CN111464003A - 驱动电路 - Google Patents

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Abstract

一种用于调节负载上的输出电压的全隔离驱动电路。所述隔离驱动电路可以使用控制一个或多个开关的控制器对所述负载充电、放电或保持所述负载的电荷水平。所述控制器可以根据内部/外部时钟或由所述控制器接收的外部控制信号来操作开关。所述隔离驱动电路可以是有效简化驱动设计并减少驱动所耗散的能量的量的解决方案，特别是在与所述驱动相关联的负载需要高输入电压电平的情况下。

Description

驱动电路
相关申请的交叉引用
本申请是2019年1月17日提交的第62/793,656号美国临时专利 申请和2019年6月24日提交的第62/865,467号美国临时专利申请的 正式申请，并要求它们的优先权，所述专利申请中的每一个以全文引 用的方式并入本文中。
技术领域
背景技术
在一些电学应用中，电子组件(例如，驱动或另一电子电路)可 以控制电装置，例如大功率晶体管、液晶显示器(LCD)等。对此类装 置的控制有时是通过调节该装置的输入电压电平或流过该装置的电流 来执行的。在一些情况下，用于驱动电装置的输入电压电平相对于地 可以是高的，例如，在一些应用中为大于80-100V的电压。在这种情 况下，驱动可能会消耗大量能量来调节电子装置的这种相对较高的输 入电压。举例来说，在常规驱动器中，每个循环中用于对负载充电和 放电所消耗的能量大致与E循环＝CVCC 2成比例(由对负载充电产生
Figure BDA0002371554360000011
由对负载放电产生
Figure BDA0002371554360000012
)，其中C表示负载 电容，VCC是驱动负载的驱动电压或输入电压电平。这意味着当驱动负 载的输入电压电平增大时，所消耗的能量也增加，但是是以一种比输 入电压电平快的速率增加的。在功率电子学中，始终需要降低功耗。 因此，需要调节负载上的输入电压，同时只消耗少量能量。
发明内容
以下概述是仅出于说明性目的对本发明概念中的一些概念进行的 简短概述，且并不意图限制或约束本发明以及详细描述中的实例。
本文中的公开内容的各方面可以采用用于提高驱动效率以减少在 调节电容负载的输入电压时所消耗的能量的系统(或其部分)和方法， 所述电容负载例如是金属氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)、通信 系统(例如，环路信令、传输器)的电容阻抗等等。例如，驱动可以 根据启用信号来调节负载的输入电压，所述启用信号例如是内部或外 部时钟，或外部信号(由电压或电流测量产生)。
驱动可以通过重复使用在调节负载的输入电压期间消耗的能量来 减少在调节负载的输入电压时所消耗的能量。例如，在调节负载的输 入电压期间，驱动消耗由输入电源提供的能量。这种能量中的至少一 些可以进行存储(例如，存储在负载中或存储在驱动电路中)并返回 到输入电源以供重复使用。通过回馈最初传输到驱动的能量中的一些， 电压驱动的总功耗降低，因为能量没有被浪费。驱动可以利用返回到 输入电源的能量中的一些来继续调节负载的输入电压，从而提高功率 效率。
本文中的公开内容的各方面包含一种用于重复使用能量的隔离驱 动。驱动可包含：隔离电感元件，其包括通过电磁感应电隔离和连接 的两个或更多个电感器、绕组或线圈(例如，耦合电感器、变压器、 返驰变压器等等)；至少一个开关；输入端子，其将与可控制电源(例 如，提供两个或更多个电压电平的电路或元件)耦合；输出端子，其 将与电容负载耦合；以及任选的控制器。可控制电源可以是可控制电 压供应器或可控制电流供应器。根据启用信号(例如，通过电压或电 流测量产生)，可控制电源(例如，逆变器、全桥、半桥)可以与驱动 的输入端子耦合，并在电感元件的初级绕组上施加电压，继而在电感 元件的次级绕组中感生电压。次级绕组中的感生电压形成可以流过跨 电感元件的次级绕组串联耦合的开关和负载的电流。所述开关可以与 负载串联耦合，所述负载可以是任何具有电容特征的负载(例如，大 功率晶体管的栅极端子、LCD等)。
依据在电感元件的初级绕组上由可控制电源施加的电压和/或生 成的电流(例如，基于电压模式控制和/或电流模式控制)和/或开关 的操作模式，在电感元件的次级绕组上感生的电流和电压(功率)可 以对负载充电、对负载放电，和/或使负载电荷保持处于相似或大致相 同的水平。开关的操作模式可以根据驱动的一个或多个电参数来确定， 以便在驱动对负载充电和/或对负载放电时接通并启用电流，并在驱动 保持负载电荷使得负载电荷保持在特定水平(例如，在开关关闭时的 水平)处或附近时关闭。
开关可以耦合在电感元件的次级绕组和具有电容特征的负载之 间。在一些情况下，可以不使用开关，而是使用功能与开关类似(或 相同)的替代电子电路或电子元件。依据电感元件的初级绕组中所施 加的电压和/或电感元件的次级绕组中的感生电压，替代电子电路或电 子元件可以实现负载的充电、负载的放电和/或负载上对大致相同电荷 水平的保持。
在本文中的公开内容的各方面中，续流二极管可以与驱动的电感 元件的初级绕组并联耦合。续流二极管可以跨电感器连接并用于消除 返驰。将驱动配置成包含续流二极管可以进一步提高驱动的功率效率。
本文中的公开内容的各方面包含用于通过借助可控制电源在电感 元件的初级绕组上施加电压以实现隔离驱动电路的期望功能性(例如， 充电、放电，或使负载电荷保持处于类似或相同的水平)来调节驱动 的输出电压(例如，负载的输入电压)的方法。举例来说，输出电压 的调节可取决于可控制电源的操作模式，可控制电源可以根据由可控 制电源接收的启用信号来操作。
本公开的一些方面可包含用于通过可控制电源在电感元件的初级 绕组上施加电压以实现电感元件的次级绕组和可控制电源(例如，全 桥电路、半桥电路)中的软开关(例如，零电压开关、零电流开关) 的方法。
本文中的公开内容的各方面可以采用用于改进驱动电路的动态性 能和效率以减少在监测/控制/调节具有电容的负载的输入电压时所消 耗的响应时间和能量的系统(或其部分)和方法，所述负载例如是金 属氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)、通信系统(例如，环路信令、 传输器)等等。例如，驱动可以根据由控制器接收的一个或多个启用 信号来监测/控制/调节负载的输入电压，所述启用信号例如内部或外 部时钟(例如，脉宽调制(PWM)，或外部信号(例如，由电压或电流 测量产生)。驱动可以通过使用控制器来监测/控制/调节负载的输入电 压至DC电压电平。
驱动可以通过重复使用在调节负载的输入电压期间消耗的能量来 减少在调节负载的输入电压时所消耗的能量。例如，在调节负载的输 入电压期间，驱动可以消耗由输入电源提供的能量。这种能量中的至 少一些可以进行存储(例如，存储在负载中或存储在驱动电路中)并 返回到输入电源以供重复使用。通过回馈最初传输到驱动的能量中的 一些，电压驱动的总功耗降低，因为能量没有被浪费。驱动可以利用 返回到输入电源的能量中的一些来继续调节负载的输入电压，从而提 高功率效率。
本文中的公开内容的各方面包含驱动，所述驱动可包含：电感元 件(例如，电感器、包含第一电感器和第二电感器的耦合电感器、返 驰变压器、变压器等)；开关电路，其包含至少一个开关；输入端子， 其将耦合到电源；输出端子，其将耦合到具有电容特征的负载(例如， 大功率晶体管的栅极端子、LCD等等)；以及一个或多个任选的控制器。
驱动可以使用电感元件、电容负载和开关电路的谐振特征以便使 用谐振驱动技术。
本文中的公开内容的各方面包含用于通过借助开关电路在电感元 件上施加电压以实现驱动的期望功能性(例如，充电、放电，或使负 载电荷保持处于类似或相同的水平)来监测/控制/调节驱动的输出电 压(例如，负载的输入电压)的方法。举例来说，输出电压的调节可 取决于开关电路的操作模式，开关电路可以根据启用和/或预充电信号 来操作。
驱动可包含同步电路。同步电路可以接收第一启用信号，并且基 于第一启用信号的先前出现，可以估计/预测(例如，将在第一启用信 号之后接收的)后续第一启用信号的到达时间(例如，第一启用信号 的变化，例如启用信号的上升和/或下降)。基于后续第一启用信号的 所估计/预测特征(例如，所估计到达时间)，同步电路可以生成第二 启用信号，例如，预充电信号。估计/预测可包含检测第一启用信号的 先前出现频率或相位。
在一些方面中，预充电信号可以在后续启用信号的到达之前。在 这些情况下，借助由同步电路生成的预充电信号，驱动可以实施旨在 加快控制负载的输入电压的瞬变周期的步骤，由此缩短响应时间并改 进动态性能。
在一些方面中，控制器和/或同步电路可以接收驱动电路的一个或 多个电参数的一个或多个估计和/或确定(例如，由传感器收集的测量 值)和/或数据。
根据本公开的一些方面的驱动电路的配置/状态可以展现一个广 泛动态范围的特征，并且为驱动提供一种柔性的可调适控制系统以满 足不同要求和/或规范和/或设计考虑因素。
在一些方面中，控制器/驱动电路可以在实施控制/监测负载的输 入电压的步骤时优先考虑时序，而在一些方面中，控制器/驱动可以优 先考虑因效率，而不是时序。例如，驱动可以支持第一启用信号不具 有周期性特征的情形和/或同步电路可能没有成功估计/预测第一启用 信号的到达时间的情形。
在一些方面中，驱动电路可以监测/控制/调节两个或更多个电容 负载(例如，MOSFET的栅极端子)的输入电压。由公共驱动驱动两个 电容负载可以通过重复使用在调节第一负载以为第二负载充电期间消 耗的能量来减少在监测/控制/调节负载的输入电压时所消耗的总能 量，并且可以通过共用公共组件(例如，电感器)来缩减系统的大小 和成本。
在一些实例中，负载可以是MOSFET，其操作模式受源极和栅极端 子之间的电压差控制。
本公开的一些方面可包含用于在驱动电路开启开关以启用开关电 路(例如，全桥电路、半桥电路)中的开关的软开关(例如，零电压 开关、零电流开关)之前减小开关上的电压的方法。
在本文中的公开内容的说明性方面中，续流二极管可以与电感元 件并联耦合。续流二极管可以跨电感器连接并用于消除返驰。返驰是 指在供应电流突然降低或中断的情况下电感负载上的突然电压增大 (例如，尖峰)，就像可能因开关所提供的开关而出现的那样。在本文 中的公开内容的一些说明性方面中，续流二极管的配置可以进一步提 高驱动的功率效率。
在一些方面中，驱动电路可以是单电感器多输出(SIMO)电路。 驱动可以通过单个电感器监测/控制/调节具有电容元件的两个或更多 个电容负载(例如，MOSFET的栅极端子)的输入电压。
在一些方面中，驱动电路可包含隔离电感元件(例如，耦合电感 器、变压器)，所述隔离电感元件包含两个或更多个绕组。
在此情况下，驱动电路可以利用单个输入电压(例如，电源)驱 动/监测负载，由此降低驱动的功耗并缩减系统的大小和成本。
如上文所指出，此概述仅仅是对本文所描述的特征中的一些特征 的概述，并且提供本概述是为了以简化形式介绍下文在具体实施方式 中进一步描述的概念的选择。发明内容并非详尽性的，并不意图识别 所主张主题的关键特征或基本特征，且并不限制权利要求。
附图说明
根据以下描述、权利要求书和附图，将更好地理解本公开的这些 和其它特征、方面和优势。本公开借助于实例说明并且不受附图限制。
图1a说明根据本公开的方面的电路的图。
图1b说明根据本公开的方面的电路的图。
图1c说明根据本公开的方面的电路的图。
图1d说明根据本公开的方面的电路的图。
图1e说明根据本公开的方面的电路的时序图。
图2a说明根据本公开的方面的电路的图。
图2b说明根据本公开的方面的电路的图。
图2c说明根据本公开的方面的电路的图。
图2d说明根据本公开的方面的电路的图。
图2e说明根据本公开的方面的电路的时序图。
图3说明根据本公开的方面的电路的图。
图4说明根据本公开的方面的电路的图。
图5说明根据本公开的方面的电路的图。
图6说明根据本公开的方面的电路的图。
图7说明根据本公开的方面的电路的图。
图8说明根据本公开的方面的电路的图。
图9说明根据本公开的方面的电路的图。
图10a说明根据本公开的方面的电路的操作过程。
图10b说明根据本公开的方面的电路的操作过程。
图11a至11b示出根据本公开的方面的电路的框图和时序图。
图12说明根据本公开的方面的电路的图。
图13a至13e说明根据本公开的方面的电路的图。
图13f至13i说明根据本公开的方面的电路的时序图。
图14a至14e说明根据本公开的方面的电路的图。
图14f说明根据本公开的方面的电路的时序图。
图15a至15e说明根据本公开的方面的电路的图。
图15f说明根据本公开的方面的电路的时序图。
图16a至16e说明根据本公开的方面的电路的图。
图16f说明根据本公开的方面的电路的时序图。
图17a至17d说明根据本公开的方面的电路的图。
图17e说明根据本公开的方面的电路的时序图。
图18a至18e说明根据本公开的方面的电路的图。
图18f说明根据本公开的方面的电路的时序图。
图19说明根据本公开的方面的电路的图。
图20说明根据本公开的方面的电路的图。
图21说明根据本公开的方面的电路的图。
图22说明根据本公开的方面的电路的图。
图23说明根据本公开的方面的电路的图。
图24说明根据本公开的方面的电路的图。
图25说明根据本公开的方面的电路的图。
具体实施方式
在本公开的各个方面的以下描述中，参考附图，这些附图形成本 公开的一部分，并且在附图中借助于图示展示其中可以时间本公开的 各方面的各种实施例。应了解，在不脱离本公开的范围的情况下，可 以利用其它实施例并且可以进行结构和功能修改。
应注意，本发明所公开的主题的教示内容不受参考图式描述的实 例束缚。等效和/或修改的功能性可以通过另一方式合并或分割，并且 可以按照任何适当的组合来实施。
本文所使用的术语“大体上”和“大约”包含针对预期目的或功 能等效(例如，在准许的变化范围内)的变化形式。本文中利用前面 是术语“大体上”和“大约”的数值呈现了某些范围。术语“大体上” 和“大约”在本文用于为其后面出现的精确数值，以及接近或靠近该术语后面的数值的数提供文字性支持。在确定数值是否接近或靠近具 体叙述的数值时，接近或靠近的未叙述数值可以是以下数值：它是在 它所存在的上下文中与具体叙述的数值大体等效的数值。
所有值均为实例，且并不意图为限制性的。并且，所有给定值都 包含大体上等于所述给定值的值。例如，给定值12V可包含操作性等 效的任何值，例如，大约12V、11.9V、12.1V等。
在诸如调节负载(例如，MOSFET的栅极端子、LCD等)的电压输 入的电压驱动之类的功率电路中，始终需要降低功耗。全隔离驱动可 以是有效减少驱动所耗散的能量的量的解决方案。在与驱动耦合的电 容负载使用高输入电压电平(例如，高侧晶体管)的实施例中，驱动 减少所耗散能量的量的有效性可能更为显著。在这种情况下，全隔离 驱动可包含隔离电感元件(例如，耦合电感器、变压器)，它的初级绕 组电压电平相比于负载的高输入电压相对较低。电感元件借助它的隔 离和电压感生特征可以在连接到电感元件的初级绕组的电路中使用相 对较低的电压(例如，输入电源电压)，以在电感元件中与浮地电路(例如，它不参考地)耦合的次级侧上感生相对较高的电压电平，由此驱 动具有相对较高的输入电压的负载并降低驱动的功耗。
本文所提供的各方面说明一种全隔离驱动(例如，谐振栅极驱动 电路)，相比于使用来自与驱动的浮地电路(例如，不参考大地/地的 次级绕组电路)耦合的另一浮动电源(例如，自举电路)的功率的其 它驱动，这种全隔离驱动在调节负载的高输入电压时可以只消耗少量 能量。在一些情况下，所述另一浮动电源可以在高频(例如，以kHz、 MHz、GHz为单位)下操作。由于在其它驱动的浮地电路中使用另一在 高频率下操作的电源，所以所述其它驱动会消耗大量能量。因此，如 果移除所述另一电源，就可以去除额外功耗。
根据本文中所公开的全隔离驱动的各个方面，避免额外功耗，所 述全隔离驱动在驱动的浮地电路中提供稳定电压，由此生成内部电源。 例如，全隔离驱动可以通过向控制器的功率输入提供适当的稳定电压 来启动控制器。
现在参考图1a至1d，它们说明根据本文中的公开内容的各方面的 电路(隔离谐振栅极驱动电路)的图。图1a至1d说明根据本文中的 实施例的根据电路100的一个或多个电参数(例如，所施加电压101、 输出电压105)的隔离驱动电路控制的可能状态。电路100包含包括初 级绕组102a和次级绕组102b的耦合电感器102、开关103、负载104、 电路110、控制器(在图1a至1d中未描绘)、输入端子In1和In2及 输出端子Out1和Out2。耦合电感器102、开关103、电路110和控制 器可统称为驱动150(例如，全隔离驱动电路)，且配置成降低在调节负载104上的电压105时的功耗。驱动150可以将负载104上的电压 105调节至两个电压电平，即V1(例如，12V、5V、3.3V)和V2(例如， 0V)。驱动可包含与电路110耦合的输入端子In1和In2，所述电路110 可包含可控制电源(例如，可控制电压供应器或可控制电流供应器)。输入端子In1和In2可以接收用于控制负载104的直流电(DC)或交 流电(AC)。电路110(例如，可控制电源)还可耦合到耦合电感器102 的初级绕组102a。电路110(例如，DC-DC转换器、AC-DC转换器)可 以向耦合电感器102的初级绕组102a提供电压101。驱动可包含输出端子Out1和Out2，所述输出端子Out1和Out2配置成与负载104耦合， 使得开关103和负载104跨耦合电感器102的次级绕组102b的端子(任 选地通过额外电路元件，如串联电阻器、开关、电感器等)串联连接 以形成闭环。
在本文中的公开内容的一些方面中，为了设计本领域技术人员能 够对耦合电感器102做出的改变，初级绕组102a的绕组匝数(M)和 次级绕组102b的绕组匝数(N)之间的比M:N(例如，M和N是实数) 可以相应地改变，由此改变变压器或耦合电感器电压比，所述电压比 与绕组匝数比(例如，M:N)成正比。当电压101处于不断变化的电压 电平V(例如，V1、V2、V3等)时，与V成比例的电压(例如，
Figure BDA0002371554360000091
) 在次级绕组102b上感生。例如，在图1a至1d中，绕组匝数比可以是 1:1(M、N＝1)。
在操作中，电路110可以在初级绕组102a上供应电压101。电压 101可以是在多个直流电(DC)电压电平之间周期性地变化的时变电压。 例如，电压101可以在以下三个电压电平之间变化：V1、V2和V3。V1 可以是正电压(例如，+12V)，V2可以是零电压(例如，0V、0.1V、-0.1V 等，这可能是由初级绕组102a上的短路或近似短路(near-short circuit)所致)，且V3可以是极性与V1相反的负电压(例如，-12V)。
每个电压电平的持续时间可受电路110或控制器控制。可以根据 启用信号(例如，脉宽调制信号)控制每个电压电平在每个周期期间 的持续时间。控制可基于电压模式控制和/或电流模式控制。例如，启 用信号可以由电路100(例如，电路100的控制器、控制器中的石英晶 体、电路110)根据时钟、外部控制信号(例如，基于包括晶体管的电 路中的电参数的测量值而生成的信号，所述晶体管的栅极电容受驱动 150控制)或对驱动150的一个或多个电参数(例如，流过耦合电感器 102的电流、负载104上的电压105)的确定或估计而生成。例如，电 路110可以根据对流过初级绕组102a的峰值电流的确定或估计而在初 级绕组102a上施加电压101。可以计算/估计峰值电流，使得存储在电 感器的磁场中的能量(例如，
Figure BDA0002371554360000092
其中L表示初级绕组102a的 电感)可等于将负载104充电到电压电平V所需要的能量(例如，
Figure BDA0002371554360000094
Figure BDA0002371554360000093
其中C表示负载电容)。在一些情况下，特定电压电平的持续时间可以在所述特定电压电平的每个时间间隔内保持恒定。在其它情况 下，特定电压电平的持续时间可以在所述特定电压电平的每个时间间 隔内随时间推移而改变。
在一些方面中，驱动150可包含同步电路。同步电路可以接收第 一启用信号，并且基于第一启用信号的先前出现，可以估计/预测(例 如，将在第一启用信号之后接收的)后续第一启用信号的到达时间(例 如，第一启用信号的变化，例如启用信号的上升和/或下降)。基于后 续第一启用信号的所估计/预测特征(例如，所估计到达时间)，同步 电路可以生成第二启用信号，例如，预充电信号。估计/预测可包含检 测第一启用信号的先前出现频率或相位。
在一些方面中，电路110可以基于和/或使用闭环控制系统在初级 绕组102a上供应电压101，所述闭环控制系统可以监测可通过取样/ 感测电路[未示出]获得的所测量/所估计/所感测参数(例如，负载104 上的电压105的上升时间取样、流过耦合电感器102的峰值电流等) 中的一个。
开关103可负责将负载104连接到耦合电感器102的次级绕组 102b和断开它们的连接，并且结合来自次级绕组102b的电压或电流， 使负载104充电(例如，将能量转移到负载)、放电(例如，从负载转 移能量)或保持特定电荷水平。开关103的控制直接或间接地基于改 变输入电压电平101(例如，V1、V2和V3)，如随后段落所解释。开关 103的控制方法和所施加输入电压101的电压电平可以例如根据耦合 电感器102的绕组的相对极性来变化。
电路110(例如，可控制电源)可以实施为开关电路、DC-DC转换 器(例如，全桥电路、半桥电路)、AC-DC转换器等。
负载104可具有电容，例如，晶体管的源极和栅极端子之间的等 效电容(栅极-源极电容-Cgs)、(例如，用于环路信令的)通信电路的 电容阻抗等等。负载104可具有输入电压105。驱动150可以使用耦合 电感器102的谐振特征，负载104的电容特征和开关103，以便使用谐 振驱动技术来为负载104放电和充电。
负载104的电容在操作期间可以根据不同情况发生变化。例如， 当负载104的电容表示包括晶体管的源极和栅极端子之间的电容(栅 极-源极电容-Cgs)及晶体管的漏极和栅极端子之间的电容(栅极-漏 极电容-Cgd)的(例如，晶体管的)栅极电容时，密勒效应可使某些 电路中的这一电容增大，例如，使逆变电压放大器中的这一电容增大。
图1a说明驱动150对负载104上的电压电平V1(例如，12V)的 驱动。在初始状态中，负载104上的电压105可以是0V，且电路110 上的电压101可以是0V。响应于启用信号，电路110可以将电压101 变成电压电平V1(例如，12V)。基于增大初级绕组102a上的电压101， 第一电流Ia1可以流过初级绕组102a(例如，图中的箭头指示第一电流 Ia1的方向)，并且在次级绕组102b上可以感生与V1和绕组匝数比成比 例(例如，V1·N)的电压(例如，12V)。
