CN111371720B - 一种基于fpga的正交频分复用接收机优化方法 - Google Patents

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CN111371720B CN202010130644.8A CN202010130644A CN111371720B CN 111371720 B CN111371720 B CN 111371720B CN 202010130644 A CN202010130644 A CN 202010130644A CN 111371720 B CN111371720 B CN 111371720B
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Abstract

本发明涉及一种基于FPGA的正交频分复用接收机优化方法，属于无线通信领域。该将接收机分为控制器模块和数据通路模块。控制模块内部包含控制状态机以及控制码存储器，用来控制数据通路在不同的时隙实现不同的时频同步算法功能，数据通路模块其中包含了接收机时频同步算法中所用到的算子以及寄存器资源。本发明分析了流水线式的OFDM接收机的算子工作状态以及寄存器时间，对部分不同时隙的相同算子以及大粒度寄存器进行了资源复用，提高系统集成度，相比于流水线式的OFDM接收机降低了系统资源成本开销。

Description

一种基于FPGA的正交频分复用接收机优化方法
技术领域
本发明属于无线通信领域，涉及一种基于FPGA的正交频分复用接收机优化方法。
背景技术
随着通信技术飞速发展，OFDM作为一种调制技术，技术广泛部署于宽带接入的无线通信系统中，如无线局域网、数字音频和数字视频广播、无线网络、WIMAX和LTE等。
经典的OFDM接收机中，采用的符号同步、载波同步、采样频率同步、信道估计均衡等算法的硬件实现上都是采用流水线思想，而这些算法在具体实现中所采用的算子，如复乘器算子，除法器算子，Cordic算子，以及大粒度的寄存器在功能上具有较高的耦合度，一定程度上浪费了逻辑资源。
随着5G时代的到来，移动终端大连接和低延时意味着要在嵌入式设备中集成大量的算力和功能，同时后摩尔时代，集成电路的研发面临着成本高昂、功耗不断攀升和产品形态变化快速等巨大挑战，目前科学界和产业界都在探索后摩尔时代的集成电路技术，在诸多努力方向中可重构计算技术受到了特别关注。
可重构技术实现了算法到计算引擎的空间映射，使得领域通用集成电路在制成后仍具有定制能力。可重构计算技术在冯·诺伊曼计算机体系架构的基础上优化了数据通路和控制器的硬件结构，与目前主流的集成电路技术相比，资源利用率高，性能好且功耗低。
现有技术中，如公开号为CN106850490A的专利申请“一种低复杂度的高速OFDM信号时频同步方法及系统”，公开了在接收机中通过去符号位法对时频同步序列进行了比特量化，该方法虽然减少了资源使用，但是在低信噪比条件下同步性能会变差。如公开号为CN108768908A的专利申请“一种基于FPGA的可扩展轻量化OFDM系统设计方法”，公开了OFDM基带数据处理高度模块化，为典型的流水线结构，虽然功能完善，但是模块之间重复使用Cordic、复乘器、除法器、以及相关寄存器资源，造成了资源浪费。
因此，目前亟需一种既能保证接收信号质量又能节约逻辑资源的接收机。
发明内容
有鉴于此，本发明的目的在于提供一种基于FPGA的正交频分复用接收机优化方法，满足对逻辑资源紧缺、功能可重构、泛连接智能嵌入式场景OFDM接收机的需求，提高系统集成度，减少逻辑资源使用。
为达到上述目的，本发明提供如下技术方案：
一种基于FPGA的正交频分复用接收机优化方法，将流水线式的OFDM接收机进行硬件优化，使接收机架构分为数据通路模块与控制通路模块，通过分析接收机中的时频同步算法的算子资源占用与寄存器占用，来给不同时隙来调度算子与寄存器，实现其复用，提高系统集成度，减少逻辑资源使用。该优化方法具体包括以下步骤：
S1：对OFDM接收机时频同步算法中所使用到的算子资源及寄存器资源进行统计归类；
