适用于各种正压升降压及负压升降压结构的电荷泵。凡是依据本发明申请的权利要求书及说明书内容所作的简单、等效变化与修饰，皆落入本发明专利的权利要求保护范围。本发明未详尽描述的均为常规技术内容。

Claims (10)

1.一种输出电压可调电荷泵的调整管驱动电路，其设于一电荷泵的误差放大器和调整管之间，其特征在于，包括：与所述调整管的栅极相连的PMOS驱动管、NMOS驱动管和反馈电阻网络、第一放大器、第二放大器以及开关逻辑电路；

所述反馈电阻网络设置为输出调整管的栅极电压的分压；

所述第一放大器和第二放大器均为AB类放大器，其设置为当第一输入端的电压小于第二输入端的电压时，通过正反馈使得输出电流增大，当第一输入端的电压大于等于第二输入端的电压，输出电流变小；

第一放大器的第一输入端与所述误差放大器输出的调整电压值相连，第二输入端接收所述调整管的栅极电压的分压，且其输出端与所述NMOS驱动管的栅极连接，由所述第一放大器、NMOS驱动管和调整管形成闭环结构；

第二放大器的第一输入端接收所述调整管的栅极电压的分压，第二输入端与所述误差放大器输出的调整电压值相连，且其输出端与所述PMOS驱动管的栅极连接，由所述第二放大器、PMOS驱动管和调整管形成闭环结构；

所述开关逻辑电路接收一逻辑输入信号，在逻辑输入信号为关断信号时，关断所述调整管和第二放大器。

2.根据权利要求1所述输出电压可调电荷泵的调整管驱动电路，其特征在于，所述PMOS驱动管和NMOS驱动管的漏极均与所述调整管的栅极相连，PMOS驱动管的源极与一调整管电源连接，NMOS驱动管的源极接地，使得PMOS驱动管对调整管的栅极输出上拉的驱动电流，NMOS驱动管对调整管的栅极输出下拉的驱动电流。

3.根据权利要求1所述输出电压可调电荷泵的调整管驱动电路，其特征在于，所述第一放大器和第二放大器均包括第一级放大器、第二级共栅极放大器组件、与共栅极放大器漏端相连的放大器电流镜负载，并均形成一正反馈环路。

4.根据权利要求3所述输出电压可调电荷泵的调整管驱动电路，其特征在于，所述第一级放大器为一个五管结构的电流镜负载的差分放大电路，其包括输入PMOS差分对管、差分对管电流镜负载和尾电流源；输入PMOS差分对管的栅极分别为所述第一放大器或第二放大器的第一输入端和第二输入端，其基极均与一偏置电源连接且源极彼此连接；差分对管电流镜负载包括两个对称的NMOS管，其漏极分别与所述输入PMOS差分对管的漏极连接，源极接地，且栅极均与其中一组输入PMOS差分对管和差分对管电流镜负载的漏极连接，另一组PMOS差分对管和差分对管电流镜负载的漏极为所述第一级放大器的输出端；尾电流源的漏极与输入PMOS差分对管的源极连接且源极和基极与一偏置电源连接，其栅极与所述第一偏置电流输入端连接；

第二级共栅极放大器组件包括共栅级放大器和共栅级电流偏置管；所述共栅级放大器的源极与第一级放大器的输出端相连；共栅级放大器的栅极电压与一偏置输入电压相连；所述共栅级电流偏置管的漏极与第一级放大器的输出端相连，其源极接地，且其栅极与一第二偏置电流输入端连接；

放大器电流镜负载包括两个PMOS电流镜，PMOS电流镜的源极均与所述偏置电源连接，且其栅极均与共栅级放大器的漏极连接，其中一个PMOS电流镜的漏极与共栅级放大器的漏极连接，另一个PMOS电流镜的漏极作为该放大器电流镜负载的输出端与尾电流源的漏极相连，以形成电流正反馈结构。

5.根据权利要求4所述输出电压可调电荷泵的调整管驱动电路，其特征在于，所述第一放大器的输出端为所述差分对管电流镜负载的栅极，所述第二放大器的输出端为放大器电流镜负载的PMOS电流镜的栅极。

6.根据权利要求4所述输出电压可调电荷泵的调整管驱动电路，其特征在于，所述PMOS电流镜和所述PMOS驱动管的尺寸之比是1：N，N为4～10。

7.根据权利要求1所述输出电压可调电荷泵的调整管驱动电路，其特征在于，所述开关逻辑电路包括调整管栅极下拉管和第二放大器关断管；在逻辑输入信号为关断信号时，调整管栅极下拉管开启以驱动调整管关闭，第二放大器关断管开启以将所述第二放大器关断，在逻辑输入信号为开启信号时，调整管栅极下拉管开启以驱动调整管开启，第二放大器关断管关断以使得所述第二放大器正常工作。

8.根据权利要求1所述输出电压可调电荷泵的调整管驱动电路，其特征在于，所述开关逻辑电路还包括第一级反相器和第二级反相器，第一级反相器的输入端与一逻辑输入信号相连，第一级反相器的输出端与所述调整管栅极下拉管的栅极相连，所述第二级反相器的输入端与所述第一级反相器的输出端连接，且第二级反相器的输出端与所述第二放大器关断管的栅极相连。

9.根据权利要求1所述输出电压可调电荷泵的调整管驱动电路，其特征在于，所述反馈电阻网络包括依次设置于调整管的栅极到地之间的第一反馈电阻和第二反馈电阻，且所述反馈电阻网络的输出端位于第一反馈电阻和第二反馈电阻之间。

10.根据权利要求1所述输出电压可调电荷泵的调整管驱动电路，其特征在于，还包括一偏置电路，所述偏置电路设置为向第一放大器和第二放大器提供偏置电流，其包括一接地的偏置电流源、偏置电路第一PMOS管、偏置电路第二PMOS管、偏置电路第三PMOS管、偏置电路第一NMOS管、偏置电路第二NMOS管和偏置电路第三NMOS管；

第一PMOS管的漏极和栅极与所述偏置电流源连接且为第一偏置电流输入端，且其源极为偏置电源，偏置电路第二PMOS管、偏置电路第三PMOS管的源极均与所述偏置电源连接，且栅极均与所述偏置电流源连接；偏置电路第二PMOS管的漏极与所述偏置电路第一NMOS管的漏极和栅极连接，且所述偏置电路第一NMOS管的源极接地，所述偏置电路第一NMOS管的漏极和栅极为所述第二偏置电流输入端；所述偏置电路第二NMOS管的栅极和漏极与所述偏置电路第三PMOS管的漏极连接，所述偏置电路第三NMOS管的栅极和漏极与所述偏置电路第二NMOS管的源极连接，所述偏置电路第三NMOS管的源极接地，以通过所述偏置电路第二NMOS管的栅极和漏极提供所述偏置输入电压。

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