借助开关103的开关特征，电路100的控制器或反馈控制电路(例 如，可以通过次级绕组102b上的电压控制开关103的电路)可以闭合 开关103，继而在次级绕组102b和负载104之间形成短路和导通(例 如，电流通过)。因此，借助谐振特征，第二电流Ia2可以从次级绕组 102b流过开关103以为负载104充电(例如，将能量转移到负载)，直 到负载104上的电压105达到与电压101的电压电平(例如，12V)大 致相同的电压电平为止。当电压105达到大约12V的电压电平时，第 二电流Ia2可减小至零。
图1b说明电路150对负载104上的电压电平V1(例如，12V)的 调节(保持)。当负载104上的电压105是12V且电压101变成电压电 平V2(例如，0V、0.1V或对应于纹波电压或噪声的另一电压)时，电 路100的控制器或反馈控制电路可以断开开关103(例如，电流无法通过开关103)，继而在负载104和次级绕组102b之间形成断路。因此， 次级绕组102b中没有电流可以流动，所以负载104上的电压105可以 保持处于与电压电平V1(例如，12V)大致相同的电压电平。续流电流 可以在初级绕组102a中流动。
图1c说明驱动150遵循上文所描述的步骤中的一个将负载104例 如从电压电平12V放电到0V。响应于控制器所做出的确定或启用信号 的出现，驱动150可以使用电路110将负载放电到大体上0V(例如， 电压电平V2)。根据以上实例，当负载104上的电压105仍处于大约 12V(就像在图1b中那样)时，电路110将电压101变成-12V(例如， 电压电平V3)，且在次级绕组102b上可以感生对应电压107。作为响 应，开关103可以接通(由于开关103的特征或因为控制器可以接通 开关103)，以在耦合电感器102b的次级绕组和负载104之间提供导通 (例如，短路)。因此，借助谐振特征，第三电流Ic2可以从负载104流 向次级绕组102b(例如，如由图1c中的箭头指示)，继而使负载104 上的电压105放电，直到负载104上的电压105达到可与电压电平V2 (例如，0V、0.1V，或对应于纹波电压或噪声的另一电压)大致相同的电压电平为止。第四电流Ic1可以流过初级绕组102a(例如，如由图 1c中的箭头指示)。
图1d说明电路150对负载104上的电压电平V2(例如，0V)的调 节(保持)。当负载104上的电压105是0V且电压101变成电压电平 V2(例如，0V)时，控制器或反馈控制电路可以断开开关103(例如， 电流无法通过开关103)，继而在负载104和次级绕组102b之间形成断 路。因此，次级绕组102b中没有电流可以流动，所以负载104上的电 压105可以保持处于与电压电平V2(例如，0V)大致相同的电压电平。 续流电流可以在初级绕组102a中流动。
现在参考图1e。图1e说明根据上文关于图1a至1d所论述的步骤 的实施方案的两个时间线，它们显示了描述电压105(例如，图1a至 1d中负载104上的电压)随不断改变的电压101(例如，图1a至1d 中电路110施加在初级绕组102a上的电压)而变的变化的波形。
根据上文关于图1a、1b、1c和1d所描述的步骤，时间间隔T1、 T2、T3、T4分别表示在每个周期期间电压101的每个电压电平的持续时 间。可以根据一个或多个启用信号(例如，脉宽调制信号)控制每个 电压电平在每个周期期间的持续时间。
波形描述通过改变电压101为电压105充电和放电的两个循环。 波形描绘了在整个时间间隔T1至T4内电压101和105的稳定电压电平 以及电压电平之间的即时转变。然而，应理解，转变可能不是即时的， 且图1a至1d中所示的一些电流的流动可以贯穿所有转变。
在一些情况下，特定电压电平的持续时间可以在所述特定电压电 平的每个时间间隔内保持恒定。在其它情况下，特定电压电平的持续 时间可以在所述特定电压电平的每个时间间隔内随时间推移而改变。 例如，T1可以在第一循环中持续5ms，而在之后的循环中，T1可以持续 2ms。
现在参考图2a至2d，它们说明根据本文中的公开内容的各方面的 电路(隔离驱动电路)的图。图2a至2d说明根据本文中的实施例的 根据电路200的一个或多个电参数(例如，所施加电压201、输出电压 205)的隔离驱动电路控制的可能状态。电路200包含：耦合电感器202， 其包括绕组匝数比为1:N(例如，N＝5)的初级绕组202a和次级绕组 202b；开关203(具有不同于图1a至1d的开关103的特征)；负载204； 电路210；控制器(在图2a至2d中未描绘)；输入端子In1至In2； 及输出端子Out1至Out2。耦合电感器202、开关203、电路210和控 制器可统称为驱动250(例如，全隔离驱动电路)，且配置成降低在调 节负载204时的功耗。驱动250可以将负载204上的电压205调节至 电压电平V4(例如，15V)、V5(例如，0V)和V6(例如，-15V)。驱 动可包含输入端子In1和In2，所述输入端子In1和In2配置成与可用 作可控制电源的电路210耦合。电路210(例如，可控制电源)还可与 耦合电感器202的初级绕组202a耦合。电路210(例如，DC-DC转换 器、AC-DC转换器)可以向耦合电感器202的初级绕组202a提供电压 201。驱动可包含输出端子Out1和Out2，所述输出端子Out1和Out2 配置成与负载204耦合，使得开关203连接于负载204和耦合电感器 202的次级绕组202b的一个端子之间(负载204和开关203跨耦合电 感器202的次级绕组202b的端子串联连接)。
在操作中，电路210可以在初级绕组202a上供应电压201。电压 201可以是在多个直流电(DC)电压电平之间周期性地变化的时变电压。 例如，电压201可以在以下三个电压电平之间变化：V1、V2和V3。V1 可以是正电压(例如，+3V)，V2可以是零电压(例如，0V、0.1V或可 由初级绕组202a上的短路或近似短路产生的另一电压，包含电压纹波 或噪声)，且V3可以是极性与V1相反的负电压(例如，-3V)。
在一些方面中，电路210可以基于和/或使用闭环控制系统在初级 绕组202a上供应电压201，所述闭环控制系统可以监测可通过取样/ 感测电路[未示出]获得的所测量/所估计/所感测参数(例如，负载204 上的电压205的上升时间取样、流过耦合电感器202的峰值电流等) 中的一个。
图2a说明驱动250对负载204上的电压电平V4(例如，15V)的 驱动。在初始状态中，负载204上的电压205可以是0V，且电路210 上的电压201可以是0V。响应于启用信号，电路210将电压201变成 V1(例如，3V)。由于增大初级绕组202a上的电压201，第一电流Ia1可以流过初级绕组202a(例如，图中的箭头指示流动的电流Ia1的方向)， 且在次级绕组202b上可以感生与V1和绕组匝数比成比例(例如，V1· N，其中N＝5)的电压(例如，V4)(例如，15V)，所述电压是电压207。
电路200的控制器或反馈控制电路可以闭合开关203，继而在次级 绕组202b和负载204之间形成短路和导通(例如，电流通过)。因此， 借助谐振特征，第二电流Ia2可以从次级绕组202b流过开关203以为 负载204充电(例如，将能量转移到负载)，直到负载204上的电压205 达到与电压207的电压电平(例如，15V)大致相同的电压电平为止。
图2b说明电路250对负载204上的电压电平V4(例如，15V)的 调节(保持)。当负载204上的电压205是15V且电压201变成电压电 平V2(例如，0V)时，电路200的控制器或反馈控制电路可以断开开 关203(例如，电流无法通过开关203)，继而在负载204和次级绕组202b之间形成断路。因此，次级绕组202b中没有电流可以流动，所以 负载204上的电压205可以保持处于与电压电平V4(例如，15V)大致 相同的电压电平。续流电流可以在初级绕组202a中流动。
图2c说明驱动250遵循上文所描述的步骤中的一个将负载204例 如从电压电平15V放电到电压电平-15V(例如，V6)。响应于控制器所 做出的确定或启用信号的出现，驱动250可以使用电路210将负载放 电到-15V。根据以上实例，当负载204上的电压205仍处于大约15V (就像在图1b中那样)时，电路210将电压201变成-3V(例如，电压 电平V3)，且在次级绕组202b上可以感生与V3和绕组匝数比成比例(例 如，V1·N，其中N＝5)的对应电压(例如，-15V)。基于感生电压，开 关203可以接通(由于开关103的特征，或因为控制器可以接通开关 203)，以在耦合电感器202b的次级绕组和负载204之间提供导通。因 此，第三电流Ic2可以从负载204流向次级绕组202b(例如，如由图 2c中的箭头指示)，继而使负载204上的电压205放电(例如，由于谐 振特征而从负载转移能量)，直到负载204上的电压205达到可与电压 电平V6(例如，-15V)大致相同的电压电平为止。第四电流Ic1可以流 过初级绕组202a(例如，如由图2c中的箭头指示)。
图2d说明驱动250将负载204从电压电平V6(例如，-15V)充电 到电压电平V5(例如，0V)。当负载204上的电压205是-15V且电压 201变成电压电平V2(例如，0V)时，开关203可以接通(由于开关 203的特征，或因为控制器或反馈控制电路可以接通开关203)，以在耦合电感器202b的次级绕组和负载204之间提供导通。因此，第五电 流Id2可以从负载204流向次级绕组202b(例如，如由图2d中的箭头 指示)继而使负载204上的电压205增大，直到负载204上的电压205 达到可与电压电平V5(例如，0V)大致相同的电压电平为止。第六电 流Id1可以流过初级绕组202a(例如，如由图2d中的箭头指示)。
根据本文中所描述的步骤中的一个，可以实施隔离驱动电路250 通过驱动250将负载204从电压电平V4(例如，15V)放电到电压电平 V6(例如，-15V)的任选软开关(例如，零电压开关、零电流开关等) 方法(在图2a至2e中未示出)。例如，当隔离驱动电路250处于如图 2b中所说明的状态时，负载204上的电压205与电压电平V4(例如， 15V)大致相同，并且控制器接收将负载204放电到电压电平V6(例如， -15V)的启用信号。隔离驱动电路250可以通过电路210将电压201 变成电压电平V1(例如，3V)，由此在耦合电感器202的初级绕组202a 上施加电压电平V1。在次级绕组202b上可以感生与V1和绕组匝数比 成比例(例如，V1·N，其中N＝5)的对应电压(例如，15V)。作为响应， 开关203的第一端子(例如，在开关203是MOSFET的情况下为源极端 子)和开关203的第二端子(例如，在开关203是MOSFET的情况下为 漏极端子)之间的电压差可以与电压电平V2(例如，零电压)大致相 同。根据电压差大致为电压电平V2的估计和/或确定，电路210可以 将电压201变成电压电平V3(例如，-3V)，在次级绕组202b上可以感 生与V3和绕组匝数比成比例(例如，V3·N，其中N＝5)的对应电压(例 如，-15V)。基于感生电压，开关203可以接通(由于开关103的特征， 或因为控制器可以接通开关203)，以在耦合电感器202b的次级绕组和 负载204之间提供导通。由于谐振特征，电流可以从负载204流向次 级绕组202b，继而使负载204上的电压205减小，直到负载204上的 电压205达到可与电压电平V6(例如，-15V)大致相同的电压电平为 止。
因此，在本文中的公开内容的一些方面中，任选的方法可以在接 通开关203之前使开关203上在开关203的第一端子和开关203的第 二端子之间的电压(例如，用于开关103的MOSFET的漏极-源极电压) 变为零或接近零，由此降低由零电压开关(ZVS)方法所致的开关203 的开关损耗。
现在参考图2e。图2e说明根据上文关于图2a至2d所论述的步骤 的实施方案的两个时间线，它们显示了描述电压205(例如，图2a至 2d中负载204上的电压)随不断改变的电压201(例如，图2a至2d 中电路210施加在初级绕组202a上的电压)而变的变化的波形。
根据上文关于图2a、2b、2c和2d所描述的步骤，时间间隔T5、 T6、T7、T8分别表示在每个周期期间电压201的每个电压电平的持续时 间。可以根据一个或多个启用信号(例如，脉宽调制信号)控制每个 电压电平在每个周期期间的持续时间。
波形描述通过改变电压201为电压205充电和放电的两个循环。 波形描绘了在整个时间间隔T5至T8内电压201和205的稳定电压电平 以及电压电平之间的即时转变。然而，应理解，转变可能不是即时的， 且图2a至2d中所示的一些电流的流动可以贯穿所有转变。
在一些情况下，特定电压电平的持续时间可以在所述特定电压电 平的每个时间间隔内保持恒定。在其它情况下，特定电压电平的持续 时间可以在所述特定电压电平的每个时间间隔内随时间推移而改变。 例如，T5可以在第一循环中持续5ms，而在之后的循环中，T5可以持续 2ms。
现在参考图3，它说明根据本公开的方面的电路300a的图，电路 300a是图1a至1e的电路100的实例。如图3所示，在一些方面中， 图1的开关103是齐纳二极管303a。
电路300a包含：耦合电感器302，其包括初级绕组302a和次级绕 组302b，所述初级绕组302a和次级绕组302b具有绕组匝数比M:N(M 是初级绕组302a中的匝数，N是次级绕组中的匝数)；齐纳二极管303a； 电路310；控制器306；输入端子In1至In2；及输出端子Out1至Out2。
耦合电感器302、齐纳二极管303a、电路310和控制器306可统 称为驱动330(例如，全隔离驱动电路)，且配置成降低在调节负载304 时的功耗。
齐纳二极管303a的阳极可以与次级绕组302b耦合，且齐纳二极 管303a的阴极可以与负载304耦合。
根据本文中的公开内容的各方面，电路310(例如，可控制电源) 可以在初级绕组302a上施加电压301。例如，电压301可以是在多个 直流电(DC)电压电平之间周期性地变化的时变电压，所述多个直流 电电压电平即图1a至1e的V1、V2和V3。
例如，在图1e的时间间隔T1期间，电路310可以在初级绕组302a 上将电压301变成电压电平V1，由此在耦合电感器302的绕组中感生 磁场。在次级绕组302b上可以感生对应电压
Figure BDA0002371554360000161
继而使齐纳二极管 303a变为正向偏压的。所述对应电压使次级绕组302b生成从二极管 303a的阳极流到二极管303a的阴极和负载304的电流(由于存储在耦 合电感器302中的能量和相比于初级绕组电路的阻抗相对较低的次级 绕组电路的阻抗)，并减小耦合电感器302的感生磁场。流过二极管 303a的电流所耗散的功率是可忽略的，因为用于正向偏压的二极管电 阻极小。基于接收到的电流，负载304使它上面的电压305增大，直 到电压305达到可以与
Figure BDA0002371554360000162
大致相同的电压电平为止。因此，负载304 可以在几乎没有功率耗散的情况下充电。
电路310可以使用耦合电感器302的第一残余感生磁场(若在将 能量转移到负载304之后留在耦合电感器302的绕组中)来生成在初 级绕组302a中流动的电流。当耦合电感器302的残余感生磁场达到零 时，电路310可以生成电流(例如，图1c的电流Ic1)并感生具有相 反极性的磁场。
在图1e的时间间隔T2期间，驱动330可以使用电路310保持负载 304上的第一电压(例如，V1)。根据以上实例，当负载304上的电压 305仍然大致为电压电平V1且电路310将初级绕组302a上的电压301 变成电压电平V2时，在次级绕组302b上可以感生对应电压。所述对 应电压可以使齐纳二极管303a从正向偏压变成反向偏压。由于齐纳二 极管303是反向偏压的，所以没有电流可以流过齐纳二极管303a，继 而使负载304上的电压305保持处于大致相同的电压电平(例如，V1)。
在图1e的时间间隔T3期间，电路330可以使用电路310将负载 304放电到第二电压V2(例如，零电压)。根据以上实例，当负载304 上的电压305仍然大致为电压电平V1时，电路310可以感生极性相反 的磁场以在次级绕组302b上生成第二感生电流，并且可以在齐纳二极 管303a上施加对应电压。对应电压可以将次级绕组302b上的电压减 小到电压电平V3(例如，具有与V1大致相同的绝对值的负电压)，电 压电平V3是一种高于齐纳二极管303a的反向击穿电压的电压电平。 因此，齐纳二极管303a可以从反向偏压变成处于击穿模式。接着，电 流可以从齐纳二极管303a的阴极流到阳极，继而使负载304上的电压 305减小，直到负载304上的电压305达到可以与电压电平V2(例如， 零电压)大致相同的电压电平为止，电压电平V2是电压305的初始调 节电压值。
电路310可以使用耦合电感器302的第二残余感生磁场(若留在 耦合电感器302的绕组中)来生成在初级绕组302a中流动的电流。
在击穿模式中流过二极管303a的电流所耗散的功率大致等于齐纳 电压(二极管的击穿电压)乘以流经二极管303a的电流：P放电＝I* V齐纳。电流I与充电电流具有大致相同的绝对值(施加在初级绕组302a 上的电压V1和V3具有大致相同的绝对值，并因此生成具有大致相同 电平的电流)，并且可表达如下：
Figure BDA0002371554360000171
因此，由负载304 放电所致的所耗散能量的逼近可表达如下：E放电＝CVCC 2。因此，在每 个循环中由对负载304充电和放电所致的总耗散能量的逼近可表达如 下：E循环＝E充电+E放电＝CVCC 2。
为图1的电路100的实例的电路300a是全隔离驱动，它在电路330 的次级(浮动)绕组电路中不需要在高频率下操作的额外电源。因此， 通过不使用额外电源来消除额外功耗。因此，电路330可以调节负载 304上的输入电压305，同时只消耗少量能量(尽管没有实施对能量的 重复使用)，并且仍然可以提供在其它由额外电源供电的隔离驱动器中 存在的特征。
在此实例中，齐纳二极管303a的特性可以提供适当的开关特征(且 不受控制器控制)，使得齐纳二极管303a可用作开关103。本文中所公 开的各方面包含前述修改，以及所属领域的普通技术人员将清楚的其 它修改。
现在参考图4，它说明根据本公开的各方面的电路400a的图，电 路400a是图1a至1e的电路100或图2a至2e的电路200的实例。在 一些方面中，图1a至1d的开关103或图2a至2d的开关203是金属 氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)303b。例如，MOSFET 303b可以是包括漏极、源极和栅极端子(分别表示为D、S和G)的n型增强金 属氧化物半导体场效应晶体管。
在本文中的公开内容的一些方面中，源极可以与次级绕组302b的 第一端子耦合，漏极可以与负载304耦合，且栅极可以与次级绕组302b 的第二端子耦合。二极管309可以是MOSFET 303b的寄生二极管或跨 MOSFET 303b连接的独立二极管，其中阳极与次级绕组302b耦合，阴 极与负载304耦合。图4的其它附图标号类似于图3的附图标号。在 此情况下，耦合电感器302、电路310、MOSFET 303b和二极管309可 以称为驱动430。驱动430还可具有配置成与电路310(例如，可控制 电源)耦合的输入端子及配置成与负载304耦合的输出端子Out1与 Out2。
根据本文中的公开内容的各方面，电路310(例如，可控制电源) 可以在初级绕组302a上施加电压301。例如，电压301可以是在多个 直流电(DC)电压电平之间周期性地变化的时变电压，所述多个直流 电电压电平即图2a至2e的V1、V2和V3。
例如，在图2e的时间间隔T5期间，驱动430可以使用电路310(例 如，可控制电源)将负载304充电到第一电压(例如，电压电平V4)。 作为实例，可以假设V2(例如，零电压)为电压301和电压305的初 始电压值。电路310可以向电路430施加电压电平V1，使得耦合电感器302的初级绕组302a上的电压301是V1。因此，生成的电流可以流 过耦合电感器302，并且可以增大耦合电感器302的感生磁场。在次级 绕组302b上可以感生对应电压
Figure BDA0002371554360000181
继而使MOSFET 303b的栅极和源 极之间的电压差(栅极-源极电压)与电压电平
Figure BDA0002371554360000182
大致相同。由于栅 极-源极电压大致为电压电平
Figure BDA0002371554360000183
所以MOSFET 303b可以关闭(例如， 漏极和源极之间未导通)，但是与MOSFET 303b并联(或跨MOSFET 303b) 耦合的二极管309可以处于正向模式。因此，第一电流可以通过二极 管309从次级绕组302b(由于存储在耦合电感器中的能量和相比于初 级绕组电路的阻抗相对较低的次级绕组电路的阻抗)流向负载304。作 为响应，耦合电感器302的感生磁场可以减小，并且负载304上的电 压305可以增大，直到它达到可以与
Figure BDA0002371554360000191
大致相同的电压电平为止。 流过二极管309的第一电流所耗散的功率是可忽略的，因为用于正向 偏压的二极管电阻极小。因此，由于通过驱动430为负载304充电，所以几乎没有能量耗散(E充电＝0)。
电路310可以使用耦合电感器302的第一残余感生磁场(若在将 能量转移到负载304之后留在耦合电感器302的绕组中)来生成在初 级绕组302a中流动的电流。当耦合电感器302的残余感生磁场达到零 时，电路310可以生成电流(例如，图2c的电流Ic1)并感生具有相 反极性的磁场。
在图2e的时间间隔T6期间，驱动430可以使用电路310保持负载 304上的第一电压(例如，
Figure BDA0002371554360000192
)。根据以上实例，当负载304上的电 压305仍然与电压电平
Figure BDA0002371554360000193
大致相同且电路310将电压301变成电压 电平V2时，在次级绕组302b上可以感生对应电压。接着，源极和栅 极之间的电压差可变为大约V2，并且作为响应，MOSFET 303b可以保 持关闭。二极管309可以变为反向偏压，并且负载304上的电压305 可以保持处于与电压电平V1大致相同的电压电平。
在图2e的时间间隔T7期间，驱动430可以使用电路310将负载 304放电到电压电平V6(例如，负电压
Figure BDA0002371554360000194
)。根据以上实例，当负 载304上的电压305仍然处于与电压电平
Figure BDA0002371554360000195
大致相同的电压电平时， 电路310可以使极性相反的感生磁场在次级绕组302b上生成第二感生 电流，并且可以相应地改变次级绕组302b上的电压
Figure BDA0002371554360000196