S2：设计对OFDM接收机算子资源与寄存器资源的调度方案；
S3：设计OFDM接收机控制器；
S4：得到优化后的OFDM接收机。
进一步，所述步骤S1具体包括：
S11：通过延时相关能量计算、相关窗口能量计算、帧搜索三个分模块实现符号同步，其中使用3个复乘器算子和1个除法算子，共用到11个大粒度寄存器，即寄存器R1-R11；
S12：通过数据分流、载波频偏估计、载波频偏补偿、数据联合输出四个分模块实现载波同步，其中使用1个除法器算子、1个cordic算子和2个复乘器算子，共用到9个大粒度寄存器，即寄存器R12-R20；
S13：通过长训练序列提取、信道估计、能量计算、信道补偿四个模块实现信道估计与均衡，其中使用2个乘法算子、1个复乘算子和1个除法算子，共用到6个大粒度寄存器，即寄存器R21-R26；
S14：通过导频提取模块、导频相关模块、采样频偏估计、采样频偏补偿四个模块实现采样频率同步，其中使用1个复乘算子和1个cordic算子，共用到7个大粒度寄存器，即寄存器R27-R33。
更进一步，所述步骤S11中，符号同步算法的计算公式为：
Figure BDA0002395682870000021
其中，M(d)为符号同步定时测度函数，m为滑动窗长度内的某个符号，r表示接收端收到的信号，d为定时点，L为滑动窗口长度，硬件实现步骤为实现步骤为延时相关能量计算，其用到的寄存器为R1-R4，相关窗口能量计算，其用到的寄存器为R5-R11、以及帧搜索。
更进一步，所述步骤S12中，载波同步算法的计算公式为：
Figure BDA0002395682870000031
Figure BDA0002395682870000032
其中，
Figure BDA0002395682870000033
为载波频偏估计值，DSTS为段训练序列长度，
Figure BDA0002395682870000034
为相邻子载波频率间隔，yn为复基带信号，
Figure BDA00023956828700000318
为yn经过DSTS延时后的共轭，rn为接收端的复基带信号，
Figure BDA0002395682870000035
为频偏补偿后的接收端复基带信号，θn为频偏角度。接收到的基带信号经延时相关、相关累加以及角度运算，可得到频偏估计值。再经过频偏补偿模块，载波同步部分完成。载波同步中数据分流部分其用到的寄存器为R12、R13，载波频偏估计部分用到的寄存器为R14-R18，载波频偏补偿用到的寄存器为R19\R20。
更进一步，所述步骤S13中，信道估计与均衡算法的计算公式为：
Figure BDA0002395682870000036
Figure BDA0002395682870000037
其中，
Figure BDA0002395682870000038
为信道估计矩阵，RRLTS为接收到的长训练序列，
Figure BDA0002395682870000039
为接收到的长训练序列共轭，LLTS为标准长训练序列
Figure BDA00023956828700000310
为补偿之后的OFDM符号，
Figure BDA00023956828700000311
为本地长训练序列共轭，R为接收信号。该部分的长训练序列提取用到的寄存器为R21、R22,信道估计部分用到的寄存器为R23，能量计算部分用到的寄存器为R24，信道补偿用到的寄存器为R25、R26。
更进一步，所述步骤S14中，采样频率同步算法的计算公式为：
Figure BDA00023956828700000312
Figure BDA00023956828700000313
其中，θl,k为第l个OFDM的第k个子载波的相位旋转，接收机采样时钟为Ts为接收机采样时钟，相对误差为Δ，Sl为固定值
Figure BDA00023956828700000314
Figure BDA00023956828700000315
为接收到的导频信号，
Figure BDA00023956828700000316