源极和 栅极端子之间的电压差可以根据次级绕组302b上的电压的减小而改 变。源极和栅极端子之间的电压差可以达到MOSFET 303b的阈值电压 (VT)，并且可以类似于电压电平V6。响应于栅极-源极电压达到阈值电 压(VT)，MOSFET 303b可以接通，以在MOSFET 303b的漏极和源极之间提供导通。，第二电流可以从负载304流向次级绕组302b，继而使负 载304上的电压305减小，直到负载304上的电压305达到可以与电 压电平V6大致相同的电压电平为止(因为MOSFET 303b仍然是接通的)。
第二感生电流的电流电平可取决于电压电平V3。例如，在V1和 V3的绝对值大致相等的情况下，第一和第二感生电流可具有大致相同 的电流电平，但是是在相反方向上。电路310可以使耦合电感器302 的第二残余感生磁场(若有保留)生成在初级绕组302a中流动的电流。
由于驱动器430对负载304放电所耗散的能量大体上与MOSFET 303b的开关损耗相对应，因为MOSFET 303b的漏极-源极接通状态电阻
Figure BDA0002371554360000201
极小，MOSFET 303B的传导损耗是可忽略的。由于开启MOSFET 303b而耗散的能量是
Figure BDA0002371554360000202
其中Ceq表示等效电容 (负载电容C比等效MOSFET的电容大得多(C＞＞CMOSFET)，并因此， Ceq＝C)，且VDS是MOSFET 303b在开启之前的漏极-源极电压(例如， VDS＝VCC)。
在图2e的时间间隔T8期间，驱动430可以使用电路310将负载 304充电到电压电平V2(例如，零电压)。根据以上实例，当负载304 上的电压305可以与电压电平V6大致相同时，电路310可以将电压301 变成电压电平V1。在次级绕组302b上可以感生对应电压，所述对应电 压可以施加与二极管309的内置电势相反的电压电平。因此，二极管 309可以变为正向偏压，且电流可以从二极管309的阳极流到阴极。接 着，负载304上的电压305可以增大，直到负载304上的电压305达 到可以与电压电平V2大致相同的电压电平为止，电压电平V2是电压 305的初始调节电压值。
反过来，生成的从二极管309的阳极流到阴极的电流可以流过次 级侧302b，并且可以增大耦合电感器302的感生磁场。耦合电感器302 的感生磁场可以在初级绕组302a上生成对应的感生电流。电流可以流 回电路310(例如，可控制电源)，以便重复使用存储在耦合电感器302 中的冗余能量。
因此，由于回到电路310(例如，可控制电源)的能量中有大约 50％进行功率重复使用，所以在每个循环中由驱动430对负载304充电 和放电所产生的总耗散能量大致与
Figure BDA0002371554360000203
成比例。
在此实例中，依据栅极端子的配置，MOSFET 303b的源极和栅极端 子之间的电压差(VGS)的特性可以提供适当的开关特征(例如，其中 VGS>0接通MOSFET 303b，并启用流经MOSFET 303b的电流，且VGS<0关 闭MOSFET 303b)。本文中所公开的各方面包含前述修改，以及所属领 域的普通技术人员将清楚的其它修改。
现在参考图5，它说明根据本公开的各方面的电路500a的图，电 路500a是图1a至1e的电路100或图2a至2e的电路200的实例。在 一些方面中，图1a至1d的开关103或图2a至2d的开关203是金属 氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)303c。例如，MOSFET 303c可以是包括漏极、源极和栅极端子(分别表示为D、S和G)的n型增强金 属氧化物半导体场效应晶体管。
在本文中的公开内容的一些方面中，图5的控制器306可以是无 源控制电路。在此实例中，控制器306是控制MOSFET 303c的源极和 栅极端子之间的电压差的电阻器-电容器电路(RC电路)。源极可以与 次级绕组302b的第一端子耦合，漏极可以与负载304耦合，且栅极可 以通过电阻器312(或包含一个或多个电阻器的电阻组件)与302b的 第二端子耦合。电容器313耦合在源极和栅极之间。电容器313可以 表示源极和栅极端子之间的有效电容，或者可以是离散电容组件(例 如，一个或多个电容器)。二极管309跨MOSFET 303c连接，其中阳极 与次级绕组302b耦合，且阴极与负载304耦合。
图5的其它附图标号类似于图3的附图标号。在此情况下，耦合 电感器302、二极管309、电路310、MOSFET 303c、电容器313和电阻 器312可以称为隔离驱动电路530。驱动电路530还可配置成与电路 310(例如，可控制电源)耦合，且输出端子Out1和Out2配置成与 负载304耦合。
图5的电路530的操作模式可以类似于图4的电路430的操作模 式，如上文所解释。图5的电路530的操作模式和电路430的操作模 式之间的差异可在于闭合和断开MOSFET(分别为MOSFET 303c和MOSFET 303b)的持续时间。由于等于电路电阻(以欧姆为单位)和电路电容 (以法拉为单位)的乘积的电阻器-电容器(RC)时间常数，闭合或断 开MOSFET 303c的持续时间可以持续更长时间。因此，闭合或断开 MOSFET 303c的持续时间可以因为电路组件(例如，电容器313和电阻 器312)而变化，并且依据栅极端子的配置，MOSFET 303c的源极和栅 极端子之间的电压差(VGS)的特性可以提供适当的开关特征(例如， 其中VGS>0接通MOSFET 303c，并启用流经MOSFET 303c的电流，且VGS<0 关闭MOSFET 303b)。本文中所公开的各方面包含前述修改，以及所属 领域的普通技术人员将清楚的其它修改。
现在参考图6，它说明根据本公开的各方面的电路600a的图，电 路600a是图1a至1e的电路100或图2a至2e的电路200的实例。在 一些方面中，图1a至1d的开关103或图2a至2d的开关203是金属 氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)303d。例如，MOSFET 303d可以是包括漏极、源极和栅极端子(分别表示为D、S和G)的p型增强金 属氧化物半导体场效应晶体管。
在本文中的公开内容的一些方面中，图6的控制器306可以实施 为独立电路或组件。实施方案可以是数字的(例如，使用微处理器)、 模拟的(例如，使用积分器)或既是数字的又是模拟的(例如，使用 数-模转换器)。在此实例中，控制器306是控制MOSFET 303d的源极 和栅极端子之间的电压差的独立电路。漏极可以与次级绕组302b的第 一端子耦合，源极可以与负载304耦合，且栅极可以与由控制器306 驱动的信号耦合。二极管309跨MOSFET303d连接，其中阳极与次级 绕组302b耦合，且阴极与负载304耦合。
在一些方面中，MOSFET 303d可以是包括漏极、源极和栅极端子(分 别表示为D、S和G)的n型增强金属氧化物半导体场效应晶体管。在 这些方面中，二极管309可以跨MOSFET303d连接，其中阳极与负载 304耦合，且阴极与次级绕组302b耦合。
在图6中，耦合电感器302、二极管309、电路310和MOSFET 303d 可以称为隔离驱动电路630。驱动630还可具有配置成与电路310(例 如，可控制电源)耦合的输入端子及配置成与负载304耦合的输出端 子Out1与Out2。
图6的其它附图标号类似于图3的附图标号。
根据本文中的公开内容的各方面，电路310(例如，可控制电源) 可以在初级绕组302a上施加电压301。例如，电压301可以是在多个 直流电(DC)电压电平之间周期性地变化的时变电压，所述多个直流 电电压电平即图2a至2e的V1、V2和V3。
本文中的公开内容的一些方面可以连同参考图2a至2e描述的任 选方法一起实施，以便通过为MOSFET 303d采用零电压开关(ZVS)来 减少MOSFET 303d的开启损耗。如上文所描述，零电压开关(ZVS)是 一种通过在接通高侧MOSFET之前去除高电流体二极管导通、使高侧 MOSFET的漏极-源极电压变为零或接近零且不产生任何高电流尖峰或 不损坏振铃来解决电压调节器/转换器的高接通损耗的软开关技术。
例如，任选方法可以在接通MOSFET 303d的高侧之前使MOSFET 303d的漏极-源极电压变为零或接近零。任选方法可以在电路630使用 电路310将负载304从电压电平V4(图2a至2e)放电到电压电平V6 (例如，如图2a至2e中所解释的负电压)或电压电平V5(例如，零电 压)时应用。由于控制器306可以在电压305减小到与电压电平V5大 致相同之后施加关闭MOSFET 303d的电压或信号这一事实，负载304 放电到电压电平V5是可能的。根据以上实例，当负载304上的电压305 仍然大致处于电压电平V4时，在电路310将电压301变成电压电平V3 之前，电路300可以将耦合电感器302的初级绕组302a上的电压301 变成电压电平V1。在次级绕组302b上可以感生对应电压(例如，对应 电压可以是V4，它等于V1*N，其中绕组匝数比是1:N)。MOSFET 303d 的源极和栅极之间的电压差可以与电压电平V2(例如，零电压)大致 相同。
由于在将电压301变成电压电平V3之前实施上述任选的零电压开 关(ZVS)方法，所以由开启MOSFET 303d产生的所耗散能量可以趋近 零，因为在MOSFET 303d开启之前，它的漏极-源极电压(VDS)约为 零(例如，
Figure BDA0002371554360000231
因此，当应用任选的零电 压开关(ZVS)方法时在每个循环中由驱动630对负载304充电和放电 所致的总耗散能量大致为零，这意味着驱动630有可能重复使用在循 环中消耗的大致100％的能量(假设不存在寄生效应)。任选的零电压开 关(ZVS)方法的实施方案将在下文关于图10b加以论述。
现在参考图7，它说明根据本文中的公开内容的各方面的电路700a 的图，电路700a是图1a至1e的电路100或图2a至2e的电路200的 实例。
在本文中的公开内容的一些方面中，任选的开关308(例如，续流 二极管、MOSFET等)可以与初级绕组302a并联耦合。跨电感器(即， 初级绕组302a)连接的开关用于消除返驰。返驰是指在供应电流突然 降低或中断的情况下电感负载上的突然电压增大(例如，尖峰)，就像 可能因为开关而出现的那样。当电压301处于电压电平V2时，开关308 可以闭合，使得初级绕组302a短路并通过开关308使耦合电感器302 的绕组中的残余能量提供电流，由此潜在地减小系统的损耗。相比于 驱动电路中的其它开关的传导损耗，开关308的特征可在于低传导损 耗(例如，MOSFET、二极管)，并且流过开关308的电流可以减少功率 耗散。
在本文中的公开内容的一些方面中，第一控制器(例如，图7的 控制器306)可以控制电路310，且第二控制器(例如，图7的控制器 316)可以控制开关303。第一和第二控制器中的每一个可以实施为独 立电路或组件，并且可以是数字的(例如，使用微处理器)、模拟的(例 如，使用积分器)或既是数字的又是模拟的(例如，使用数-模转换器)。
图7的控制器316可以是包括以下I/O引脚的控制器：用于地(GND) 的引脚、用于输入功率(Vcc)的引脚和输出脉宽(或脉冲-持续时间) 调制信号(PWM)的输出引脚。输出引脚(例如，PWM引脚)可以通过 控制开关303(例如，MOSFET的栅极端子)而短路，由此控制开关303 的操作模式。子电路750可包括电容器C320、二极管D321及两个输入 端子Sub1和Sub2。电容器C320可以跨GND和控制器316的Vcc引脚 耦合。电容器C320的第一端子可以连接到GND引脚，并且可以与次级 绕组302b的第一端子耦合。二极管D321可以耦合在次级绕组302b的 第二端子和电容器C320的连接到Vcc引脚的第二端子之间。二极管 D321的阳极可以连接到次级绕组302b的第二端子，且二极管D321的 阴极可以连接到Vcc引脚。
图7的其它附图标号类似于图3的附图标号。在此情况下，耦合 电感器302、电路310、开关303、电容器C320和二极管D321(例如， 子电路750)可以称为隔离驱动电路730。驱动电路730还可具有输入 端子In1和In2及与负载304耦合的输出端子Out1和Out2。控制器306和316可以集成在隔离驱动电路730中或在外部连接到隔离驱动电 路730。
在一些情况下，图7的电路730的操作模式可以类似于图1a至1e 的电路100或图2a至2e的电路200的操作模式，如上文所解释。
在本文中的公开内容的一些方面中，全隔离驱动可以在驱动的浮 地电路中提供稳定电压，由此生成参考浮地电路的内部电源。内部电 源可以为不同应用供电。
例如，隔离驱动电路730可以含有子电路750，子电路750调节驱 动730的浮地电路中电容器C320上的稳定电压，由此为控制器316的 Vcc引脚供应适当的输入DC电压(例如，+12V)。子电路750可包括电 容组件C320(例如，一个或多个电容器)、二极管(例如，D321)或开 关(例如，MOSFET)及两个端子Sub1和Sub2。端子Sub1可以耦合到 次级绕组302b的第一端子，且端子Sub2可以耦合到次级绕组302b的 第二端子和电容组件(例如，C320)。
现在参考图8，它说明根据本公开的各方面的电路800a的图，电 路800a是图1a至1e的电路100或图2a至2e的电路200的实例。
在本文中的公开内容的一些方面中，图1a至1e的耦合电感器102 或图2a至2e的耦合电感器202可以是多绕组变压器或多绕组耦合电 感器，它们可以含有卷绕在公共芯上的超过一组初级绕组和/或超过一 组次级绕组。用多绕组变压器或多绕组耦合电感器替代耦合电感器102 或202可以启用相同电源上可受相应控制(例如，同步或异步)的几 个隔离驱动电路的配置。
例如，电路800a包含多绕组耦合电感器802，所述多绕组耦合电 感器802包括：初级绕组802a、与初级绕组802a的绕组匝数比为1:N (N是次级绕组中的匝数)的次级绕组302b、与初级绕组802a的绕组 匝数比为1:M(M是三级绕组中的匝数)的三级绕组802c，以及与初级 绕组802a的绕组匝数比为1:P(P是四级绕组中的匝数)的四级绕组 802d。电路800a另外包含P型MOSFET 803、P型MOSFET 806、N型MOSFET 816、电路810、一个或多个控制器(未示出)、输入端子In1至In2、 输出端子Out1至Out2、输出端子Out3至Out4及输出端子Out5至Out6。
耦合电感器802、P型MOSFET 803、P型MOSFET 806、N型MOSFET 816、电路810和一个或多个控制器可统称为驱动830(例如，全隔离 驱动电路)，且配置成降低在调节负载804上的电压805、负载808上 的电压809和负载814上的电压815时的功耗。
P型MOSFET 803可以耦合在次级绕组802b和负载804之间(例如， 跨负载804与次级绕组802b串联)。P型MOSFET 806可以耦合在三级 绕组802c和负载808之间(例如，跨负载808与三级绕组802c串联)。 N型MOSFET 816可以耦合在四级绕组802d和负载814之间(例如，跨 负载814与四级绕组802d串联)。MOSFET 803、806和816可以各自包 括漏极、源极和栅极端子(分别表示为D、S和G)。一个或多个控制器 可以通过施加改变栅极和源极端子之间的电压差的PWM信号(分别为 PWM1、PWM2和PWM3)来控制MOSFET 803、806和816。
根据本文中的公开内容的各方面，电路810(例如，可控制电源) 可以在初级绕组802a上施加电压801。例如，电压801可以是在多个 直流电(DC)电压电平之间周期性地变化的时变电压，所述多个直流 电电压电平即图1a至1e或图2a至2e的V1、V2和V3。
基于在初级绕组802a上施加电压801(V801)，在次级绕组802b 上可以感生与电压801及1:N绕组匝数比成比例(例如，V801·N)的对 应电压，在三级绕组802c上可以感生与电压801及1:M绕组匝数比成 比例(例如，V801·M)的对应电压，并且在四级绕组802d上可以感生 与电压801及1:P绕组匝数比成比例(例如，V801·P)的对应电压。
响应于次级绕组802b上的对应电压，一个或多个控制器中的一个 可以接通或关闭P型MOSFET 803，由此调节负载804。
响应于三级绕组802c上的对应电压，一个或多个控制器中的一个 可以接通或关闭P型MOSFET 806，由此调节负载808。
响应于四级绕组802d上的对应电压，一个或多个控制器中的一个 可以接通或关闭N型MOSFET 816，由此调节负载814。
在本文中的公开内容的一些方面中，驱动830可以将负载804、负 载808和负载814调节至类似电压电平，而在其它方面中，可以将负 载804、负载808和负载814调节至不同电压电平。
在本文中的公开内容的一些方面中，多绕组耦合电感器802的相 对极性可以是相同的，也可以是相反的。例如，正增大进入初级绕组 (802a)的‘点’端的瞬时电流感生离开次级绕组802b的相同端和四 级绕组802d的相同端(如由初级、次级和四级绕组的顶部(图8中) 端中的‘点’所指示)的正极性电压。然而，正增大进入初级绕组(802a) 的‘点’端的瞬时电流感生离开三级绕组802c的相对端(如由三级绕 组的相对(图8底部)端的‘点’所指示)的正极性电压。多绕组耦 合电感器802的相对极性可能会影响驱动830(例如，全隔离驱动电路) 是否可以同步或异步地调节负载804、808和814。
在本文中的公开内容的一些方面中，驱动的浮地电路部分中的开 关(例如，图1a至1d的开关103、图2a至2d的开关203)可以参考 负载的低电压端子或负载的高电压端子。
例如，P型MOSFET 803和806分别连接到负载804的高电压端子 (例如，Out1)和负载808的高电压端子(例如，Out3)。另一方面，N 型MOSFET 816连接到负载814的低电压端子(例如，Out6)。
现在参考图9，它说明根据本文中的公开内容的各方面的电路的 图。在以下实例中，全桥电路可以替代图1a至1e的电路110(例如， 可控制电源)、图2a至2e的电路210和图3至8的电路310。
电路900包含：耦合电感器902，其包括初级绕组902a和次级绕 组902b，所述初级绕组902a和次级绕组902b的绕组匝数比为1:N(N 是次级绕组中的匝数)；开关903至906，其受控制器920控制，开关 909及负载904。耦合电感器902、开关909、控制器920、开关903 至906和任选的控制器920可统称为驱动930(例如，全隔离驱动)， 且配置成降低在调节负载910上的电压911时的功耗。驱动可包含与 直流电压源901(Vdc)耦合的输入端子。输入端子与包括开关903至 906和耦合电感器902的初级绕组902a的全桥电路耦合。全桥电路可 以向耦合电感器902的初级绕组902a提供电压907。次级绕组902b 上可以感生对应电压908(电压907·N)。驱动930可包含输出端子 Out1和Out2，所述输出端子Out1和Out2与负载910耦合，使得负载 910跨输出端子耦合(并因此跨与开关909串联耦合的次级绕组902b 耦合)。
在操作中，DC电压901可以存在于全桥电路的输入端子上。根据 本公开的一些方面，通过控制开关903至906(使用控制器920或图中 未示出的另一控制器)，全桥电路可以在耦合电感器902的初级绕组 902a上施加电压907。例如，如参考图1a至1e或图2a至2e所描述。 电压907可以是在多个直流电(DC)电压电平之间变化的时变电压。 例如，电压907可以在三个电压电平V1、V2和V3之间变化。V1可以 是正电压，V2可以是零电压(例如，初级绕组102a上的短路或近似短 路)，且V3可以是极性与V1相反的负电压。
例如，为了在耦合电感器902的初级绕组902a上施加正电压电平 V1(电压907)，控制器920可以接通开关904和905并关闭开关903 和906，由此电压907可以与Vdc大致相同。
为了在耦合电感器902的初级绕组902a上施加负电压电平V3(电 压907)，控制器920可以关闭开关904和905并接通开关903和906， 由此电压907可以与Vdc的相反值大致相同。
为了在耦合电感器902的初级绕组902a上施加电压电平V2(例如， 零电压电平)(电压907)，控制器920可以关闭全桥的几个开关(例如， 开关903至904、开关905至906等)。例如，关闭开关903和904并 接通开关905和906可以使电压907约为0V。
每个电压电平的持续时间可受诸如控制器920的控制器控制(所 述控制器可以用例如模拟组件、数字组件或数-模转换器等各种组件实 施)。每个电压电平的持续时间可以根据启用信号来控制。
在本文中的公开内容的一些方面中，考虑到设计和控制，控制器 920可以用不同于上文所提及的方式控制开关903至906。例如，控制 器920可以关闭开关903至905并接通开关906，以使耦合电感器902 的残余感生磁场减小。
可以在对开关903至906进行开关时实施诸如零电压开关(ZVS) 和/或零电流开关(ZCS)的软开关方法，以便节能(减少能量损耗)。 所述方法可以由控制器920或类似装置通过由电路和其组件的谐振特 征引起的相移开关来应用。
在一些情况下，任选的开关(例如，如图7的开关308的续流二 极管)可以跨初级绕组902a(例如，与其并联)耦合。当电压907处 于电压电平V2(例如，零电压)时，开关可以闭合，由此使初级绕组 902a短路并使初级绕组902a中的残余能量作为电流流过所述任选的开关，这可以潜在地减少系统的损耗。举例来说，相比于隔离驱动电 路中的其它开关的传导损耗，任选开关的特征可在于低传导损耗，并 且流过任选开关的电流可以减少功率耗散。
现在参考图10a，它以状态图形式说明方法400。方法400是根据 本文中的公开内容的各方面的用于操作包括隔离驱动电路(例如，图 1a至1e的电路150、图2a至2e的电路250和图3的电路330)的电 路的过程的实例。可包含步骤401、402、403和405的方法400代表控制器406(例如，可控制电源)可以用来根据启用信号的出现(例如， 脉宽调制信号、由控制器根据驱动的一个或多个电参数生成的信号) 操作和控制隔离驱动电路的输入电压(表示为Vin)以调节负载的电压 (表示为VL)(例如，MOSFET的栅极电容)的技术中的一种。控制器406 可以与本文所论述的控制器(例如，结合图1a至1e和2a至2e所论 述的控制器)类似或相同。并且，Vin和VL可以与图1a至1e的电压 101和电压105或图2a至2e的电压201和电压205类似或相同。图 10a中描绘的方法400的进入点可以是步骤401。在此实例中，V1、V2 和V3可分别为80V、0V和-80V，且耦合电感器的绕组匝数比可以是1:1。
在步骤401中，输入电压(Vin)可处于电压电平V2(例如，0V)， 且输出电压(VL)可处于V2(例如，0V)。当控制器406接收用于接通 开关103、203(例如，通过驱动MOSFET的栅极电容接通的相关联的 MOSFET)并将VL增大到电压电平V1(例如，80V)的启用信号(例如，PWM信号的上升时间)时，控制器406可以前进到步骤402。
在步骤402中，控制器406可以将Vin增大到V1(例如，80V)， 将VL充电到电压电平V1(例如，80V)，并例如通过直接测量或基于电 路组件值的时间常数计算等等来确定VL是否达到电压电平V1(例如， 80V)或更大。如果控制器406确定VL未达到电压电平V1(例如，80V)， 那么控制器406可以保持在步骤402中，并继续监测VL是否达到电压 电平V1(例如，80V)。如果从进入步骤402开始已经过去预定时间段 或控制器406确定VL达到电压电平V1(例如，80V)，那么控制器406 可以前进到步骤403。
在步骤403中，控制器406可以将Vin减小到电压电平V2(例如， 0V)，以使输出电压VL保持处于大致相同的电平(例如，80V)。此外， 在步骤403中，控制器406可以确定控制器406是否应该接通相关联 的开关103、203(例如，可以通过为MOSFET的栅极电容充电而接通的 MOSFET)和将VL减小到电压电平V2(例如，0V)。步骤403中的确定 可基于启用信号，所述启用信号可以是例如PWM信号的下降时间或内 部或外部(相对于控制器406)时钟信号，并且所述确定可包含确定从 进入步骤403开始已经过去预定时间段。或者，步骤403中的确定可 基于通过电压或电流测量而生成的信号。如果控制器406确定控制器 406不应将VL减小到电压电平V2(例如，0V)，那么控制器406可以 保持在步骤403中，并继续监测控制器406是否应该将VL减小到电压 电平V2。如果控制器406确定控制器406应该减小VL并对负载放电，那么依据相关联的受控电路的实施方案，控制器406可以有两个可能 的选择方案来选择。
根据步骤403中的第一选择方案(例如，其中图1a至d的开关103 用齐纳二极管实施)，控制器406可以前进到步骤405。在步骤405中， 控制器406可以将Vin减小到电压电平V3(例如，-80V)，以将VL放 电到电压电平V2(例如，以启用对负载放电的电流路径)。此外，在步 骤405中，控制器406可以确定VL是否达到电压电平V2(例如，0V)。 如果控制器406确定VL未达到电压电平V2(例如，0V)，那么控制器 406可以保持在步骤405中，并继续监测VL是否达到电压电平V2(例 如，0V)。如果控制器406例如通过直接测量或基于电路组件值的时间 常数计算等而确定VL达到电压电平V2(例如，0V)，那么它可以前进 到步骤401，并将Vin增大到电压电平V2(例如，0V)，由此将电压VL 保持处于电压电平V2(例如，0V)。通过前进到步骤401，系统可以返 回到方法400的进入点，其中控制器406可以重复上文所描述的步骤。
根据步骤403中的第二选择方案，控制器406可以前进到步骤401 并将Vin减小到电压电平V2(例如，0V)，由此将电压VL减小到电压 电平V2(例如，0V)。通过前进到步骤401，系统可以返回到方法400 的进入点，其中控制器406可以重复上文所描述的步骤。
在一些说明性实施例中，控制器406可以从步骤403返回到步骤 402(通过图10a和10b中的选择方案5)，以确保电压VL被充电到电 压电平V1(例如，80V)。例如，在一些情况下，电压VL可以在等待启 用信号到达和/或时间常数或测量值达到预定值时缓慢放电和减小。在 这些情况下，控制器406可以通过在前进到之后的步骤(例如，步骤 401或405)之前一直对电压VL充电(并返回到步骤402)来刷新负载 上的电压。刷新可以由控制器406重复进行，并且可以确保电压VL被 充电到电压电平V1(例如，80V)。
在一些说明性实施例中，控制器406可以不分别在步骤402和405 中确定VL是否达到电压电平V1(例如，80V)和电压电平V2(例如，0V)，并且可以基于启用信号和/或通过基于电路组件值的时间常数计 算等前进到顺序步骤。
现在参考图10b，它以状态图形式说明方法410。方法410可以是 根据本公开的实施例在本文论述的一些电路的实例操作过程。图10b 的操作过程可以在以下实施例中实施：其中图2a至2e的开关203用 受控制器或独立电路控制的场效应晶体管(FET)实施，所述独立电路 控制FET的源极和栅极端子之间的电压差(例如，如图4至6中所示)。 在方法410中，可以使用零电压开关(ZVS)(例如，软开关方法)。并 且，如关于图10a所描述的步骤401、402、403和405可以实施为图 10b的方法410中的步骤401、402、403和405，以及额外步骤404。 因此，以下对方法410的描述开始于步骤403。
在方法410的步骤403中，如果控制器406接收控制器406应该 减小VL且应该接通相关联的开关103、203(例如，通过对MOSFET的 栅极电容充电而接通的MOSFET)的信号(例如，PWM信号的下降时间) 并且如果相关联的受控电路的实施方案与第三选择方案(例如，开关 203是受控制器或独立电路控制的场效应晶体管(FET))相容，那么控 制器406可以前进到步骤404。在步骤404中，控制器406可以将Vin 增大到电压电平V1(例如，80V)，这可以将开关203上的电压(例如， 开关203的漏极-源极电压)减小到零，并借助零电压开关(ZVS)减 少开关损耗，如图2a至2e中所示。在步骤404之后，控制器可以前 进到步骤405(例如，其中开关是闭合的)。
如果控制器406例如通过直接测量或基于电路组件值的时间常数 计算等而确定在驱动电路的次级绕组电路中感生电压电平V1(例如， 80V)且开关203上的电压减小到大体为零，那么控制器406可以前进 到步骤405，由此减少在步骤405中接通开关203时的(例如，如参考 图2a至2e在段落95至105中所提到，驱动的开关203的)开关损耗。
如果控制器406接收控制器406应该减小VL且应该接通相关联的 开关103、203(例如，通过对MOSFET的栅极电容充电而接通的MOSFET) 的信号(例如，PWM信号的下降时间)并且相关联的受控电路的实施方 案与第四选择方案相容，那么控制器406可以从步骤403直接前进到 步骤405。
在步骤405中，控制器406可以将Vin减小到电压电平V3(例如， -80V)以将VL放电到电压电平V3(例如，以启用对负载放电或对负载 负充电的电流路径)。此外，在步骤405中，控制器406可以确定VL 是否达到电压电平V3(例如，-80V)或更小。如果控制器406确定VL 未达到电压电平V3(例如，-80V)，那么控制器406可以保持在步骤 405中，并继续监测VL是否达到电压电平V3。如果控制器406例如通 过直接测量或基于电路组件值的时间常数计算等而确定VL达到电压电 平V3(例如，-80V)或更小，那么它可以前进到步骤401并将Vin增大到电压电平V2或0V)，由此使电压VL变为电压电平V2(例如，0V)。 通过前进到步骤401，系统可以返回到方法410的进入点，其中控制器 406可以重复上文所描述的步骤。
控制器(例如，图11a的控制器16)可以实施为一个或多个控制 器。控制器可以耦合到驱动(例如，如图11a中所说明的驱动11)，和 /或并入到驱动中。同步电路(例如，图11a的同步电路13)可以耦合 到驱动，和/或并入到驱动中(如11a中所说明)。同步电路可包含锁 相环路(PLL)或延迟锁定环路(DLL)。
现在参考图11a和11b，它们说明根据本文中的公开内容的各方面 的电路10的图及时序图2。电路10包含电感元件12(例如，电感器、 变压器、耦合电感器等)、同步电路13、开关电路15、控制器16、包 含电容元件的负载17、输入端子In1至In2(例如，正和负)及输出端子Out1至Out2。
电感元件12、同步电路13、开关电路15、输入端子In1至In2 和输出端子Out1至Out2可统称为驱动11。驱动11可以是控制晶体管 (例如，绝缘栅双极晶体管、MOSFET)的栅极电容器的谐振栅极驱动电 路。
在一些方面中，控制器16和/或同步电路13可以接收与电路10 的一个或多个电参数相关的一个或多个参数。接收到的参数可以是例 如：所测量参数，例如由一个或多个传感器(例如，取样/感测电路14) 收集的测量值；计算出的参数，其例如基于一个或多个所测量参数而 确定或估计；任何其它适当的数据，等等。作为实例，电参数可以是： 电流、电压、功率、频率等。在一些方面中，控制器16可以基于和/ 或使用闭环控制系统控制驱动11，所述闭环控制系统可以监测可通过 取样/感测电路14获得的所测量/所估计/所感测参数(例如，负载17 上的电压18的上升时间取样、流过电感元件12的峰值电流等)中的 一个。
驱动11可以基于启用信号En1的到达将负载17上的电压18大致 调节至两个DC电压电平，即电平V1(例如，3.3V、5V、12V等)和电 平V2(例如，0V、1V等)。例如，如时序图2中所示，根据启用信号 En1，驱动11可以分别将电压18大致充电和放电到电平V1和电平V2， 例如，大致充电和放电到V1＝12V和V2＝0V。启用信号En1的上升可以 指示驱动11将负载17上的电压18充电到电压电平(例如，大致充电 到电平V1＝12V)，启用信号En1的下降可以指示驱动11将电压18放电 到零电压(例如，0V、0.1V、-0.1V等，这可能是由负载17上的短路 或近似短路所致)。
输入端子In1和In2(例如，正和负)可以与开关电路15耦合， 并且可以向开关电路15提供DC电源(例如，12V、5V、3.3V)。开关 电路15(例如，DC-DC转换器、DC-AC转换器)还可耦合到电感元件 12的绕组。负载17可以耦合在输出端子Out1和Out2之间，使得输出 端子Out1可以耦合到电感元件12的一个端子，且输出端子Out2可以 耦合(任选地通过额外电路元件，例如串联电阻器、开关、电感器等) 到输入端子In2。
在操作中，开关电路15可以在电感元件12的绕组上供应电压19。 电压19可以是在多个直流电(DC)电压电平之间周期性地变化/改变 的时变电压。例如，电压19可以在以下三个电压电平之间变化：V1、 V2和V3。V1可以是正电压(例如，+12V、+5V、+3.3V)，V2可以是零 电压(例如，0V、0.1V、-0.1V等，这可能是由电感元件12的绕组上 的短路或近似短路所致)，且V3可以是极性与V1相反的负电压(例如， -12V、-5V、-3.3V)。
电压19可以根据电感元件12上的时变电压v(t)与电感L和通过 电感元件12的时变电流i(t)之间的关系对电感元件12充电和放电， 所述关系是
Figure BDA0002371554360000321
例如，当对电感元件12充电时，控制器16 可以在电感元件12上施加正电压V1，直到穿过电感元件12的电流达 到阈值(例如，1A)或更高为止。阈值可以进行计算/估计，使得存储 在电感器的磁场中的能量(例如，
Figure BDA0002371554360000322
其中L表示电感元件12 的电感)可以等于将负载17充电到电压电平V所需要的能量(例如，
Figure BDA0002371554360000323
其中C表示负载电容)。
每个电压电平的持续时间可受由控制器16生成的用于驱动开关电 路15的一个或多个开关的控制信号控制。可以根据启用信号(例如， 脉宽调制信号等)控制每个电压电平在每个周期期间的持续时间。控 制可基于电压模式控制和/或电流模式控制。例如，启用信号En1可以 由控制器16(例如，控制器16的时钟、控制器16中的石英晶体，等 等)或另一适当的电路或装置生成，所述另一适当的电路或装置例如： 数字信号处理[DSP]电路、现场可编程门阵列[FPGA]装置等等。启用信 号En1可以根据例如以下来生成：时钟、外部控制信号、对电路10的 一个或多个电参数(例如，通过电感元件12的电流、负载17上的电 压18)的确定或估计，等等。例如，电参数可以是负载17上的电压 18的上升时间取样、流过电感元件12的峰值电流等等。在一些方面中， 特定电压电平的持续时间可以在所述特定电压电平的每个时间间隔内 保持恒定。在其它情况下，特定电压电平的持续时间可以在所述特定 电压电平的每个时间间隔内随时间推移而改变。
依据开关电路15的配置，例如，开关的状态，电感元件12的充 电和放电可以在DC电源、电感元件12和负载17之间转移功率/能量/ 电荷。例如，当电感元件12和负载17形成具有谐振特征的闭环时， 电荷可以从存储元件(例如，电感元件12或负载17)流到其它元件， 如下文将关于图13a至13i、14a至14f、15a至15f、16a至16f、17a 至17e和18a至18f所论述。
控制器16可以例如基于对电路10的一个或多个电参数的一个或 多个测量，使用闭环(例如，反馈)控制电路来监测负载17，所述测 量可以通过取样/感测电路14来进行。
在一些方面中，控制器16可以例如基于预定的占空比、预定的操 作频率、可以对负载17充电的预定时间量等等，使用开环控制电路来 监测负载17。
负载17可具有电容(例如，电容元件)，例如，晶体管的源极和 栅极端子之间的等效电容(栅极-源极电容-Cgs)、(例如，用于环路信 令的)通信电路的电容阻抗等等。
负载17的电容在操作期间可以根据不同情况发生变化。例如，当 负载17的电容表示包括晶体管的源极和栅极端子之间的电容(栅极- 源极电容-Cgs)及晶体管的漏极和栅极端子之间的电容(栅极-漏极电 容-Cgd)的(例如，晶体管的)栅极电容时，密勒效应可使某些电路 中的这一电容增大，例如，使逆变电压放大器中的这一电容增大。作 为另一实例，根据一些方面，负载17的电容可以对应于电压18的改 变而改变。
同步电路13可配置成接收启用信号En1，并基于第一启用信号En1 的所估计/所预测特征(例如，先前出现)，可以估计/预测(例如，将 在第一启用信号En1之后接收的)后续启用信号En1的一个或多个特 征(例如，振幅、持续时间等)。例如，同步电路13可以估计/预测后 续启用信号En1的到达时间(例如，En1的上升、En1的下降)。基于 后续启用信号En1的所估计/所预测特征，例如，到达时间，同步电路 13可以生成预充电信号Pre1。估计/预测可包含检测启用信号En1的 先前出现频率或相位。可以生成预充电信号Pre1以复制启用信号En1， 例如，以相对于启用信号偏移的方式复制。同步电路13可以生成预充 电信号Pre1，所述预充电信号Pre1具有与启用信号En1的电压电平相 对应的电压电平。在一些实例中，预充电信号大体上与一个或多个先 前启用信号相同，但是与启用信号的到达时间不同(例如，除时间偏 移以外，信号可以是几乎完全相同的)。
例如，同步电路13可包含锁相环路(PLL)。PLL可以估计和生成 输出信号Pre1，输出信号Pre1的相位和频率可与输入信号En1的相位 和频率相关。PLL可包含振荡器，并且可以比较振荡器的相位与输入启 用信号En1以生成误差信号。PLL可以使用误差信号来调整振荡器，以 便使信号En1和Pre1的相位和频率保持匹配。
作为另一实例，同步电路13可包含延迟锁定环路(DLL)。DLL可 以比较信号Pre1的最后输出的相位与输入信号En1以生成误差信号。 DLL可以使用误差信号来调整振荡器，以便使信号En1和Pre1的相位 和频率保持匹配。
通过在后续启用信号出现之前完全地或部分地将电感元件大致充 电到阈值，估计后续启用信号En1的到达时间可以使同步电路13生成 预充电信号Pre1，这可以缩短驱动11对出现启用信号En1的响应时间。 例如，增大流过电感元件12的电流并将电感元件12大致充电到阈值 可能需要时间。因此，使用生成的可在后续启用信号En1之前的预充 电信号Pre1可以使控制器16和/或驱动11在后续启用信号En1到达 之前将电感元件12预充电到大体上等于或高于阈值的电流。因此，根 据后续启用信号En1的到达时间(例如，En1的上升、En1的下降等)， 驱动11可以在缩短的响应时间内调节负载17上的正电压。
控制器16可配置成接收启用信号En1和预充电信号Pre1，并且通 过使用一个或多个决策规则，例如，通过使用决策电路，可以生成驱 动开关电路15的一个或多个开关的控制信号，如下文将关于图13a至 13i、14a至14f、15a至15f、16a至16f、17a至17e和18a至18f所论述。
例如，在一些方面中，决策电路可以在实施控制/监测负载17的 输入电压时优先考虑时序，而在一些方面中，决策电路可以优先考虑 效率，而不是时序。作为另一实例，驱动可以支持启用信号En1不具 有周期性特征的情形和/或同步电路13可能没有成功估计/预测启用信 号En1的到达时间的情形。
例如，图11b的时序图2说明期间启用信号En1具有周期性波形 (或准周期性波形)的时间间隔。由同步电路13生成的预充电信号Pre1 可以是启用信号En1的波形的早期估计或副本。在后续启用信号En1 之前接收到预充电信号Pre1可以使控制器16和/或驱动11能够控制 开关电路15在电感元件12上施加电压19。在电感元件12上施加电压 19可以在后续启用信号En1到达(例如，上升或下降)之前将流过电 感元件12的电流正增大或负增大到阈值。在后续启用信号En1到达后， 电感元件12可能已经用至少等于阈值的电流充过电，并且相比于不使 用预充电信号的系统，通过已经将电感元件12充电，驱动11可以在 相对缩短的响应时间内调节负载17上的电压18。
时间间隔R1、R2、R3、R4、F1、F2、F3、F4可以指示预充电信号Pre1 的到达(例如，上升或下降)可在启用信号En1的到达之前的时间。
时间间隔R1、R2、R3、R4中的每一个可以具有相等或不同的值，和 /或可至少等于驱动11/控制器16对电感元件12正充电并将流过电感 元件12的电流正增大到阈值所可能耗费的时间。
时间间隔F1、F2、F3、F4中的每一个可以具有相等或不同的值，和 /或可至少等于驱动11/控制器16对电感元件12负充电并将流过电感 元件12的电流负增大到阈值所可能耗费的时间。
在本公开的一些方面中，控制器16可以在预充电信号Pre1之前 和/或在流过电感元件12的电流达到阈值之前接收后续启用信号En1。 在这些情况下，控制器16可以根据驱动11的优先级和规范/要求，例 如基于一个或多个决策规则，例如使用一个或多个决策电路来定义和 生成驱动开关电路15的一个或多个控制信号。
驱动11可配置成通过对电感元件预充电并因此潜在地缩短调节负 载上的电压所耗费的时间来降低在调节负载17上的电压18时的功耗， 由此减少瞬变周期并减少消耗的能量。
现在参考图12，它说明根据本公开的方面的电路20的图，电路 20可以是图11a的电路10的实例。如图12中所示，在一些方面中， 图11a的开关电路15可以是DC-DC转换器和/或H桥电路(例如，可 以切换施加在负载上的电压的极性的电子电路，所述负载在此情况下为电感器22，电感器22是图11a的电感元件12的实例)。
电路20包含：控制器26；开关电路25，其包含具有开关S1、S2、 S3、S4(例如，全桥)的H桥电路；电感器22；负载27，其包含电容 元件；同步电路23；输入端子In1至In2(例如，正和负)；及输出端 子Out1至Out2。
包含具有开关S1、S2、S3、S4的H桥电路的开关电路25、电感器 22、同步电路23、输入端子In1至In2及输出端子Out1至Out2可统 称为驱动21。
控制器26可以例如基于对电路20的一个或多个电参数(例如， 负载27上的电压28的上升时间取样、流过电感器22的峰值电流等) 的一个或多个测量，使用闭环(例如，反馈)控制电路来监测负载27。
在一些方面中，控制器26可以例如基于预定的占空比、预定的操 作频率、可以对负载27充电的预定时间量等等，使用开环控制电路来 监测负载27。
在一些方面中，控制器26和/或同步电路23可以接收电路20的 一个或多个电参数的一个或多个估计和/或确定(例如，由传感器收集 的测量值)和/或数据。
驱动21可以基于启用信号En1的到达或出现而监测/控制/调节负 载27上的电压28至两个DC电压电平，即V1(例如，12V、5V、3.3V) 和V2(例如，0V)。
在操作中，开关电路25可以通过改变开关S1、S2、S3、S4的状态 (例如，导通/接通或不导通/关闭)在电感器22的绕组上供应电压29。
电压29可以是在多个直流电(DC)电压电平之间周期性地变化的 时变电压。例如，电压29可以在以下三个电压电平之间变化：V1、V2 和V3。V1可以是正电压(例如，+3.3V、+5V、+12V)，V2可以是零电 压(例如，0V、0.1V、-0.1V等，这可能是由电感器22的绕组上的短路或近似短路所致)，且V3可以是例如极性与V1相反的负电压(例如， -3.3V、-5V、-12V)。
开关S1、S2、S3、S4中的每一个可分别受对应的控制信号(例如， 由控制器26生成)控制，如下文将关于图13a至13i、14a至14f、15a 至15f、16a至16f、17a至17e和18a至18f所论述。
在一些方面中，开关S1至S4中的一个或多个可以是场效应晶体管 (FET)、二极管、继电器等等中的一个。
驱动21可配置成通过对电感器22预充电并因此潜在地缩短调节 负载上的电压所耗费的时间来降低在监测/控制/调节负载27上的电压 28时的功耗，由此减少瞬变周期并减少消耗的能量。
现在参考图13a至13e，它们说明根据本文中的公开内容的各方面 的电路(具有同步系统的驱动电路)的图。图13a至13e说明根据本 文中的实施例的图12的电路20的驱动电路控制(例如，开关电路) 的可能状态。控制可以由控制器26根据图12的电路20的一个或多个 电参数来确定，所述电参数例如是所施加电压29、输出电压28、流过 电感器22的电流等等。为方便起见，图12的控制器26和同步电路23 在图13a至13e中未示出。
图13a说明电路20的状态，其中负载27可以大体上放电到零电 压(例如，0V、0.1V、-0.1V等，这可能是由负载27上的短路或近似 短路所致)，且流过电感器22的电流可大体上为零电流(例如，0A、 0.1A、-0.1A等，这可能是由电感器22上的短路或近似短路所致)。
在此状态下，开关S1和S3可以关闭(例如，不导通)，且开关S2和S4可以接通(例如，导通)，继而在电感器22上形成短路或近似短 路。因此，电感器22上的电压29可以是零电压，并且续流电流，例 如由存储在电感器的电感中的能量所产生的电流，可以流过电感器22。
图13b说明电路20正在对电感器22充电的状态。在此配置中， 开关S2和S3可以关闭(例如，不导通)，且开关S1和S4可以接通(例 如，导通)，继而形成穿过电感器22及输入端子In1和In2的接收输 入DC功率(例如，VIN)的闭环。当负载27上的电压28约为0V(如图 13a中的情况)且驱动21例如由于基于先前启用信号En1的预充电信 号Pre1而变成如图13b中所示的状态时，电压29增大到电压电平+VIN。 由于电压29大致为+VIN，流过电感器22的电流(进入电感器22的‘点’ 端的瞬时电流)可由于电感元件的特征而正增大。在一些方面中，流过电感器22的电流的增大可以是线性的。