为子载波信道估计值，Nu为OFDM符号采样点数，Ns为OFDM符号为循环前缀采样点数，
Figure BDA00023956828700000317
为导频信号。该部分的导频提取部分用到的寄存器为R27-R30，导频相关部分用到的寄存器为R31、R32，采样频偏估计部分用到的寄存器为R33。
进一步，所述步骤S2具体包括：
S21：符号同步模块中为全时隙占用，因此其使用的算子资源和寄存器未实行调度；
S22：载波同步模块的1个除法算子、1个cordic算子、1个复乘算子在本模块使用完成之后可调度；寄存器R12-R18在本模块使用之后可以复用；
S23：信道估计与均模块中调用载波同步中的1个复乘算子和1个除法算子；寄存器R21/R22对寄存器R12/R13复用，寄存器R24复用寄存器R18，寄存器R25/R26复用寄存器R16/R17；
S24：采样频率同步模块中调用载波同步中的cordic算子；寄存器R33复用寄存器R24。
进一步，所述步骤S3具体包括：
S31：采用控制步CD01-CD03分别控制延时相关能量计算、相关窗口能量计算和帧搜索；
S32：采用控制步CD04-CD07分别控制数据分流、载波频偏估计、载波频偏补偿和数据联合输出；
S33：采用控制步CD09-CD12分别控制长训练序列提取、信道估计、能量计算和信道补偿，以及对步骤S23中算子复用及寄存器的复用；
S34：采用控制步CD13-CD16分别控制导频提取、导频相关、采样频偏估计和采样频偏补偿，以及对步骤S24中的算子复用和寄存器的复用。
本发明的有益效果在于：1)本发明考虑了未来在计算资源紧缺的场景下，OFDM接收机的优化问题；2)本发明对OFDM接收机中的算法进行了分析，OFDM接收机架构进行了改进，对算子资源以及寄存器资源进行了归类分析，并给出了具体的分配调度方案。提高了逻辑资源利用率，是未来集成电路设计的发展趋势。
本发明的其他优点、目标和特征在某种程度上将在随后的说明书中进行阐述，并且在某种程度上，基于对下文的考察研究对本领域技术人员而言将是显而易见的，或者可以从本发明的实践中得到教导。本发明的目标和其他优点可以通过下面的说明书来实现和获得。
附图说明
为了使本发明的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合附图对本发明作优选的详细描述，其中：
图1为OFDM接收机算法按照时间的算子归类图；
图2为OFDM接收机算法按照时间的寄存器归类图；
图3为控制器FSM状态转移图；
图4为本发明的OFDM接收机改进架构图。
具体实施方式
以下通过特定的具体实例说明本发明的实施方式，本领域技术人员可由本说明书所揭露的内容轻易地了解本发明的其他优点与功效。本发明还可以通过另外不同的具体实施方式加以实施或应用，本说明书中的各项细节也可以基于不同观点与应用，在没有背离本发明的精神下进行各种修饰或改变。需要说明的是，以下实施例中所提供的图示仅以示意方式说明本发明的基本构想，在不冲突的情况下，以下实施例及实施例中的特征可以相互组合。
请参阅图1～图4，为一种基于FPGA的正交频分复用接收机优化方法，包括以下步骤：
S1：对OFDM接收机时频同步算法中所使用到的算子资源及寄存器资源进行统计归类，具体包括：
S11：通过延时相关能量计算、相关窗口能量计算、帧搜索三个分模块实现符号同步，其中使用3个复乘器算子和1个除法算子，共用到11个大粒度寄存器，即表1中寄存器R1-R11。
符号同步算法的计算公式为：
Figure BDA0002395682870000051
其中，M(d)为符号同步定时测度函数，m为滑动窗长度内的某个符号，r表示接收端收到的信号，d为定时点，L为滑动窗口长度，硬件实现步骤为实现步骤为延时相关能量计算，其用到的寄存器为R1-R4，相关窗口能量计算，其用到的寄存器为R5-R11、以及帧搜索。
S12：通过数据分流、载波频偏估计、载波频偏补偿、数据联合输出四个分模块实现载波同步，其中使用1个除法器算子、1个cordic算子和2个复乘器算子，共用到9个大粒度寄存器，即表1中寄存器R12-R20。