图13c说明电路20将负载27上的电压28充电/调节至电压电平 +VIN(例如，12V)。在此状态下，开关S1、S3和S4可以关闭(例如，不 导通)，且开关S2可以接通(例如，导通)，继而使电感器22和负载 27形成具有谐振特征的闭环。当负载27上的电压28大致为零电压(例如，0V)且流过电感器22的电流等于或高于阈值电平(例如，1A、2A、 5A、10A)(如图13b中的情况)时，如图13c中所示的改变驱动21的 状态可以将功率从电感器22转移到负载27，例如，是因为后续启用信 号En1。阈值可以进行计算/估计，使得存储在电感器22的磁场中的能 量(例如，
Figure BDA0002371554360000381
其中L表示电感器22的电感)可以等于将负载 17充电到电压电平V所需要的能量(例如，
Figure BDA0002371554360000382
其中C表示负 载电容)。借助谐振特征，负载27上的电压28可以以类似于正弦波的 方式正增大。电感器22上的电压29可以相应地以相反的极性减小。 流过电感器22的电流可以以类似于正弦波的方式减小，这是因为电路 20在图13c中所示的状态期间的谐振表现。电压28可以在达到大致为 +VIN(例如，12V)的电压电平之前或在流过电感器22的电流的电平大 致达到零电流(例如，0A、0.1A、-0.1A或与纹波电流或噪声相对应的 另一电流)之前或在驱动21改变开关S1至S4的状态之前一直增大。
图13d说明电路20使流过电感器22的电流流回输入端子In1(例 如，正端子)的状态。因此，存储在电感器22中的能量返回到与输入 端子In1和In2耦合的输入电源。在此状态下，开关S1和S4可以关闭 (例如，不导通)，且开关S2和S3可以接通(例如，导通)，继而形成穿 过电感器22及输入端子In1和In2的接收输入DC功率(例如，VIN) 的闭环。当(i)负载27上的电压28大致为电压电平+VIN(例如，12V)， (ii)电压29大致为电压电平-VIN(例如，-12V)且(iii)电流正在 进入电感器22的‘点’端时，如图13d中所示的改变驱动21的状态 可以通过输入端子In1(例如，正端子)将功率/电流从电感器22转移 回电源。
图13e说明电路20的状态，其中负载27可以大体上充电到电压 电平+VIN(例如，12V)，且流过电感器22的电流可大体上为零电流(例 如，0A、0.1A、-0.1A等，这可能是由电感器22上的短路或近似短路 所致)。
在此状态下，开关S2和S4可以关闭(例如，不导通)，且开关S1和S3可以接通(例如，导通)，继而在电感器22上形成短路或近似短 路。因此，电感器22上的电压29可以是零电压，且续流电流可以流 过电感器22。
现在参考图13f和13g。图13f和13g说明时间线，这些时间线显 示了描述根据本公开的一些方面根据改变受对应控制信号控制的开关 电路25的状态——开关S1至S4的状态(例如，关闭/接通)——而变 化的电压28(例如，图13a至13e中的负载27上的电压)的变化的波 形。根据上文关于图13a至13e所论述的步骤的实施方案，改变开关 电路25的开关S1至S4的状态可以改变电压29(例如，图13a至13e 中的施加在电感器22上的电压)和流过电感器22的电流。波形可以 是周期性波形或具有周期性特征的时间间隔的一部分。
根据上文关于图13a至13e所描述的步骤，时间间隔T0、T1、T2、 T3、T4、T5、T6和T7分别表示开关S1至S4的状态的持续时间。每个状态 在每个时间间隔期间的持续时间可以根据一个或多个启用信号和/或 预充电信号(例如，脉宽调制信号)来控制。
根据本公开的一些方面，图13f和13g中的每个波形描述可以将 电压28从零电压充电到大致为+VIN(例如，12V)的电压电平的开关S1至S4的状态序列。波形描绘了电压28和29及流过电感器22的电流在 整个时间间隔T0至T7内的主要特征以及电压/电流电平之间的一些即 时转变。然而，应理解，转变可能不是即时的，且图13a至13e中所 示的一些电流的流动可以贯穿所有转变。
在一些方面中，特定时间间隔的持续时间可以在所述特定电压电 平的每个时间间隔内保持恒定。在其它情况下，特定电压电平的持续 时间可以在所述特定电压电平的每个时间间隔内随时间推移而改变。 例如，T1可以在第一循环中持续5ms/50ns/5ns，而在之后的循环中， T1可以持续3ms/30ns/3ns。时间间隔的这种变化可能是由控制器20基 于反馈和/或预测而生成的启用信号EN的时序的变化所致。
图13f说明可以基于预充电信号对电感器22预充电且可以基于后 续启用信号的到达转移存储在电感器22中的功率以对负载27充电的 (开关电路25的)开关S1至S4的状态序列。
例如，可以分别假设零电压和零电流为电压28的初始电压值和电 感器22的电流值。在图13f的时间间隔T0期间，控制器26/驱动21 可以通过控制将开关S2和S4接通并将开关S1和S3关闭而在电感器22 上施加零电压，并使流过电感器22的电流保持处于大约0A且使电压 28保持处于大约0V。
在图13f的时间间隔T1期间，控制器26/驱动21可以通过控制将 开关S1和S4接通并将开关S2和S3关闭而在电感器22上施加电压+VIN (例如，12V)并对电感器22充电。根据以上实例，当(i)电压29仍 然大致处于零电压电平且流过电感器22的电流大致处于零电流，并且 (ii)驱动电路21基于由同步电路23(未示出)估计和生成的预充电 信号Pre1的到达而变成其中开关S1至S4处于如图13b中所示的状态的 状态时，在电感器22上可以感生对应电压+VIN(例如，12V)，由此感 生增大的磁场并在电感器22的绕组中存储功率。
在图13f的时间间隔T2期间，控制器26/驱动21可以通过控制将 开关S2接通并将开关S1、S3和S4关闭而转移存储在电感器22中的功率 以将负载27充电到电压电平+VIN(例如，12V)。根据以上实例，当(i) 电压28仍然大致处于零电压电平，(ii)流过电感器22的电流增大到 阈值IT(例如，1A、2A、5A)并且(iii)驱动电路21基于信号En1 的到达而变成其中开关S1至S4处于如图13c中所示的状态的状态时， 借助具有谐振特征的闭环，可以转移存储在电感器22中的功率以将负 载27充电到电压电平+VIN(例如，12V)。当电压28增大到电压电平+VIN (例如，12V)时，可以将大体上零能量存储在电感器22中。
在图13f的时间间隔T3期间，控制器26/驱动21可以控制将开关 S2和S3接通，并将开关S1和S4关闭。根据以上实例，当(i)电压28 大致是电压电平+VIN(例如，12V)并且(ii)流过电感器22的电流大 体上为零时，控制器26可以接通开关S3，由此在电感器22上施加电压电平-VIN(例如，-12V)。在一些方面中，所施加电压可以生成磁场 (例如，与在时间间隔T1中生成的磁场相反)，并在电感器22的绕组中 存储功率。
在图13f的时间间隔T4期间，控制器26/驱动21可以控制将开关 S1和S3接通，并将开关S2和S4关闭。根据以上实例，当(i)电压28 大致是电压电平+VIN(例如，12V)并且(ii)控制器26如图13e中所 示的改变开关S1至S4的状态时，电感器22上的电压29可以是零电压，且续流电流可以流过电感器22。因此，电压28和流过电感器22的电 流可以分别保持电压和电流电平。因此，电感器22上的电压29可以 是零电压，且续流电流可以流过电感器22。
开关电路25/驱动21在图13g的时间间隔T0、T5、T6、T7和T4期间 的状态可分别类似于驱动21在图13f的间隔T0、T1、T2、T3和T4期间 的状态。图13f和13g的对应时间间隔的持续时间可以是类似的，也 可以是不同的，因此，驱动21的排列(例如，电压/电流的变化)可 以是类似的，也可以是不同的。
例如，时间间隔T5可以长于时间间隔T1，使得电感器22可以充电 到高于阈值IT的电流电平，如图13g中所说明。由于将电感器22充电 到高于阈值IT的电流，所以当电压28在时间间隔T6结束时增大到电压 电平+VIN(例如，12V)的时候，功率/能量仍然可以存储在电感器22 的磁场中，且电流(例如，处于电平Δi1)仍然可以流过电感器22。用 高于阈值IT的电流为电压28充电可以使充电加速，使得时间间隔T6可以大致等于或短于时间间隔T2。在图13g的时间间隔T7期间，当驱 动21在电压29上施加电压电平-VIN(例如，-12V)且进入电感器22 的‘点’端的电流正在流动时，驱动21可以使存储在电感器22的磁 场中的功率/电流通过输入端子In1(例如，正端子)流回电源。因此， 在对负载的输入电压进行充电/调节期间消耗的处于电平
Figure BDA0002371554360000411
(例如，其中L表示电感器22的电感)的能量可以供驱动21重复使用。
现在参考图13h和13i。图13h和13i说明时间线，这些时间线显 示了描述根据本公开的一些方面根据改变受对应控制信号控制的开关 S1至S4的状态(例如，关闭/接通)而变化的电压28(例如，图13a 至13e中的负载27上的电压)的变化的波形。
根据本公开的一些方面的在图13h和13i中描述的开关S1至S4的 状态序列可以展现一个广泛动态范围的特征，以及满足不同要求和/或 规范和/或设计考虑因素的用于驱动21的柔性的可调适控制系统。例 如，驱动21可以支持启用信号En1不具有周期性特征的情形和/或同 步电路23可能没有完全精确地估计/预测启用信号En1的到达时间的 情形。
例如，图13h说明根据本公开的一些方面的开关S1至S4的状态序 列，其中启用信号En1在驱动21将电感器22充电到阈值IT(例如， 1A、2A、5A)之前到达。
在图13h的时间间隔T8期间，驱动21可以基于预充电信号Pre1 的到达，控制将开关S1和S4接通，并将开关S2和S3关闭。在时间间隔 T0(例如，可类似于图13f和13g的时间间隔T0)之后，当负载27上 的电压28大致是0V且驱动21如图13b中所示的改变开关S1至S4的状态时，电压29大致增大到电压电平+VIN。由于电压29大致为+VIN，所 以流过电感器22的电流和电感器22的磁场可以正增大(进入电感器 22的‘点’端的瞬时电流)。
如图13h中所说明的时间线中所示，在一些方面中，启用信号En1 可以在驱动21将电感器22充电到阈值IT(例如，1A、2A、5A)之前 到达。例如控制电路26的决策电路可配置成根据驱动21的优先级和 要求(例如，时序考虑因素、效率考虑因素、决策规则等)决定为负载27充电的开关S1至S4的状态序列。此实例说明其中时序考虑因素优 先于效率考虑因素的充电序列。因此，在启用信号En1出现后，驱动 21可以将开关S1至S4的状态变成快速充电状态。在图13h的时间间隔 T9期间，驱动21可以接通开关S3并关闭开关S4，使得负载27可以通过以下来充电：(i)在时间间隔T8期间存储在电感器22的磁场中的能 量，或(ii)借助开关S1和S3通过输入端子In1和In2直接从电源供 应的能量。在此情况下，在时间间隔T9和时间间隔T4之间开关的状态 将没有改变。
针对其中由于没有完全准确地估计/预测后续启用信号En1的到达 时间而导致启用信号En1在驱动21将电感器22充电到阈值IT之前到 达的情况的另一实例在图13i中示出。图13i说明其中启用信号En1 在预充电信号Pre1(例如，指示驱动21生成穿过电感器22的电流的 信号)之前到达的情形。
当电压29仍然大致是零电压电平(例如，0V)且流过电感器22 的电流大致是零时，启用信号En1可以到达，指示驱动21将负载27 充电/调节至电压电平+VIN(例如，12V)。例如控制电路26的决策电路 可配置成根据驱动21的优先级和要求(例如，时序考虑因素、效率考 虑因素、决策规则等)决定为负载27充电的开关S1至S4的状态序列。 此实例说明其中效率考虑因素/决策规则优先于时序考虑因素/决策规 则的充电序列。因此，在启用信号En1出现后，控制器26/驱动21可 以在时间间隔T11中将能量转移到负载27之前，在图13i的时间间隔 T10期间将开关S1至S4的状态变成对电感器22充电的状态(如图13b 中所示)。在时间间隔T11和T12期间，电路21可以处于在图13c和13d 中描述的状态。
在一些方面中，电路20/驱动21可以基于启用信号En1的上升而 监测负载27(即，充电和放电)。例如，在图13i中，驱动21可以在 具有预定信号持续时间‘t’(例如，10ns、100ns、1μs、100μs、1ms、 10ms)的启用信号En1出现后为负载27充电。
在一些方面中，驱动21可以基于启用信号En1的上升，对负载27 充电并使负载27保持被充电，并且可以基于启用信号En1的减小/下 降，对负载27放电并使负载27保持被放电，例如，如图13f、13g和 13h中所示。
现在参考图14a至14f。图14a至14e说明根据本文中的公开内容 的各方面的电路(例如，具有同步系统的驱动电路)的图。图14a至 14e说明根据本文中的实施例的图12的电路20的驱动电路控制(例如， 开关电路)的可能状态。控制可以由控制器26根据图12的电路20的 一个或多个电参数来确定，所述电参数例如是所施加电压29、输出电 压28、流过电感器22的电流等等。
图14f说明时间线，它显示了描述根据本公开关于图14a至14e 的一些方面监测随启用信号En1的出现和/或预充电信号Pre1的出现 而变的电压28(例如，图14a至14e中的负载27上的电压)的波形。
在一些方面中，启用信号En1可以基于在预定时间量内开/关而向 驱动21提供监测(例如，充电/放电)和改变电压28的指示。例如， 图14f的启用信号En1(并因此，预充电信号Pre1)可以是通常关闭 的信号。当图14f的启用信号En1在预定时间量(tmin)或更长时间(例 如，t≥tmin)内接通时，控制器26可以开始对负载27的监测/调节操 作(例如，充电/放电)。
在一些方面中，例如控制电路26、驱动21等等的决策电路可以根 据驱动21的设计考虑因素和要求，例如，基于一个或多个决策规则， 而优先考虑时序。在这些情况下，驱动21可以实施可加快负载27的 充电的开关S1至S4的状态序列。图14f说明可以加快负载27的充电 的开关S1至S4的状态序列
在图14f的时间间隔T0、T1和T4期间，驱动21的状态可分别类似 于驱动21在图13f的间隔T0、T1和T4期间的状态，如图14a、14b和 14e中所示。图14f和13f的对应时间间隔的长度/宽度可以是类似的， 也可以是不同的，因此，驱动21的排列(例如，电压/电流的变化)可以是类似的，也可以是不同的。
在图14f的时间间隔T1期间，驱动21可以通过控制将开关S1和 S4接通并将开关S2和S3关闭而在电感器22上施加电压+VIN(例如，12V)， 并对电感器22充电(如图14b中所说明)。
当(i)电压29仍然大致为零电压电平，(ii)流过电感器22的 电流大致是零并且(iii)驱动电路21基于由同步电路23(未示出) 确定和生成的预充电信号Pre1的到达而变成其中开关S1至S4处于如图 14b中所示的状态的状态时，在电感器22上可以感生对应电压+VIN(例 如，12V)，由此感生增大的磁场并在电感器22的绕组中存储功率。
根据上文参考时间间隔T1的实例，当电压28仍然大致为零电压电 平时，流过电感器22的电流增大到阈值IT(例如，1A、2A、5A)，并 且驱动电路21基于信号En1的到达而变成其中开关S1至S4处于如图 14c中所示的状态的状态。
图14c说明电路21将负载27上的电压28充电/调节至电压电平 +VIN(例如，12V)。在此配置中，开关S2、S3和S4可以关闭(例如，不 导通)，且开关S1可以接通(例如，导通)，继而使电感器22和负载 27通过输入端子In1和In2形成具有谐振特征的闭环。
当负载27上的电压28大致为零电压且流过电感器22的电流等于 或高于阈值电平(例如，1A、2A、5A、10A)时，如图14c中所示的改 变驱动21的状态可以通过电感器22将功率从输入电源(例如，VIN) 转移到负载27。在时间间隔T13期间，通过VIN供应的功率可以增大电感器22的磁场和流过它的电流。负载27可以通过从输入电源经由开 关S1供应的增大电流来充电。借助谐振特征，负载27上的电压28在 图14f的时间间隔T13期间可以正增大。
电压28可以在达到大致为+VIN(例如，12V)的电压电平之前一直 增大。通过增大电流为负载27充电可以加快负载27的充电。例如， 因为直接从输入电源和预充电的电流(例如，高于阈值IT)充电和转 移功率，图14f的时间间隔T13可以大致等于或短于图13f的时间间隔 T2。
由于如上文实例中所说明的对负载27充电，当电压28在时间间 隔T13结束时增大到电压电平+VIN(例如，12V)，电感器22的磁场仍然 可以存储能量，并且电流(例如，处于电平Δi2)仍然可以流过电感器 22。
因此，控制器26可以如图14d中所示的改变驱动21的状态—— 开关S2、S3可以接通，且开关S1和S4关闭，由此在电压29上施加电压 电平-VIN(例如，-12V)。
在图14f的时间间隔T14期间，当驱动21在电压29上施加电压电 平-VIN(例如，-12V)且进入电感器22的‘点’端的电流正在流动(如 图14d中所说明)时，驱动21可以使存储在电感器22的磁场中的功 率/电流通过输入端子In1(例如，正端子)流回电源。因此，在对负 载的输入电压进行充电/调节期间消耗的处于电平
Figure BDA0002371554360000441
(例如， 其中L表示电感器22的电感)的能量可供驱动21重复使用。当存储在 电感器22的磁场中的能量和流过电感器22的电流可以减小到约为零 时，控制器26可以如图14e中所示的改变驱动21的配置——开关S1、 S3可以接通，且开关S2和S4关闭。因此，电感器22上的电压29可以 是零电压，且续流电流可以流过电感器22。
现在参考图15a至15f。图15a至15e说明根据本文中的公开内容 的各方面的电路(例如，具有同步系统的驱动电路)的图。图15a至 15e说明根据本文中的实施例的图12的电路20的驱动电路控制(例如， 开关电路)的可能状态。控制可以由控制器26根据图12的电路20的 一个或多个电参数来确定，所述电参数例如是所施加电压29、输出电 压28、流过电感器22的电流等等。图15f说明时间线，它显示了描述 根据本公开基于图15a至15e的一些方面监测随启用信号En1的出现 和/或预充电信号Pre1的出现而变的电压28(例如，图15a至15e中 的负载27上的电压)的波形。
在一些方面中，例如控制电路26、驱动21等等的决策电路可以根 据驱动21的设计考虑因素和要求，例如，基于一个或多个决策规则， 而优先考虑时序。在这些情况下，驱动21可以实施可将流过电感器22 的电流预充电到处于或高于阈值IT(例如，1A、2A、5A)的开关S1至 S4的状态序列，使得在启用信号En1到达后，驱动21可具有经过预充 电的电流，这可以加快负载27的充电。
阈值IT可以进行计算/估计，使得存储在电感器的磁场中的能量 (例如，
Figure BDA0002371554360000451
其中L表示电感器22的电感)可以等于将负载27 充电到电压电平V所需要的能量(例如，
Figure BDA0002371554360000452
其中C表示负载 电容)。
在图15f的时间间隔T0、T1和T4期间，驱动21的状态可分别类似 于驱动21在图13f的间隔T0、T1和T4期间的状态，如图15a、15b和 15e中所示。图15f和13f的对应时间间隔的持续时间可以是类似的， 也可以是不同的，因此，驱动21的排列(例如，电压/电流的变化) 可以是类似的，也可以是不同的。
在图15f的时间间隔T1期间，驱动21可以通过控制将开关S1和 S4接通并将开关S2和S3关闭而在电感器22上施加电压+VIN(例如，12V) 并对电感器22充电。
当(i)电压29仍然大致处于零电压电平(例如，0V)，(ii)流 过电感器22的电流大致是零，并且(iii)驱动电路21基于由同步电 路23(未示出)估计和生成的预充电信号Pre1的到达而变成其中开关 S1至S4处于如图15b中所示的状态的状态时，在电感器22上可以感生 对应电压+VIN(例如，12V)，由此感生增大的磁场并在电感器22的绕 组中存储功率。
根据上文参考时间间隔T1的实例，当电压28仍然大致是零电压电 平时，流过电感器22的电流增大到处于或高于阈值IT(例如，1A、2A、 5A)，并且驱动电路21变成其中开关S1至S4处于如图15c中所示的状 态的状态。
图15c说明电路20的状态，其中负载27可以大体上充电到电压 电平+VIN(例如，12V)，且流过电感器22的电流可以保持先前状态的 电流电平，例如等于或高于所述阈值IT(例如，1A、2A、5A)。
在此状态下，开关S1和S3可以关闭(例如，不导通)，且开关S2 和S4可以接通(例如，导通)，继而在电感器22上形成短路或近似短 路。因此，电感器22上的电压29可以是零电压，且(例如，经过预 充电的)续流电流可以流过电感器22。
在图15f的T15期间，驱动21可以保持流过电感器22的经过预充 电的电流的电流电平，如先前状态中所达到的(例如，图15b)。驱动 21可以基于启用信号En1的到达而改变状态。
图15d电路21基于启用信号En1的到达将负载27上的电压28充 电/调节至电压电平+VIN(例如，12V)。在此状态下，开关S2、S3和S4可以关闭(例如，不导通)，且开关S1可以接通(例如，导通)，继而 使电感器22和负载27通过输入端子In1和In2形成具有谐振特征的 闭环。
当负载27上的电压28大致处于零电压且流过电感器22的经过预 充电的电流等于或高于阈值电平(例如，1A、2A、5A、10A)时，如图 15d中所示的改变驱动21的状态可以将功率从电感器22转移到负载 27。借助谐振特征，负载27上的电压28在图15f的时间间隔T16期间 可以正增大。
电压28可以在达到大致为+VIN(例如，12V)的电压电平之前一直 增大。(例如，在时间间隔T15期间)通过经过预充电的电流对负载27 充电可以加快负载27的充电。
由于如上文实例中所说明的对负载27充电，当电压28在时间间 隔T15结束时增大到电压电平+VIN(例如，12V)，电感器22的磁场仍然 可以存储能量，并且电流(例如，处于电平Δi2)仍然可以流过电感器 22。驱动21可以改变减少存储在电感器22的磁场中的能量的配置， 并将能量转移回电源，例如，如图13d中所说明。
图15e说明在对负载27充电之后的续流电流流动。当存储在电感 器22的磁场中的能量和流过电感器22的电流减小到约为零时，控制 器26可以如图14e中所示的改变驱动21的状态——开关S1、S3可以 接通，且开关S2和S4关闭。因此，电感器22上的电压29可以是零电 压，且续流电流可以流过电感器22。
现在参考图16a至16f。图16a至16e说明根据本文中的公开内容 的各方面的电路(具有同步系统的驱动电路)的图。图16a至16e说 明根据本文中的实施例的图12的电路20的驱动电路控制(例如，开 关电路)的可能状态。控制可以由控制器26根据图12的电路20的一 个或多个电参数来确定，所述电参数例如是所施加电压29、输出电压 28、流过电感器22的电流等等。
图16f说明时间线，它显示了描述根据本公开关于图16a至16e 的一些方面监测(例如，放电)随启用信号En1的出现和/或预充电信 号Pre1的出现而变的电压28(例如，图16a至16e中的负载27上的 电压)的波形。
为方便起见且不损功能性，图12的控制器26和同步电路23在图 16a至16e中未示出。
图16a说明电路20的状态，其中负载27可以大体上充电到电压 电平+VIN(例如，12V)，且流过电感器22的电流可大体上为零电流(例 如，0A、0.1A、-0.1A等，这可能是由电感器22上的短路或近似短路 所致)。
在此状态下，开关S2和S4可以关闭(例如，不导通)，且开关S1和S3可以接通(例如，导通)，继而在电感器22上形成短路或近似短 路。因此，电感器22上的电压29可以是零电压，且续流电流可以流 过电感器22。
图16b说明电路20对电感器22负充电的状态(从电感器22的‘点’ 端流出的瞬时电流)。在此状态下，开关S1和S4可以关闭(例如，不导 通)，且开关S2和S3可以接通(例如，导通)，继而形成穿过电感器22 及输入端子In1和In2的接收输入DC功率(例如，VIN)的闭环。当负 载27上的电压28大致是0V且驱动21如图16b中所示的改变配置时， 电压29减小到电压电平-VIN。由于电压29大致是-VIN，借助电感元件 的特征，流过电感器22的电流可以负增大。在一些方面中，流过电感 器22的电流的增大可以是线性的。
图16c说明通过电路20将负载27上的电压28从大致为VIN的电 压电平放电到零电压(例如，0V、0.1V、-0.1V等，这可能是由负载 27上的短路或近似短路所致)。在此状态下，开关S1、S3和S4可以关闭 (例如，不导通)，且开关S2可以接通(例如，导通)，使得电感器22和负载27形成具有谐振特征的闭环。当负载27上的电压28大致为VIN且流过电感器22的电流等于或高于阈值电平(例如，1A、2A、5A、10A) 时，如图16c中所示的改变驱动21的状态可以将功率从负载27转移 到电感器22。阈值可以进行计算/估计，使得存储在电感器22的磁场中的能量(例如，
Figure BDA0002371554360000471
其中L表示电感器22的电感)可以等于 存储在负载27中的能量(例如，
Figure BDA0002371554360000481
其中C表示负载电容)。 借助谐振特征，负载27上的电压28可以减小。电感器22上的电压29 可以在相反方向上相应地减小。流过电感器22的电流可以以类似于正 弦波的方式增大，这是因为电路20在图16c中所示的状态期间的谐振 表现以及能量从负载27的释放。电压28可以在达到零电压电平(例 如，0V、0.1V、-0.1V或与纹波电流或噪声相对应的另一电流)之前一 直减小。当电压28减小到零电压电平时，驱动21可以改变开关S1至 S4的状态。
图16d说明电路20使流过电感器22的电流流回输入端子In1(例 如，正端子)的状态。因此，存储在电感器22中的能量返回到与输入 端子In1和In2耦合的输入电源。在此状态下，开关S2和S3可以关闭 (例如，不导通)，且开关S1和S4可以接通(例如，导通)，继而形成穿 过电感器22及输入端子In1和In2的接收输入DC功率(例如，VIN) 的闭环。当(i)负载27上的电压28大致处于零电压电平，(ii)电 压29大致是电压电平-VIN(例如，-12V)并且(iii)电流正在进入电 感器22的‘点’端时，如图16d中所示的改变驱动21的状态可以通 过输入端子In1(例如，正端子)将功率/电流从电感器22转移回电源。
图16e说明电路20的状态，其中负载27可以大体上放电到零电 压电平，且流过电感器22的电流可大体上为零电流(例如，0A、0.1A、 -0.1A等，这可能是由电感器22上的短路或近似短路所致)。
在此状态下，开关S1和S3可以关闭(例如，不导通)，且开关S2和S4可以接通(例如，导通)，继而在电感器22上形成短路或近似短 路。因此，电感器22上的电压29可以是零电压，且续流电流可以流 过电感器22。
现在参考图16f。图16f说明时间线，它显示了描述根据本公开的 一些方面改变(例如，放电)根据改变受对应控制信号控制的开关电 路25——开关S1至S4——的状态(例如，关闭/接通)而变的电压28 (例如，图16a至16e中的负载27上的电压)的波形。根据上文关于 图16a至16e所论述的步骤的实施方案，改变开关电路25的开关S1至S4的状态可以改变电压29(例如，图16a至16e中的施加在电感器 上的电压)和流过电感器22的电流。波形可以是周期性波形或具有周 期性特征的时间间隔的一部分。
根据上文关于图16a、16b、16c、16d和16e所描述的步骤，时间 间隔T4、T17、T18、T19和T0分别表示开关S1至S4的状态的持续时间。可 以根据一个或多个启用信号(例如，脉宽调制信号)控制每个电压电 平在每个周期期间的持续时间。
根据本公开的一些方面，图16f的波形描述可以将电压28从大致 为+VIN(例如，12V)的电压电平放电到大致零电压的开关S1至S4的状 态序列。波形描绘了电压28和29及流过电感器22的电流在整个时间 间隔内的主要特征以及电压/电流电平之间的一些即时转变。然而，应 理解，转变可能不是即时的，图16a至16e中所示的一些电流的流动 可以贯穿所有转变。
在一些方面中，特定电压电平的持续时间可以在所述特定电压电 平的每个时间间隔内保持恒定。在其它情况下，特定电压电平的持续 时间可以在所述特定电压电平的每个时间间隔内随时间推移而改变。 例如，T17可以在第一循环中持续5ms/50ns/5ns，而在之后的循环中， T17可以持续3ms/30ns/3ns。时间间隔的这种变化可能是由控制器20 基于反馈和/或预测而生成的启用信号EN的时序的变化所致。
图16f描述可以对电感器22预充电并且可以基于启用信号的到达 转移存储在电感器22中的功率以对负载27充电的(开关电路25的) 开关S1至S4的状态序列。
例如，可以分别假设大致为+VIN(例如，12V)的电压电平和零电 流为电压28的初始电压值和电感器22的电流值。在图16f的时间间 隔T4(例如，可类似于图13f至13g的时间间隔T4)期间，驱动21可 以通过控制将开关S1和S3接通并将开关S2和S4关闭而在电感器22上施加零电压，并使流过电感器22的电流保持处于大致0A，且使电压 28保持处于大致0V。
在图16f的时间间隔T17期间，驱动21可以通过控制将开关S2和 S3接通并将开关S1和S4关闭而在电感器22上施加电压-VIN(例如， -12V)，并对电感器22负充电。根据以上实例，当(i)电压29仍然 大致是+VIN(例如，12V)，(ii)流过电感器22的电流大致是零电平， 并且(iii)驱动电路21基于由同步电路23(未示出)估计和生成的 预充电信号Pre1的出现而变成其中开关S1至S4处于如图16b中所示的 状态的状态时，在电感器22上可以感生对应电压-VIN(例如，-12V)， 由此感生增大的磁场并在电感器22的绕组中存储功率。
在图16f的时间间隔T18期间，驱动21可以通过控制将开关S2接 通并将开关S1、S3和S4关闭而转移存储在负载27中的功率以对电感器 22充电。根据以上实例，当(i)电压28仍然大致是+VIN，(ii)流过 电感器22的电流增大，并且(iii)驱动电路21基于信号En1的到达而变成其中开关S1至S4处于如图16c中所示的状态的状态时，借助具 有谐振特征的闭环，存储在负载27中的功率可以放电并且可以转移以 对电感器22充电。当电压28减小到零电压电平且所有能量都可以存 储在电感器22中时，驱动21的状态可以改变。
在图16f的时间间隔T19期间，驱动21可以控制将开关S1和S4接 通，并将开关S2和S3关闭。根据以上实例，当电压28大致处于零电压 电平且处于电平i3的电流正在流过电感器22时，控制器26可以接通 开关S3，由此在电感器22上施加电压电平-VIN(例如，-12V)。
在一些方面中，存储在电感器22的磁场中的能量可以流回输入端 子In1，由此重复使用在对负载27充电期间消耗的能量/功率(例如， 如图13a至13g中所示)。因此，在时间间隔T19期间，在对负载的输 入电压进行充电/调节期间消耗的处于电平
Figure BDA0002371554360000501
(例如，其中L表 示电感器22的电感)的能量可供驱动21重复使用。
在图16f的时间间隔T0期间，驱动21可以控制将开关S2和S4接 通，并将开关S1和S3关闭。根据以上实例，当电压28大致处于零电压 电平且控制器26如图16e中所示的改变开关S1至S4的状态时，电压 28和流过电感器22的电流可以分别保持电压和电流电平。因此，电感 器22上的电压29可以是零电压，且续流电流可以流过电感器22。
现在参考图17a至17e。图17a至17d说明根据本文中的公开内容 的各方面的电路(具有同步系统的驱动电路)的图。图17a至17d说 明根据本文中的实施例的图12的电路20的驱动电路控制(例如，开 关电路)的可能状态。控制可以由控制器26根据图12的电路20的一 个或多个电参数来确定，所述电参数例如是所施加电压29、输出电压 28、流过电感器22的电流等等。
图17e说明时间线，它显示了描述根据本公开基于图17a至17d 的一些方面监测(例如，放电)随启用信号En1的出现和/或预充电信 号Pre1的出现而变的电压28(例如，图17a至17d中的负载27上的 电压)的波形。
在一些方面中，在预充电信号Pre1到达或流过电感器22的电流 达到阈值电平之前，启用信号En1可以使驱动21对负载27放电。例 如控制电路26的决策电路可以根据驱动21的设计考虑因素和要求， 例如，基于一个或多个决策规则，而优先考虑时序。在这些情况下， 驱动21可以实施可对负载27充电的开关S1至S4的状态序列。图17e 说明当启用信号En1在预充电信号Pre1到达之前到达时可对负载27 放电的开关S1至S4的状态序列。
例如，负载27可以是集成在功率转换器中的MOSFET的栅极-源极 电容，所述功率转换器在固定频率下操作。在负载27正在充电且 MOSFET导通的时间期间，可以通过控制器26或另一装置检测异常/中 断(例如，过电压、过电流、跨导、泄漏等)，使得控制器26在预充电信号Pre1到达之前接收/生成对负载27放电并关闭MOSFET的启用 信号En1。
在图17e的时间间隔T4和T0期间，驱动21的状态可分别类似于驱 动21在图16f的间隔T4和T0期间的状态，如图17a和17d中所示。图 17e和16f的对应时间间隔的长度/宽度可以是类似的，也可以是不同 的，因此，驱动21的排列(例如，电压/电流的变化)可以是类似的，也可以是不同的。
在图17e的时间间隔T4期间，在负载27充过电后，驱动21可以 通过控制将开关S1和S3接通并将开关S2和S4关闭而在电感器22上施 加零(zero/null)电压，并使续流电流流过电感器22(如图17b所示)。
根据上文参考时间间隔T4的实例，当电压29仍然大致处于零电压 电平(例如，0V)且流过电感器22的电流大致是零或者是续流电流时， 驱动21可以基于启用信号En1的到达而改变开关S1至S4的状态，如图 17b中所示。
在图17e的时间间隔T20期间，驱动21可以通过控制将开关S2接 通并将开关S1、S3和S4关闭而形成包含负载27和电感器22的具有谐 振特征的闭环。借助谐振特征，电压28可以放电，并且存储在负载27 中的功率可以转换并转移以使流过电感器22的电流负增大。
流过电感器22的增大的电流可以增大磁场和存储在电感器22的 绕组的磁场中的功率。
根据上文参考时间间隔T1的实例，当电压28减小到约为零电压电 平时，驱动电路21可以如图17c所示的改变开关S1至S4的状态。
图17c说明电路21使流过电感器22的电流流回输入端子In1(例 如，正端子)的状态。因此，存储在电感器22中的能量返回到与输入 端子In1和In2耦合的输入电源。在此状态下，开关S2和S3可以关闭 (例如，不导通)，且开关S1和S4可以接通(例如，导通)，继而形成穿 过电感器22及输入端子In1和In2的接收输入DC功率(例如，VIN) 的闭环。当(i)负载27上的电压28大致处于零电压电平，(ii)电 压29大致是电压电平-VIN(例如，-12V)，并且(iii)电流正在进入 电感器22的‘点’端时，如图16d中所示的改变驱动21的状态可以 通过输入端子In1(例如，正端子)将功率/电流从电感器22转移回电 源。
例如，在图17e的时间间隔T21期间，在对负载的输入电压进行充 电/调节期间消耗的处于电平
Figure BDA0002371554360000521
(例如，其中L表示电感器22 的电感)的能量可供驱动21重复使用。
在图17e的时间间隔T0期间，驱动21可以在电感器22上施加大 致零/零电压，且续流电流可以流过电感器22。
现在参考图18a至18f。图18a至18e说明根据本文中的公开内容 的各方面的电路30(具有同步系统的驱动电路)的图，电路30可以是 图11a的电路10的实例。
如图18a至18f中所示，在一些方面中，图11a的开关电路15是 DC-DC转换器和/或H桥电路(例如，可以切换施加在负载上的电压的 极性的电子电路，所述负载在此情况下为电感器32)。在一些方面中， 图11a的电感元件12是电感器(例如，电感器32)。
在一些方面中，开关电路的一个或多个开关可以是场效应晶体管 (FET)、二极管、继电器等等中的一个。
例如，电路30包含：控制器(未示出)，其类似于图11a的控制 器16；开关电路，其包含具有MOSFET S1、S2、S3、S4(例如，全桥) 和对应二极管D1、D2、D3、D4(例如，内置、寄生或平行)的H桥电路； 电感器32；负载37；同步电路(未示出)，其类似于图11a的同步电 路13；输入端子In1至In2(例如，正和负)；及输出端子Out1至Out2。
MOSFET S1、S2、S3、S4、电感器32、同步电路、输入端子In1至 In2和输出端子Out1至Out2可统称为驱动31，且配置成降低在监测/ 控制/调节负载37上的电压38时的功耗。
在操作中，开关电路可以通过改变MOSFET S1、S2、S3、S4的配置 (例如，导通/接通或不导通/关闭)而在电感器32的绕组上供应电压 39。
MOSFET S1、S2、S3、S4中的每一个可分别受(例如，由控制器生成 的)对应控制信号控制。
图18a至18e说明根据本文中的实施例的电路30的驱动电路控制 (例如，开关电路)的可能状态。根据本文中的实施例，控制可以由类 似于图11a的控制器16的控制器(未示出)根据电路30的一个或多 个电参数(例如，所施加电压39、输出电压38、流过电感器32的电 流)来确定。
图18f说明时间线，它显示了描述根据本公开关于图18a至18e 的一些方面监测(例如，放电)随启用信号En1的出现和/或预充电信 号Pre1的出现而变的电压38(例如，图18a至18e中的负载37上的 电压)的波形。
在一些方面中，启用信号En1可以基于在预定时间量内开/关而指 示驱动31监测(例如，充电/放电)和改变电压38。例如，图18f的 启用信号En1(并因此，预充电信号Pre1)可以是通常关闭的信号。 当图18f的启用信号En1在预定时间量(tmin)或更长时间(例如，t≥tmin) 内接通时，控制器可以开始对负载37的监测操作(例如，充电/放电)。
在一些方面中，例如控制器电路的决策电路可以根据驱动31的设 计考虑因素和要求并基于一个或多个决策规则而优先考虑时序。在这 些情况下，驱动31可以实施可加快负载37的放电的MOSFET S1至S4的状态序列。例如，图18f说明可以加快负载37的充电的MOSFET S1至S4的状态序列。例如，图18f说明可以基于预充电信号Pre1的出现 而对电感器32进行负预充电的状态序列，使得对应于后续启用信号 En1的出现，驱动31可以更快地将负载37放电。
图18a说明当负载37被充电到电压电平+VIN(例如，12V)时驱动 电路31将电感器32负充电到阈值-IT。在此配置中，MOSFET S1和S4可以关闭(例如，不导通)，且MOSFET S2和S3可以接通(例如，导通)， 继而形成包含电感器32及输入端子In1和In2的闭环。可以在电感器32上施加电压电平-VIN(例如，-12V)。所施加电压可以生成磁场，并 在电感器32的绕组的磁场中存储能量。
在一些方面中，电感器32的负充电可以在对电感器32放电的状 态及流过电感器32的正电流的减小之后进行，例如，如图13d和14d 中所说明。例如，在图18f的时间间隔T22期间，当驱动31对电感器 32放电并减小流过电感器32的正电流时，预充电信号Pre1可以出现。 因此，驱动31可以保持MOSFET S1至S4的状态以对电感器32负充电， 直到达到阈值-IT或更大为止。
根据上文参考时间间隔T22和图18a的实例，当电压38仍然大致 是电压电平+VIN(例如，12V)且电流32负增大到阈值-IT(例如，-1A、 -2A、-5A)或更大时，驱动电路31可以如图18b中所示的改变MOSFET S1至S4的状态，以保持流过电感器32的经过预充电的电流。
在此状态下，MOSFET S2和S4可以关闭(例如，不导通)，且MOSFET S1和S3可以接通(例如，导通)，继而在电感器32上形成短路或近似 短路。因此，电感器32上的电压39可以是零电压，且(例如，经过 预充电的)续流电流可以流过电感器32。
在图18f的T23期间，驱动31可以保持流过电感器32的经过预充 电的电流的电流电平(例如，阈值-IT)，如在先前状态中所达到的(例 如，图18b)。驱动31可以基于启用信号En1的到达而改变状态。
本文中的公开内容的一些方面可以与用于通过采用零电压开关 (ZVS)减少一个或多个MOSFET(例如，S1至S4)的开启损耗的任选方 法一起实施。零电压开关(ZVS)是一种通过在接通高侧MOSFET之前 去除高电流体二极管导通、使高侧MOSFET的漏极-源极电压变为零或 接近零且不产生任何高电流尖峰或不损坏振铃来解决电压调节器/转 换器的高接通损耗的软开关技术。
例如，驱动31可以只关闭MOSFET S2，使得续流电流可以在整个 T23内或在驱动31接通MOSFET S1之前流过二极管D1。通过在接通之前 减小MOSFET S1上的电压，分段开关MOSFET(例如，关闭S2和接通S1) 可以减小开关损耗。
图18c说明电路31基于启用信号En1的到达对负载37上的电压 38进行放电/调节。在此配置中，驱动31可以关闭MOSFET S3，继而使 电感器32和负载37通过输入端子In1和In2形成具有谐振特征的闭 环。
当(i)负载37上的电压38大致是电压电平+VIN(例如，12V)，(ii) 流过电感器32的经过负预充电的电流等于或大于阈值电平(例如，-1A、 -2A、-5A、-10A)，并且(iii)启用信号En1到达时，驱动31可以如 图18c中所示的改变状态。在图18f的时间间隔T24期间，借助谐振特 征，负载37上的电压38可以放电并转移能量以对电感器32的绕组的 磁场充电。
电压38可以减小，直到达到大致为-Vd(例如，0.1V、0.5V、1V、 1.5V、2V)的电压电平，即二极管D4的正向阈值电压(例如，可以供 应外部正向偏压，并且使二极管接通和电流流过)。当电压38达到电 压电平-Vd时，二极管D4可以在图18f的时间间隔T25期间接通并导通， 由此使流过电感器32的电流减小到零电平，并使电压38增大到零电 压电平。
根据上文参考时间间隔T25的实例，当电压38大致是零电压电平 且流过32的电流减小到约为零(null/zero)时，驱动电路31可以基 于测量/预定时间量而变成其中MOSFETS1至S4处于如图18e中所示的 状态——接通MOSFET S4——的状态。
图18e说明在实施对负载37充电的另一循环之前电路30对电感 器32进行正预充电的配置。在此配置中，MOSFET S2和S3可以关闭(例 如，不导通)，且开关S1和S4可以接通(例如，导通)，继而形成穿过 电感器32及输入端子In1和In2的接收输入DC功率(例如，VIN)的 闭环。当负载37上的电压38大致是0V且驱动31如图18e中所示的 改变状态时，电压39增大到电压电平+VIN。由于电压39大致为+VIN， 借助电感元件的特征，流过电感器32的电流可以正增大。图18e中所 说明的状态在T1期间可类似于图15f中所说明的状态。
现在参考图19，它说明根据本公开的方面的电路40的图，电路 40可以是图11a的电路10的实例。如图19中所示，在一些方面中， 图11a的开关电路15是DC-DC转换器和/或H桥电路(例如，可以切 换施加在负载上的电压的极性的电子电路，所述负载在此情况下为电 感器42)，且图11a的电感元件12是电感器(例如，电感器42)。在 此实例中，开关元件S5跨电感器42连接。开关元件可以是例如以下中 的一个或多个：(续流)开关、MOSFET、二极管等。开关元件在图19 中说明为续流开关S5。
电路40包含：控制器46；开关电路45，其包含具有开关S6、S7、 S8、S9(例如，全桥)的H桥电路；电感器42；续流开关S5；负载47， 其包含电容元件；同步电路43；输入端子In1至In2(例如，正和负)； 及输出端子Out1至Out2。
驱动41可包含：开关电路45，其包含具有开关S6、S7、S8和S9的 H桥电路；续流开关S5；电感器42；同步电路43；输入端子In1至In2； 及输出端子Out1至Out2。驱动41可配置成降低在监测/控制/调节负 载47上的电压48时的功耗。
在一些方面中，控制器46和/或同步电路43可以接收电路40的 一个或多个电参数的一个或多个估计和/或确定(例如，由传感器收集 的测量值)和/或数据。
驱动41可以基于启用信号En1的到达而监测/控制/调节负载47 上的电压48至两个DC电压电平，即V1(例如，12V、5V、3.3V)和 V2(例如，0V)，如上文关于图13a至13i、14a至14f、15a至15f、 16a至16f、17a至17e和18a至18f所论述。
在一些方面中，相比于开关S6、S7、S8和S9的接通状态电阻，续流 开关S5可具有相对较低的接通状态电阻。
在一些方面中，控制器46可以通过控制信号控制续流开关S5。
在一些方面中，续流开关S5可以实施为具有低正向电阻的双向二 极管。
在这些情况下，驱动41可以减小在驱动41的不同状态(例如， 类似于图13a、13e、14a、14e、15a、15e、15c、16a、16e、17a、17d 中所说明的那些的状态)期间耗散的功率(例如，传导损耗)，其中续 流电流正在流动。