载波同步算法的计算公式为：
Figure BDA0002395682870000052
Figure BDA0002395682870000053
其中，
Figure BDA0002395682870000054
为载波频偏估计值，DSTS为段训练序列长度，
Figure BDA0002395682870000055
为相邻子载波频率间隔，yn为复基带信号，
Figure BDA0002395682870000057
为yn经过DSTS延时后的共轭，rn为接收端的复基带信号，
Figure BDA0002395682870000056
为频偏补偿后的接收端复基带信号，θn为频偏角度。接收到的基带信号经延时相关、相关累加以及角度运算，可得到频偏估计值。再经过频偏补偿模块，载波同步部分完成。载波同步中数据分流部分其用到的寄存器为R12、R13，载波频偏估计部分用到的寄存器为R14-R18，载波频偏补偿用到的寄存器为R19\R20。
S13：通过长训练序列提取、信道估计、能量计算、信道补偿四个模块实现信道估计与均衡，其中使用2个乘法算子、1个复乘算子和1个除法算子，共用到6个大粒度寄存器，即表1中寄存器R21-R26。
信道估计与均衡算法的计算公式为：
Figure BDA0002395682870000061
Figure BDA0002395682870000062
其中，
Figure BDA0002395682870000063
为信道估计矩阵，RRLTS为接收到的长训练序列，
Figure BDA0002395682870000064
为接收到的长训练序列共轭，LLTS为标准长训练序列
Figure BDA0002395682870000065
为补偿之后的OFDM符号，
Figure BDA0002395682870000066
为本地长训练序列共轭，R为接收信号。该部分的长训练序列提取用到的寄存器为R21、R22,信道估计部分用到的寄存器为R23，能量计算部分用到的寄存器为R24，信道补偿用到的寄存器为R25、R26。
S14：通过导频提取模块、导频相关模块、采样频偏估计、采样频偏补偿四个模块实现采样频率同步，其中使用1个复乘算子和1个cordic算子，共用到7个大粒度寄存器，即表1中寄存器R27-R33。
采样频率同步算法的计算公式为：
Figure BDA0002395682870000067
Figure BDA0002395682870000068
其中，θl,k为第l个OFDM的第k个子载波的相位旋转，接收机采样时钟为Ts为接收机采样时钟，相对误差为Δ，Sl为固定值
Figure BDA0002395682870000069
Figure BDA00023956828700000610
为接收到的导频信号，
Figure BDA00023956828700000611
为子载波信道估计值，Nu为OFDM符号采样点数，Ns为OFDM符号循环前缀采样点数，
Figure BDA00023956828700000612
为导频信号。该部分的导频提取部分用到的寄存器为R27-R30，导频相关部分用到的寄存器为R31、R32，采样频偏估计部分用到的寄存器为R33。
表1大粒度寄存器表
R1/R2 移位寄存器 BufferDataRe/BufferDataIm
R3/R4 延时相关寄存器 DataOutRe/DataOutIm
R5/R6 滑动窗移位寄存器 ShiftDataRe/ShiftDataIm
R7/R8 相关累加寄存器 SumDelayCorrelationRe/SumDelayCorrelationIm
R9 能量寄存器 DataMagnitude
R10 滑动窗移位寄存器 ShiftMagnituder
R11 能量累计寄存器 Sum16Magnituder
R12/R13 相关寄存器 DelayCorrelationRe/DelayCorrelationIm
R14/R15 移位寄存器 ShiftDataRe/ShiftDataIm