现在参考图20，它说明根据本文中的公开内容的各方面的电路50 的图。
在一些方面中，驱动电路可以调节两个或更多个电容负载(例如， MOSFET的栅极端子)的输入电压。由公共驱动驱动两个电容负载可以 通过重复使用在调节第一负载以为第二负载充电期间消耗的能量来减 少在监测/控制/调节负载的输入电压时所消耗的总能量，并且可以通 过共用公共组件(例如，电感器)来缩减系统的大小和成本。
例如，电路50包含：控制器56；开关电路55，其包含具有开关 S10、S11、S12、S13(例如，全桥)的H桥电路；电感器52；开关S14和 S15；负载57和59，其包含电容元件；同步电路53；输入端子In1至 In2(例如，正和负)；及输出端子Out1至Out2和Out3至Out4。
输入端子In1和In2(例如，正和负)可以与开关电路55耦合， 并且可以向开关电路55提供DC电源(例如，12V、5V、3.3V)。负载 57可以耦合在输出端子Out1和Out2之间，使得输出端子Out1可以通 过开关S14耦合到电感器52的一个端子，且输出端子Out2可以耦合(任选地通过额外电路元件，例如串联电阻器、开关、电感器等)到输入 端子In2。负载59可以耦合在输出端子Out3和Out4之间，使得输出 端子Out3可以通过开关S15耦合到电感器52的一个端子，且输出端子 Out4可以耦合(任选地通过额外电路元件，例如串联电阻器、开关、 电感器等)到输入端子In2。
驱动51可包含：开关电路55，其包含具有开关S10、S11、S12和S13的H桥电路；电感器52；同步电路53；开关S14和S15；输入端子In1 至In2；及输出端子Out1至Out2、Out3至Out4。驱动51可配置成降 低在监测/控制/调节负载57上的电压58和负载59上的电压60时的 功耗。
开关S10、S11、S12、S13、S14、S15中的每一个可分别受(例如，由控 制器56生成的)对应控制信号控制。
负载57和59可具有电容，例如，晶体管的源极和栅极端子之间 的等效电容(栅极-源极电容-Cgs)、(例如，用于环路信令的)通信电 路的电容阻抗等等。
在一些方面中，控制器56和/或同步电路53可以接收电路50的 一个或多个电参数的一个或多个估计和/或确定(例如，由传感器收集 的测量值)和/或数据。
同步电路53可包含用于启用信号En7和En9中的每一个的锁相环 路(PLL)/延迟锁定环路(DLL)。
相对应地，基于启用信号En7、En9和预充电信号Pre7、Pre9的 到达，驱动51可以相应地将负载57上的电压58和负载59上的电压 60调节至两个DC电压电平，即V1(例如，12V、5V、3.3V)和V2(例 如，0V)。
控制器56可以接收启用信号En7、En9和预充电信号Pre7、Pre9， 并且基于一个或多个决策规则，例如使用决策电路，可以生成控制信 号以驱动开关电路55的一个或多个开关，如上文关于图13a至13i、 14a至14f、15a至15f、16a至16f、17a至17e和18a至18f所论述。
控制器56可以接通开关S14以对负载57充电/放电，并且可以接 通开关S15以对负载59充电/放电。
同步电路53可以接收启用信号En7、En9，并且基于En7、En9的 先前出现，可以估计/预测后续启用信号En7、En9的到达时间(例如， En7的上升、En7的下降)。基于所估计的后续启用信号En7、En9的到 达时间，同步电路53可以生成预充电信号Pre7、Pre9。估计/预测可 包含检测启用信号En7、En9的先前出现频率或相位。同步电路53可 以生成预充电信号Pre7、Pre9，所述预充电信号Pre7、Pre9具有与启 用信号En7、En9的电压电平相对应的电压电平。
在一些方面中，预充电信号Pre7、Pre9可以在对应的后续启用信 号En7和En9的到达之前。
在一些方面中，驱动51可以用交错的方式和互补的方式控制/监 测/调节负载57和59。例如，在驱动51正在改变负载57上的电压58 (例如，充电/放电)和/或实施旨在改变电压58(例如，对电感器52 预充电)的步骤时的时间间隔内，负载59上的电压60在充电或放电 状态中可以保持大体上恒定(例如，在±0.1V、±0.3V等等的变化范 围内，这可能是由纹波电压或噪声所致)。反之，当驱动51正在改变 负载59上的电压60和/或实施旨在改变电压60的步骤时，负载57上 的电压58在充电或放电状态中可以保持大体上恒定。
在一些方面中，可以在负载57和59的接通间隔(例如，在负载 充过电后)之间实施失效时间。例如，在负载57和59是串联连接的 MOSFET的栅极-源极电容的情况下，实施失效时间可以防止出现MOSFET 的交叉传导。
在一些方面中，驱动电路51可以将存储在被充电负载(例如，负 载57)中的能量转移到被放电负载(例如，负载59)，由此重复使用 在调节被充电负载的输入电压以对被放电负载充电期间消耗的能量。
现在参考图21，它说明根据本文中的公开内容的各方面的电路的 图。
在一些方面中，驱动电路可以是单电感器多输出(SIMO)电路。 驱动可以通过单个电感器调节具有电容元件的两个或更多个电容负载 (例如，MOSFET的栅极端子)的输入电压。由公共驱动驱动两个或更多 个电容负载可以减少在调节负载的输入电压时所消耗的总能量，并且 可以缩减系统的大小和成本。
例如，电路70包含：控制器76；开关电路75；电感器72；负载 81、83和85，其包含电容元件；同步电路73；输入端子In1至In2(例 如，正和负)；及输出端子Out1至Out2、Out3至Out4和Out5至Out6。
输入端子In1和In2(例如，正和负)可以与开关电路75耦合， 并且可以向开关电路75提供DC电源(例如，12V、5V、3.3V)。负载 81可以耦合在输出端子Out1和Out2之间。负载83可以耦合在输出端 子Out3和Out4之间。负载85可以耦合在输出端子Out5和Out6之间。
在一些方面中，输出端子Out2、Out4和Out6中的两个或更多个 可以耦合到和/或归属于相同电压参考(例如，地)。在其它方面中， 输出端子Out2、Out4和Out6中的每一个可以归属于不同电压参考。
驱动71可包含开关电路75、电感器72、同步电路73、输入端子 In1至In2及输出端子Out1至Out2、Out3至Out4、Out5至Out6。驱 动71可配置成降低在调节负载81上的电压82、负载83上的电压84 和负载85上的电压86时的功耗。
驱动71可以依据对应启用信号的出现和/或对应预充电信号的出 现而调节负载81、负载83和负载85中的每一个，所述信号由同步电 路73生成。
开关电路75可受由控制器76生成的一个或多个控制信号控制。
在一些方面中，控制器76和/或同步电路73可以接收电路70的 一个或多个电参数的一个或多个估计和/或确定(例如，由传感器收集 的测量值)和/或数据。
同步电路73可包含用于每一个启用信号的锁相环路(PLL)/延迟 锁定环路(DLL)。
负载81、83和85可具有电容，例如，晶体管的源极和栅极端子 之间的等效电容(栅极-源极电容-Cgs)、(例如，用于环路信令的)通 信电路的电容阻抗等等。
基于启用信号的到达，驱动71可以相应地将负载81上的电压82、 负载83上的电压84和负载85上的电压86调节至两个DC电压电平， 即V1(例如，12V、5V、3.3V)和V2(例如，0V)。
在操作中，控制器76可以基于接收到由同步电路73生成的可以 预测/估计启用信号的到达的一个或多个预充电信号而控制开关电路 75对电感器72预充电。驱动71可以基于一个或多个决策规则，例如 使用决策电路，而改变开关电路75的状态。
现在参考图22，它说明根据本公开的方面的电路700的图，电路 700可以是图21的电路70的实例。如图22中所示，在一些方面中， 两个或更多个负载可以由单电感器多输出(SIMO)驱动电路监测/调节， 和/或可以耦合到/归属于相同电压参考(例如，地)。
电路7000包含：控制器7600；开关电路7500；电感器7200；开 关S16、S17、S18、S19和S20；负载8100、8300和8500，其包含电容元件； 同步电路7300；输入端子In1至In2(例如，正和负)；及输出端子Out1、 Out3和Out5。
驱动7100可包含：开关电路7500；电感器7200；开关S16、S17、 S18、S19和S20；同步电路7300；输入端子In1至In2(例如，正和负)； 及输出端子Out1、Out3和Out5。驱动7100(例如，SIMO驱动电路) 可配置成降低在调节负载8100、8300和8500时的功耗，并缩减系统 的大小和成本。
输入端子In1和In2(例如，正和负)可以与开关电路7500耦合， 并且可以向开关电路7500提供DC电源(例如，12V、5V、3.3V)。负 载8100可以耦合在输出端子Out1和参考电压(例如，地)之间。输 出端子Out1可以通过开关S16耦合到开关电路7500。负载8300可以耦 合在输出端子Out3和参考电压(例如，地)之间。输出端子Out3可 以通过开关S17耦合到开关电路7500。负载8500可以耦合在输出端子 Out5和参考电压(例如，地)之间。输出端子Out5可以通过开关S18耦合到开关电路7500。
驱动7100可以依据对应启用信号的出现和/或对应预充电信号的 出现而调节负载8100、负载8300和负载8500中的每一个，所述信号 由同步电路730生成。
同步电路7300可包含用于每一个启用信号的锁相环路(PLL)/延 迟锁定环路(DLL)。
控制器7600可以接通开关S16以对负载8100充电/放电，可以接 通开关S17以为对负载8300充电/放电，并且可以接通开关S18以对负载 8500充电/放电。
在操作中，基于接收到由同步电路7300生成的一个或多个预充电 信号，例如，基于对后续启用信号的到达的预测/估计而生成的一个或 多个预充电信号，控制器7600可以控制开关电路7500将电感器7200 预充电到阈值和/或将流过电感器7200的电流增大到阈值。驱动7100 可以基于一个或多个决策规则，例如使用决策电路，而改变开关电路 7500的状态。
驱动7100可配置成相对于负载8100、负载8300和负载8500中的 一个负载的控制以交错和互补的方式监测这些负载中的不同一个或多 个。例如，当驱动7100对负载8100充电时，驱动7100可以对负载8300 放电。反之，当驱动7100对负载8100放电时，驱动7100可以对负载 8300充电。
在一些方面中，驱动7100可以利用处于/高于第一阈值的足以同 时为负载8100、8300和8500中的每一个充电/放电的电流对电感器 7200充电/预充电。
在其它方面中，驱动7100可以利用处于/高于第二阈值的只够同 时为负载8100、8300和8500中的一些充电/放电的电流对电感器7200 充电/预充电。在此情况下，第二阈值可以低于第一阈值，并且可以减 小系统的损耗和大小(例如，电感器7200可以是更小的)。
在一些方面中，上拉开关和/或下拉开关可以连接到驱动的输出端 子中的一个或多个。上拉开关可以连接到电源/Vdd/输入电压(例如， 输入端子In1)。下拉开关可以连接到地/参考电压(例如，输入端子 In2)以确保明确限定的地电压。
例如，在图22中，上拉开关S19和下拉开关S20可以连接到输出端 子Out5。在此类情形中，利用上拉开关S19和下拉开关S20可以：(i) 稳定并确保负载850上的电压860的已知状态(例如，充电/放电)并 阻止将负载850归于浮点，以及(ii)借助相较于可以流过开关电路750的电流更低的上拉/下拉开关的导通电阻以及减小的电流，减少传 导损耗。
在一些方面中，通过使用单个电感器监测/调节负载中的两个或更 多个，驱动7100可以缩减系统的大小和成本。
现在参考图23，它说明根据本公开的方面的电路90的图。如图 23中所示，在一些方面中，电容负载中的两个或更多个可以由单电感 器多输出(SIMO)驱动电路监测。
在一些方面中，一些电容负载可归属于不同电压参考。例如，图 23的驱动电路91可以监测/调节负载97和负载99。负载97可以参考 电压电平VDD1和GND1，且负载99可以参考不同的电压电平VDD2和 GND2。
电路90包含：控制器96；开关电路94，其包含开关S21、S22、S23、 S24、S25和S26；开关电路95，其包含S31、S32、S33、S34、S35和S36；电感 器92；负载97和99，其包含电容元件；同步电路93；第一对输入端 子VDD1和GND1(例如，正和负)；第二对输入端子VDD2和GND2；第 一对输出端子Out1、Out2；及第二对输出端子Out3、Out4。
驱动91可包含：开关电路94，其包含开关S21、S22、S23、S24、S25和S26；开关电路95，其包含S31、S32、S33、S34、S35和S36；电感器92； 同步电路93；输入端子VDD1和GND1、VDD2和GND2；及输出端子Out1、 Out2、Out3和Out4。驱动91(例如，SIMO驱动电路)可配置成降低 在调节负载97和99时的功耗，并缩减系统的大小和成本。
负载97和99可具有电容，例如，晶体管的源极和栅极端子之间 的等效电容(栅极-源极电容-Cgs)、(例如，用于环路信令的)通信电 路的电容阻抗等等。
控制器96可以实施为一个或多个控制器。例如，在一些方面中， 第一控制器可以通过控制开关电路94监测/调节负载97，且第二控制 器可以通过控制开关电路95监测/调节负载99。控制器96可以耦合到 驱动91和/或并入到驱动91中。同步电路93可以耦合到驱动91和/ 或并入到驱动91中。
在一些方面中，控制器96和/或同步电路93可以接收电路90的 一个或多个电参数的一个或多个估计和/或确定(例如，由传感器收集 的测量值)和/或数据。
同步电路93可包含用于启用信号En97和En99中的每一个的一个 或多个锁相环路(PLL)/延迟锁定环路(DLL)。
相对应地，基于启用信号En97和预充电信号Pre97的到达，驱动 91可以例如根据两个DC电压电平，即VDD1(例如，12V、5V、3.3V) 和GND1(例如，0V)，来调节负载97上的电压V98。
相对应地，基于启用信号En99和预充电信号Pre99的到达，驱动 91可以例如根据两个DC电压电平，即VDD2(例如，12V、5V、3.3V) 和GND2(例如，0V)，来调节负载99上的电压V100。
控制器96可以接收启用信号En97、En99和预充电信号Pre97、 Pre99，并且基于一个或多个决策规则，例如使用决策电路，可以生成 控制信号以驱动(控制并开关)开关电路94和95的一个或多个开关。
同步电路93可以接收启用信号En97、En99，并且基于启用信号 En97、En99的先前出现，可以估计/预测后续启用信号En97、En99的 到达时间(例如，启用信号的变化，如En97的上升、En97的下降)。 基于所估计的后续启用信号En97、En99的到达时间，同步电路93可以生成预充电信号Pre97、Pre99。估计/预测可包含检测启用信号En97、 En99的先前出现频率或相位。同步电路93可以生成预充电信号Pre97、 Pre99，所述预充电信号Pre97、Pre99具有与启用信号En97、En99的 电压电平相对应的电压电平。
在一些方面中，预充电信号Pre97和Pre99可以在对应的后续启 用信号En97和En99的到达之前。
控制器96可以生成分别与开关S21、S22、S23、S24、S25、S26、S31、 S32、S33、S34、S35和S36中的每一个相对应的一个或多个控制信号。
在一些方面中，输入端子VDD1、GND1、VDD2和GND2中的一些可 以耦合并短路。例如，输入端子GND1和GND2都可以接地(例如，0V)。
输入端子VDD1和GND1(例如，正和负)可以与开关电路94耦合， 并且可以向开关电路94提供DC电源(例如，12V、5V、3.3V)。输入 端子VDD2和GND2(例如，正和负)可以与开关电路95耦合，并且可 以向开关电路95提供DC电源(例如，12V、5V、3.3V)。
负载97可以耦合在输出端子Out1和Out2之间，使得输出端子 Out1可以通过开关S26耦合到电感器92的一个端子，且输出端子Out2 可以耦合(任选地通过额外电路元件，例如串联电阻器、开关、电感 器等)到输入端子GND1。负载99可以耦合在输出端子Out3和Out4之间，使得输出端子Out3可以通过开关S36耦合到电感器92的一个端 子，且输出端子Out4可以耦合(任选地通过额外电路元件，例如串联 电阻器、开关、电感器等)到输入端子GND2。
开关电路94可包含具有开关S21、S22、S23、S24、S25和S26的H桥电 路。在一些方面中，控制器96可以控制(例如，接通/关闭)开关S25和S26，由此连接电感器92与开关电路94和断开它们的连接。
开关电路95可包含具有开关S31、S32、S33、S34、S35和S36的H桥电 路。在一些方面中，控制器96可以控制(例如，接通/关闭)开关S35和S36，由此连接电感器92与开关电路95和断开它们的连接。
在这些情况下，驱动91可以操作开关电路94和95中的每一个， 如上文在图13a至13i、14a至14f、15a至15f、16a至16f、17a至 17e和18a至18f中分别关于驱动21的开关电路25和驱动31的开关 电路所论述。
现在参考图24，它说明根据本文中的公开内容的各方面的电路的 图。
在一些方面中，驱动电路可包含隔离电感元件(例如，耦合电感 器、变压器)，所述隔离电感元件包含两个或更多个绕组。电感元件借 助其隔离和电压感生特征可以使用施加在电感元件的初级绕组上的电 压(例如，电源电压)而在电感元件的次级绕组上感生相对电压电平。 次级绕组可以与浮地电路(例如，不参考地的电路)耦合。在此情况 下，驱动电路可以利用单个输入电压(例如，电源)调节多个负载， 由此降低驱动的功耗。例如，驱动可以调节具有电容元件的两个或更 多个电容负载(例如，MOSFET的栅极端子)的输入电压。由公共驱动 和元件(例如，电感元件)驱动两个或更多个电容负载可以减少在调 节负载的输入电压时所消耗的总能量，并且可以缩减系统的大小和成 本。
例如，在电路1000中，电感元件对应于包含绕组1070和1090的 多绕组耦合电感器。电路1000包含：控制器1060；开关电路1040和 1050；绕组1070和1090；负载1410和1430，其包含电容元件；同步 电路1030；输入端子In1至In2(例如，正和负)；及输出端子Out5 至Out6和Out7至Out8。
输入端子In1和In2(例如，正和负)可以与开关电路1040耦合， 并且可以向开关电路1040提供DC电源(例如，12V、5V、3.3V)。开 关电路1040可以与绕组1070耦合。负载141可以耦合在输出端子Out5 和Out6之间。
开关电路1050可以与绕组1090和负载1430耦合，负载1430可 以耦合在输出端子Out7和Out8之间。
绕组1070和1090可以是多绕组变压器或多绕组耦合电感器的一 部分，所述多绕组变压器或多绕组耦合电感器可以含有卷绕在公共芯 上的超过一组初级绕组和/或超过一组次级绕组。使用多绕组变压器或 多绕组耦合电感器可以启用相同电源上可受相应控制(例如，同步或 异步)的多个隔离驱动电路的配置。
绕组1070和1090可具有绕组匝数比1:N(例如，N＝5)。在一个电 感器上施加电压时，绕组匝数比可影响在另一电感器上感生的对应电 压。
在本文中的公开内容的一些方面中，绕组1070和1090的相对极 性可以是相同的，也可以是相反的。例如，正增大进入初级绕组1070 的‘点’端的瞬时电流可以感生离开次级绕组1090的相同端(如由初 级和次级绕组的顶部(图24中)端中的‘点’所指示)的正极性电压。 表示为绕组1070和1090的多绕组耦合电感器的相对极性可能会影响 驱动1010(例如，驱动电路)是否可以同步或异步地调节负载1410 和1430。
在一些方面中，输出端子Out5、Out6、Out7和Out8中的两个或 更多个可以耦合到和/或归属于相同电压参考(例如，地)。在其它方 面中，输出端子Out5、Out6、Out7和Out8中的每一个可归属于不同 电压参考。
驱动1010可包含：开关电路1040和1050、包含绕组1070和1090 的多绕组耦合电感器、同步电路1030、输入端子In1至In2，及输出 端子Out5至Out6、Out7至Out8。驱动1010可配置成降低在监测/控 制/调节负载1410上的电压142和负载1430上的电压144时的功耗。
驱动1010可以依据对应启用信号En141和En143的出现和/或对 应预充电启用信号Pre141和PRe143的出现而调节负载1410和负载 1430中的每一个上的电压，所述信号例如由同步电路1030生成。
开关电路1040和1050中的每一个可受由控制器1060生成的一个 或多个控制信号控制。
基于启用信号的到达，驱动1010可以根据两个DC电压电平，即 V1(例如，12V、5V、3.3V)和V2(例如，0V)，来调节电压142和144。
在操作中，基于接收到由同步电路1030生成的可以预测/估计启 用信号的到达的预充电信号，控制器1060可以控制开关电路1040和 1050对电感器1070和/或1090预充电。
在一些方面中，基于一个或多个决策规则，例如使用决策电路， 驱动1010可以操作开关电路1040和1050中的每一个，如上文在图13a 至13i、14a至14f、15a至15f、16a至16f、17a至17e和18a至18f 中分别关于驱动21的开关电路25和驱动31的开关电路所论述。
在本文中的公开内容的一些方面中，开关电路1050还可以耦合到 DC电源。在此情况下，开关电路1040和1050可以交错方式操作，并 且对负载充电/放电的瞬变可以更快。
现在参考图25，它说明根据本文中的公开内容的各方面的电路的 图。
电路2500包含输入端子W和X、电容器C1、电感器L、电容器C2、 输出端子Y和Z，及金属氧化物半导体场效应晶体管(例如，MOSFET) Q1、Q2、Q3和Q4。例如，MOSFET Q1可以是包括漏极、源极和栅极端 子(分别表示为D、S和G)的n型增强金属氧化物半导体场效应晶体 管。
在本文中的公开内容的一些方面中，MOSFET Q1的漏极D可以与输 入端子W耦合，且MOSFET Q1的源极S可以与节点R耦合。MOSFET Q2 的漏极D可以与节点R耦合，且MOSFETQ2的源极S可以与节点U耦 合。MOSFET Q3的漏极D可以与节点T耦合，且MOSFET Q3的源极S可以与输出端子Y耦合。MOSFET Q4的漏极D可以与节点T耦合，且 MOSFET Q4的源极S可以与节点V耦合。输入端子X、节点U、节点V 和节点Z可以耦合并短路。电感器L可以耦合在节点R和节点T之间。 电容器C1可以耦合在输入端子W和X之间，且电容器C2可以耦合在 输出端子Y和Z之间。
在一些方面中，MOSFET Q1、Q2、Q3和Q4中的一个或多个的栅极 端子G可受(例如，谐振)栅极驱动电路控制。例如，栅极端子G可 受图1a至1d的驱动150、图2a至2d的驱动250或如图11a中所示的 驱动11控制。在此情况下，包括晶体管的源极S和栅极G端子之间的 电容(栅极-源极电容-Cgs)和晶体管的漏极D和栅极G端子之间的电 容(栅极-漏极电容-Cgd)的(例如，MOSFET Q1、Q2、Q3和Q4中的一 个或多个的)栅极电容可以是(分别为图1a至1d、2a至2d和11a中 的)负载104、204和17的电容。密勒效应可使某些电路中的这一电 容增大，例如，使逆变电压放大器中的这一电容增大。在一些方面中， 控制MOSFET Q1、Q2、Q3和Q4中的一个或多个的栅极驱动电路可包含 类似于图1a至1d的驱动150、图2a至2d的驱动250或如图11A中所 示的驱动11的电路或其组合。
在一些方面中，栅极驱动电路可包含同步电路。同步电路可以接 收第一启用信号，所述第一启用信号指示何时驱动可受栅极驱动电路 控制的MOSFET Q1、Q2、Q3和Q4中的一个或多个的栅极端子G。基于 第一启用信号的先前出现，同步电路可以估计/预测(例如，将在第一 启用信号之后接收的)后续第一启用信号的到达时间(例如，第一启 用信号的变化，例如启用信号的上升和/或下降)。基于后续第一启用 信号的所估计/预测特征(例如，所估计到达时间)，同步电路可以生 成第二启用信号，例如，预充电信号。估计/预测可包含检测第一启用 信号的先前出现频率或相位。
在一些方面中，谐振栅极驱动电路的控制器(例如，图3的控制 器306、图11a的控制器16等)可以基于和/或使用闭环控制系统控制 谐振栅极驱动，所述闭环控制系统可以监测可通过取样/感测电路[在 图25中未示出]获得的电路2500的所测量/所估计/所感测参数(例如， 电容器C2上的电压Vout的上升时间取样、流过耦合电感器L的峰值 电流等)中的一个。
在一些方面中，电路2500可以是配置成将输入端子W和X上的输 入电压从第一电压电平转换到输出端子Y和Z上的第二电压电平的 DC-DC转换器(例如，降压升压转换器)。
应理解，本发明在应用上并不限于在本文中所含的或附图中所说 明的描述中阐述的细节。设想了本发明的其它实例，并且本发明能够 以各种方式实践和实施。因此，应理解，本文中所采用的措词及术语 用于描述的目的，且不应被视为是限制性的。因而，所属领域的技术 人员将了解，本公开所基于的概念可易于用作用于设计实施本发明所 公开的主题的数个目的的其它结构、方法和系统的基础。
所属领域的技术人员将易于了解，在不脱离由所附权利要求书限 定的范围的情况下，可以向本公开的所述实例应用各种修改和改变。 此外，根据以下描述了在带编号的条项中阐述的特征的各个组合的段 落，将易于了解各种修改。
条项1：一种设备，其包括：可控制电源；隔离电感元件，其包括 具有初级绕组的第一电感器和具有次级绕组的第二电感器，其中所述 可控制电源施加在所述第一电感器上的电压在所述第二电感器上感生 电压；开关，其电连接在所述第二电感器的第一端子和电容负载的第 一端子之间；其中所述开关配置成：基于由所述可控制电源供应的第 一极性电压并基于所述电容负载的第一电压，进入其中传递电流以将 所述电容负载充电到第二电压的第一状态；其中所述开关配置成：基 于由所述可控制电源供应的零电压并基于所述电容负载的所述第二电 压，进入其中电流无法通过所述开关以使所述电容负载保持被充电的 第二状态；并且其中所述开关配置成：基于由所述可控制电源供应的 第二极性电压并基于所述电容负载的所述第二电压，进入其中传递电 流以对所述电容负载放电的第三状态，其中所述第二极性电压的极性 与所述第一极性电压相反。
条项2：一种设备，其包括：可控制电压供应器；隔离电感元件， 其包括具有初级绕组的第一电感器和具有次级绕组的第二电感器，其 中所述可控制电压供应器施加在所述第一电感器上的电压在所述第二 电感器上感生电压；开关，其电连接在所述第二电感器的第一端子和 电容负载的第一端子之间；其中所述开关配置成：基于由所述可控制 电压供应器供应的第一极性电压并基于所述电容负载的第一电压，进 入其中传递电流以将所述电容负载充电到第二电压的第一状态；其中 所述开关配置成：基于由所述可控制电压供应器供应的零电压并基于 所述电容负载的所述第二电压，进入其中电流无法通过所述开关以使 所述电容负载保持被充电的第二状态；并且其中所述开关配置成：基 于由所述可控制电压供应器供应的第二极性电压并基于所述电容负载 的所述第二电压，进入其中传递电流以对所述电容负载放电的第三状 态，其中所述第二极性电压的极性与所述第一极性电压相反。
条项3：根据条项1或2中任一项所述的设备，其中所述开关配置 成：基于所述电容负载的电压是负电压，进入其中传递电流以在所述 电容负载上施加零电压的第四状态。
条项4：根据条项1至3中任一项所述的设备，其另外包括控制器， 其中所述控制器配置成根据启用信号控制所述开关。
条项5：根据条项1至4中任一项所述的设备，其中所述开关是齐 纳二极管。
条项6：根据条项1至5中任一项所述的设备，其中所述开关是场 效应晶体管(FET)。
条项7：根据条项1至6中任一项所述的设备，其另外包括控制器， 其中所述控制器配置成根据所述设备中的一个或多个电参数的一个或 多个测量而控制所述FET的栅极-源极电压。
条项8：根据条项1至7中任一项所述的设备，其中所述控制器是 模拟电路。
条项9：根据条项1至8中任一项所述的设备，其另外包括与所述 开关并联连接的二极管。
条项10：根据条项1至9中任一项所述的设备，其中所述第二电 感器的第二端子连接到所述电容负载的第二端子。
条项11：根据条项1至10中任一项所述的设备，其另外包括跨所 述第一电感器耦合的第二开关。
条项12：根据条项1至11中任一项所述的设备，其中所述可控制 电源包括配置成从电源转移功率的开关电路。
条项13：根据条项1至12中任一项所述的设备，其中所述开关电 路包括全桥或半桥。
条项14：根据条项1至13中任一项所述的设备，其另外包括控制 器，其中所述控制器在零电压开关或零电流开关中开关所述开关电路 的一个或多个开关。
条项15：根据条项1至14中任一项所述的设备，其另外包括跨所 述第二电感器耦合的电路，其中所述电路包括第二开关和一个或多个 电容器。
条项16：根据条项1至15中任一项所述的设备，其中所述隔离电 感元件另外包括具有三级绕组的第三电感器，其中所述可控制电源或 可控制电压供应器施加在所述第一电感器上的所述电压在所述第三电 感器上感生电压，并且其中所述第三电感器通过第二开关电连接到第 二电容负载。
条项17：根据条项1至16中任一项所述的设备，其另外包括耦合 在所述第二电感器的第二端子和所述FET的栅极端子之间的一个或多 个无源元件。
条项18：根据条项1至17中任一项所述的设备，其中所述电容负 载是晶体管的栅极端子。
条项19：根据条项1至18中任一项所述的设备，其另外包括DC-DC 转换器，所述DC-DC转换器包括所述晶体管。
条项20：根据条项1至19中任一项所述的设备，其另外包括控制 器，所述控制器配置成基于包括所述晶体管的所述DC-DC转换器中的 所测量参数的闭环控制而控制所述可控制电源或可控制电压供应器。
条项21：根据条项1至20中任一项所述的设备，其另外包括控制 器，所述控制器配置成基于所述设备中的所测量参数的闭环控制而控 制所述可控制电源或可控制电压供应器。
条项22：根据条项1至21中任一项所述的设备，其中所述设备中 的所述所测量参数是所述电容负载上的电压的上升时间取样和流过所 述第一电感器或第二电感器的峰值电流中的一个。
条项23：根据条项4至22中任一项所述的设备，其另外包括同步 电路，所述同步电路配置成基于所述启用信号生成预充电信号，其中 所述控制器配置成基于所述启用信号或所述预充电信号在所述设备的 不同状态之间切换，且其中所述不同状态包括其中在所述第一电感器 上施加电压的第一状态和其中功率在所述第二电感器和所述电容负载 之间转移的第二状态。
条项24：一种方法，其包括：由可控制电源基于第一启用信号在 第一电感器的初级绕组上施加第一极性电压，以将能量从所述初级绕 组转移到第二电感器的次级绕组，从而感生通过开关从所述次级绕组 流到电容负载以将所述电容负载充电到第一电压的第一电流；以及由 所述可控制电源基于第二启用信号在所述初级绕组上施加极性与所述 第一极性电压相反的第二极性电压，以将能量从所述初级绕组转移到 所述次级绕组，从而感生在与所述第一电流相反的方向上流过所述开 关以对所述电容负载放电的第二电流。
条项25：根据条项24所述的方法，其另外包括：由所述可控制电 源基于确定所述电容负载被充电到所述第一电压而在所述初级绕组上 施加零电压，以使所述电容负载保持被充电。
条项26：根据条项24或25中任一项所述的方法，其另外包括： 在施加所述第二极性电压之后，由所述可控制电源在所述初级绕组上 施加零电压以在所述电容负载上施加所述零电压。
条项27：根据条项24至26中任一项所述的方法，其另外包括： 在施加所述第二极性电压之前，在所述第一电感器上施加极性与所述 第一极性电压相同的第二电压以减小所述开关上的电压。
条项28：根据条项24至27中任一项所述的方法，其中所述可控 制电源包括从电源转移功率的全桥电路。
条项29：根据条项24至28中任一项所述的方法，其另外包括： 通过向场效应晶体管(FET)的栅极端子施加电压来控制所述FET的源 极端子和所述FET的漏极端子之间的电压，其中所述开关包括所述FET。
条项30：根据条项24至29中任一项所述的方法，其另外包括： 由电路在电容组件上提供稳定电压，其中所述电路跨所述第二电感器 耦合且包括第二开关和所述电容组件。
条项31：根据条项24至30中任一项所述的方法，其另外包括： 在施加所述零电压之前，基于时钟信号确定已经过去一时间段。
条项32：根据条项24至31中任一项所述的方法，其另外包括： 在施加所述零电压之后，由所述可控制电源在所述第一电感器的所述 初级绕组上施加所述第一极性电压，以确保所述电容负载被充电到所 述第一电压。
条项33：根据条项24至32中任一项所述的方法，其另外包括： 通过由所述可控制电源在所述第一电感器的所述初级绕组上施加所述 第一极性电压以刷新所述电容负载上的电压来确保所述电容负载充电 到所述第一电压。
条项34：根据条项24至33中任一项所述的方法，其另外包括： 使用所述第二电感器和所述电容负载的谐振特征来转移能量。
条项35：根据条项24至34中任一项所述的方法，其中所述电容 负载是晶体管的栅极端子。
条项36：根据条项24至35中任一项所述的方法，其另外包括DC-DC 转换器，所述DC-DC转换器包括所述晶体管。
条项37：根据条项24至36中任一项所述的方法，其另外包括控 制器，所述控制器配置成基于所述DC-DC转换器中的所测量参数的闭 环控制而控制所述可控制电源。
条项38：根据条项24至37中任一项所述的方法，其另外包括控 制器，所述控制器配置成基于所测量参数的闭环控制而控制所述可控 制电源。
条项39：根据条项24至38中任一项所述的方法，其中所述所测 量参数是所述电容负载上的电压的上升时间取样和流过所述第一电感 器或第二电感器的峰值电流中的一个。
条项40：根据条项24至39中任一项所述的方法，其另外包括： 接收用于调节电压的所述第一启用信号；基于所述第一启用信号，确 定将在所述第一启用信号之后接收的第三启用信号的至少一个预测特 征；基于所述至少一个预测特征，生成预充电信号；基于所述预充电 信号，控制开关电路切换到第一状态；以及由处于所述第一状态的所 述开关电路在耦合到所述开关电路的所述第一电感器上施加电压。
条项41：一种设备，其包括：同步电路，其配置成基于第一启用 信号生成预充电信号；电感元件；以及开关电路，其耦合到所述电感 元件且配置成基于所述第一启用信号或所述预充电信号在所述设备的 不同状态之间切换，其中所述不同状态包括其中在所述电感元件上施 加电压的第一状态和其中功率在所述电感元件和负载之间转移的第二 状态。
条项42：一种设备，其包括：同步电路，其配置成：接收调节电 压的第一启用信号；确定将在所述第一启用信号之后接收的第二启用 信号的预测特征；以及在接收所述第二启用信号之前，基于所述预测 特征生成预充电信号，以控制多个开关改变驱动电路的状态，从而对 电感元件预充电。
条项43：一种设备，其包括：开关电路，其包括开关和电感元件； 控制器，其配置成生成用于控制所述开关电路的控制信号；以及同步 电路，其配置成：接收用于调节电压的第一启用信号；确定将在所述 第一启用信号之后接收的第二启用信号的预测特征；以及在接收所述 第二启用之前，基于所述预测特征生成预充电信号，从而控制所述开 关中的一个或多个以对所述电感元件预充电。
条项44：根据条项41至43中任一项所述的设备，其中所述预充 电信号配置成在第二启用信号之前。
条项45：根据条项41至44中任一项所述的设备，其中所述同步 电路配置成基于所述第一启用信号的特征而生成所述预充电信号。
条项46：根据条项41至45中任一项所述的设备，其中所述开关 电路配置成相对于功率到所述负载的转移以交错的方式在所述电感元 件和第二负载之间转移功率。
条项47：根据条项41至46中任一项所述的设备，其中所述电感 元件包括围绕公共芯的多个磁耦合绕组；并且其中所述多个磁耦合绕 组中的每一个用对应负载转移功率。
条项48：根据条项41至47中任一项所述的设备，其中所述同步 电路包含锁相环路(PLL)或延迟锁定环路(DLL)。
条项49：根据条项41至48中任一项所述的设备，其中所述开关 电路包含H桥。
条项50：根据条项41至49中任一项所述的设备，其中所述开关 电路配置成在多个直流电(DC)电压电平之间周期性地改变所述电感 元件上的所述电压。
条项51：根据条项41至50中任一项所述的设备，其另外包括控 制器，其中所述控制器在零电压开关或零电流开关中开关所述开关电 路的一个或多个开关。
条项52：根据条项41至51中任一项所述的设备，其中所述开关 电路配置成对负载充电。
条项53：根据条项41至52中任一项所述的设备，其中所述开关 电路配置成驱动负载。
条项54：根据条项41至53中任一项所述的设备，其中所述负载 包括电容元件。
条项55：根据条项41至54中任一项所述的设备，其中所述负载 是晶体管的栅极端子。
条项56：根据条项41至55中任一项所述的设备，其另外包括DC-DC 转换器，所述DC-DC转换器包括所述晶体管。
条项57：根据条项41至56中任一项所述的设备，其中所述控制 器配置成基于包括所述晶体管所述DC-DC转换器中的所测量参数的闭 环控制而控制所述开关电路。
条项58：根据条项41至57中任一项所述的设备，其另外包括控 制器，所述控制器配置成基于所测量参数的闭环控制而控制所述开关 电路。
条项59：根据条项41至58中任一项所述的设备，其中所述所测 量参数是所述负载上的电压的上升时间取样和流过所述电感元件的峰 值电流中的一个。
条项60：根据条项41至59中任一项所述的设备，其中所述开关 电路配置成使用所述电感元件和所述负载的特征来转移能量。
条项61：根据条项41至60中任一项所述的设备，其中所述电感 元件包括具有初级绕组的第一电感器和具有次级绕组的第二电感器， 其中所述开关电路施加在所述第一电感器上的电压在所述第二电感器 上感生电压。
条项62：根据条项41至61中任一项所述的设备，其中所述开关 电路配置成驱动与所述第二电感器耦合的第二负载。
条项63：一种方法，其包括：接收用于调节电压的第一启用信号； 基于所述第一启用信号，确定将在所述第一启用信号之后接收的第二 启用信号的至少一个预测特征；基于所述至少一个预测特征，生成预 充电信号；基于所述预充电信号，控制开关电路切换到第一状态；以 及由处于所述第一状态的所述开关电路在耦合到所述开关电路的电感 元件上施加电压。
条项64：一种方法，其包括：接收调节电压的第一启用信号；确 定将在所述第一启用信号之后接收的第二启用信号的预测特征；以及 在接收所述第二启用信号之前，基于所述预测特征生成预充电信号， 以控制多个开关改变驱动电路的状态，从而对电感元件预充电。
条项65：根据条项63或64中任一项所述的方法，其中确定所述 至少一个预测特征包括：检测所述第一启用信号的频率或相位。
条项66：根据条项63至65中任一项所述的方法，其另外包括基 于所述第二启用信号，控制所述开关电路切换到第二状态。
条项67：根据条项63至66中任一项所述的方法，其另外包括在 所述第二状态期间，在所述电感元件和负载之间转移功率。
条项68：根据条项63至67中任一项所述的方法，其中转移功率 包括：形成包括所述电感元件和所述负载的闭环电路。
条项69：根据条项63至68中任一项所述的方法，其中生成所述 预充电信号发生在接收所述第二启用信号之前。
条项70：根据条项63至69中任一项所述的方法，其另外包括： 基于所述预充电信号，使电流流过所述电感元件；以及通过保持所述 电感元件上的所述电压来增大所述电流。
条项71：根据条项63至70中任一项所述的方法，其另外包括： 将所述电流限制在阈值。
条项72：根据条项63至71中任一项所述的方法，其另外包括： 基于所述第二启用信号，将功率从所述电感元件转移到负载；以及减 小所述电流。
条项73：根据条项63至72中任一项所述的方法，其另外包括： 使所述电流保持处于所述阈值；基于所述第二启用信号，将功率从所 述电感元件转移到负载；以及减小所述电流。
条项74：根据条项63至73中任一项所述的方法，其另外包括： 在多个直流电(DC)电压电平之间周期性地改变所述电压。
条项75：根据条项63至74中任一项所述的方法，其中所述开关 电路配置成驱动负载。
条项76：根据条项67、68、72、73或75中任一项所述的方法， 其中所述负载是晶体管的栅极端子。
条项77：根据条项63至76中任一项所述的方法，其另外包括DC-DC 转换器，所述DC-DC转换器包括晶体管，所述晶体管包括配置成操作 为负载的栅极端子。
条项78：根据条项77所述的方法，其另外包括控制器，所述控制 器配置成基于所述DC-DC转换器中的所测量参数的闭环控制而控制所 述开关电路。
条项79：根据条项63至78中任一项所述的方法，其另外包括控 制器，所述控制器配置成基于所测量参数的闭环控制而控制所述开关 电路。
条项80：根据条项79所述的方法，其中所述所测量参数是所述负 载上的电压的上升时间取样和流过所述电感元件的峰值电流中的一 个。
条项81：一种系统，其包括：开关电路，其包括开关和电感元件； 控制器，其配置成生成用于控制所述开关电路的控制信号；以及同步 电路，其配置成：接收用于调节电压的第一启用信号；确定将在所述 第一启用信号之后接收的第二启用信号的预测特征；以及在接收所述 第二启用之前，基于所述预测特征生成预充电信号，从而控制所述开 关中的一个或多个以对所述电感元件预充电。

Claims (20)

1.一种装置，包括：
可控制电源；
隔离电感元件，其包括具有初级绕组的第一电感器和具有次级绕组的第二电感器，其中所述可控制电源施加在所述第一电感器上的电压在所述第二电感器上感生电压；
开关，其电连接在所述第二电感器的第一端子和电容负载的第一端子之间；
其中所述开关配置成：基于由所述可控制电源供应的第一极性电压并基于所述电容负载的第一电压，进入其中传递电流以将所述电容负载充电到第二电压的第一状态；
其中所述开关配置成：基于由所述可控制电源供应的零电压并基于所述电容负载的所述第二电压，进入其中电流无法通过所述开关以使所述电容负载保持被充电的第二状态；以及
其中所述开关配置成：基于由所述可控制电源供应的第二极性电压并基于所述电容负载的所述第二电压，进入其中传递电流以对所述电容负载放电的第三状态，其中所述第二极性电压的极性与所述第一极性电压相反。
2.根据权利要求1所述的设备，其中所述开关配置成：基于所述电容负载的电压是负电压，进入其中传递电流以在所述电容负载上施加零电压的第四状态。
3.根据权利要求1所述的设备，其另外包括控制器，其中所述控制器配置成根据启用信号控制所述开关。
4.根据权利要求3所述的设备，其另外包括：
同步电路，所述同步电路配置成基于所述启用信号生成预充电信号，
其中所述控制器配置成基于所述启用信号或所述预充电信号在所述设备的不同状态之间切换，且
其中所述不同状态包括其中在所述第一电感器上施加电压的第一状态和其中功率在所述第二电感器和所述电容负载之间转移的第二状态。
5.根据权利要求1所述的设备，其中所述开关是齐纳二极管。
6.根据权利要求1所述的设备，其中所述开关是场效应晶体管(FET)。
7.根据权利要求6所述的设备，其另外包括控制器，其中所述控制器配置成根据所述设备中的一个或多个电参数的一个或多个测量而控制所述FET的栅极-源极电压。
8.根据权利要求1所述的设备，其另外包括与所述开关并联连接的二极管。
9.根据权利要求1所述的设备，其中所述第二电感器的第二端子连接到所述电容负载的第二端子。
10.根据权利要求1所述的设备，其另外包括跨所述第一电感器耦合的第二开关。
11.根据权利要求1所述的设备，其中所述可控制电源包括配置成从电源转移功率的开关电路。
12.根据权利要求1所述的设备，其另外包括跨所述第二电感器耦合的电路，其中所述电路包括第二开关和一个或多个电容器。
13.根据权利要求1所述的设备，其中所述隔离电感元件另外包括具有三级绕组的第三电感器，其中所述可控制电源施加在所述第一电感器上的所述电压在所述第三电感器上感生电压，并且其中所述第三电感器通过第二开关电连接到第二电容负载。
14.一种方法，包括：
由可控制电源基于第一启用信号在第一电感器的初级绕组上施加第一极性电压，以将能量从所述初级绕组转移到第二电感器的次级绕组，从而感生通过开关从所述次级绕组流到电容负载以将所述电容负载充电到第一电压的第一电流；以及
由所述可控制电源基于第二启用信号在所述初级绕组上施加极性与所述第一极性电压相反的第二极性电压，以将能量从所述初级绕组转移到所述次级绕组，从而感生在与所述第一电流相反的方向上流过所述开关以对所述电容负载放电的第二电流。
15.根据权利要求14所述的方法，其另外包括：由所述可控制电源基于确定所述电容负载被充电到所述第一电压而在所述初级绕组上施加零电压，以使所述电容负载保持被充电。
16.根据权利要求15所述的方法，其另外包括：在施加所述零电压之前，基于时钟信号确定已经过去一时间段。
17.根据权利要求14所述的方法，其另外包括：在施加所述第二极性电压之后，由所述可控制电源在所述初级绕组上施加零电压以在所述电容负载上施加所述零电压。
18.根据权利要求14所述的方法，其另外包括：在施加所述第二极性电压之前，在所述第一电感器上施加极性与所述第一极性电压相同的第二电压以减小所述开关上的电压。
19.根据权利要求14所述的方法，其另外包括：通过向场效应晶体管(FET)的栅极端子施加电压来控制所述FET的源极端子和所述FET的漏极端子之间的电压，其中所述开关包括所述FET。
20.根据权利要求14所述的方法，其另外包括：由电路在电容组件上提供稳定电压，其中所述电路跨所述第二电感器耦合且包括第二开关和所述电容组件。
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