R16/R17 滑动窗累加寄存器 SumSlideWindowDataRe/SumSlideWindowDataIm
R18 频偏估计寄存器 PhaseOut
R19 实部因子寄存器 CompensatedX
R20 虚部因子寄存器 CompensatedY
R21/R22 长训练序列寄存器 AveLongTrainingRe/AveLongTrainingIm
R23 本地训练序列存储器 longtrainingvalue
R24 能量值寄存器 Energy
R25/R26 补偿后信号寄存器 TempRe/TempIm
R27/R28 数据缓存寄存器 BRAMR/BRAMI
R29/R30 导频寄存器 DB_PR/DB_PI
R31/R32 导频相关寄存器 PC_OUTR/PC_OUTI
R33 采样频偏估计寄存器 PC_OUTR/PC_OUTI
S2：设计对OFDM接收机算子资源与寄存器资源的调度方案，具体包括：
S21：符号同步模块中为全时隙占用，因此其使用的算子资源和寄存器未实行调度；
S22：载波同步模块的1个除法算子、1个cordic算子、1个复乘算子在本模块使用完成之后可调度；寄存器R12-R18在本模块使用之后可以复用；
S23：信道估计与均模块中调用载波同步中的1个复乘算子和1个除法算子；寄存器R21/R22对寄存器R12/R13复用，寄存器R24复用寄存器R18，寄存器R25/R26复用寄存器R16/R17；
S24：采样频率同步模块中调用载波同步中的cordic算子；寄存器R33复用寄存器R24。
S3：设计OFDM接收机控制器，具体包括：
控制器向数据通路发送控制码，定义数据通路的功能，通过数据通路的回馈状态来决定发送什么控制码，控制器为一个状态机，状态是决定状态跳转的条件。本设计将接收机设置为6个状态，其中每个状态都有相应的控制步，共16个控制步，其状态机以及状态步如图3，6个状态分别为符号同步模块(DETECTION)、载波同步模块(CFO)、傅里叶变化模块(FFT)、信道估计与均衡模块(CHANNAL)、采样频率同步模块(SAMPILING)、解调完成模块(STOP)。
S31：控制步CD01-CD03分别控制实现S11中的延时相关能量计算、相关窗口能量计算、帧搜索三个模块功能实现。
S32：控制步CD04-CD07分别控制实现S12中的数据分流、载波频偏估计、载波频偏补偿、数据联合输出四个模块功能实现。
S33：控制步CD09-CD12分别控制实现S13中的长训练序列提取、信道估计、能量计算、信道补偿四个模块功能实现，以及对S23中的算子复用及寄存器复用方案实现。
S34：控制步CD13-CD16分别控制实现S14中的导频提取模块、导频相关模块、采样频偏估计、采样频偏补偿四个模块功能实现，以及对S24中的算子复用和寄存器复用方案实现。
S4：得到接收机总体框架如图4所示，整体可分为数据通路与控制器部分，数据通路内包含接收机所必须用到的算子合集与寄存器资源，控制器内部为控制状态机器。
最后说明的是，以上实施例仅用以说明本发明的技术方案而非限制，尽管参照较佳实施例对本发明进行了详细说明，本领域的普通技术人员应当理解，可以对本发明的技术方案进行修改或者等同替换，而不脱离本技术方案的宗旨和范围，其均应涵盖在本发明的权利要求范围当中。

Claims (5)

1.一种基于FPGA的正交频分复用接收机优化方法，其特征在于，将流水线式的OFDM接收机进行硬件优化，使接收机架构分为数据通路模块与控制通路模块，通过分析接收机中时频同步算法的算子资源占用与寄存器占用，来给不同时隙调度算子与寄存器；该优化方法具体包括以下步骤：
S1：对OFDM接收机时频同步算法中所使用到的算子资源及寄存器资源进行统计归类；具体包括：
S11：通过延时相关能量计算、相关窗口能量计算、帧搜索三个分模块实现符号同步，其中使用3个复乘器算子和1个除法算子，共用到11个大粒度寄存器，即寄存器R1-R11；
S12：通过数据分流、载波频偏估计、载波频偏补偿、数据联合输出四个分模块实现载波同步，其中使用1个除法器算子、1个cordic算子和2个复乘器算子，共用到9个大粒度寄存器，即寄存器R12-R20；
S13：通过长训练序列提取、信道估计、能量计算、信道补偿四个模块实现信道估计与均衡，其中使用2个乘法算子、1个复乘算子和1个除法算子，共用到6个大粒度寄存器，即寄存器R21-R26；
S14：通过导频提取模块、导频相关模块、采样频偏估计、采样频偏补偿四个模块实现采样频率同步，其中使用1个复乘算子和1个cordic算子，共用到7个大粒度寄存器，即寄存器R27-R33；
S2：设计对OFDM接收机算子资源与寄存器资源的调度方案；具体包括：
S21：符号同步模块中为全时隙占用，不实行调度；
S22：载波同步模块的1个除法算子、1个cordic算子、1个复乘算子在本模块使用完成之后可调度；寄存器R12-R18在本模块使用之后可以复用；
S23：信道估计与均模块中调用载波同步中的1个复乘算子和1个除法算子；寄存器R21/R22对寄存器R12/R13复用，寄存器R24复用寄存器R18，寄存器R25/R26复用寄存器R16/R17；
S24：采样频率同步模块中调用载波同步中的cordic算子；寄存器R33复用寄存器R24；
S3：设计OFDM接收机控制器；具体包括：
S31：采用控制步CD01-CD03分别控制延时相关能量计算、相关窗口能量计算和帧搜索；
S32：采用控制步CD04-CD07分别控制数据分流、载波频偏估计、载波频偏补偿和数据联合输出；
S33：采用控制步CD09-CD12分别控制长训练序列提取、信道估计、能量计算和信道补偿，以及对步骤S23中算子复用及寄存器的复用；
S34：采用控制步CD13-CD16分别控制导频提取、导频相关、采样频偏估计和采样频偏补偿，以及对步骤S24中的算子复用和寄存器的复用；
S4：得到优化后的OFDM接收机。
2.根据权利要求1所述的一种基于FPGA的正交频分复用接收机优化方法，其特征在于，所述步骤S11中，符号同步算法的计算公式为：
Figure FDA0003558500860000021
其中，M(d)为符号同步定时测度函数，m为滑动窗长度内的某个符号，r表示接收端收到的信号，d为定时点，L为滑动窗口长度。
3.根据权利要求1所述的一种基于FPGA的正交频分复用接收机优化方法，其特征在于，所述步骤S12中，载波同步算法的计算公式为：
Figure FDA0003558500860000022
Figure FDA0003558500860000023
其中，
Figure FDA0003558500860000024
为载波频偏估计值，DSTS为段训练序列长度，
Figure FDA0003558500860000025
为相邻子载波频率间隔，yn为复基带信号，
Figure FDA0003558500860000026
为yn经过DSTS延时后的共轭，rn为接收端的复基带信号，
Figure FDA0003558500860000027
为频偏补偿后的接收端复基带信号，θn为频偏角度。
4.根据权利要求1所述的一种基于FPGA的正交频分复用接收机优化方法，其特征在于，所述步骤S13中，信道估计与均衡算法的计算公式为：
Figure FDA0003558500860000028
Figure FDA0003558500860000029
其中，
Figure FDA00035585008600000210
为信道估计矩阵，RRLTS为接收到的长训练序列，
Figure FDA00035585008600000211
为接收到的长训练序列共轭，LLTS为标准长训练序列
Figure FDA00035585008600000212
为补偿之后的OFDM符号，
Figure FDA00035585008600000213
为本地长训练序列共轭，R为接收信号。
5.根据权利要求1所述的一种基于FPGA的正交频分复用接收机优化方法，其特征在于，所述步骤S14中，采样频率同步算法的计算公式为：
Figure FDA0003558500860000031
Figure FDA0003558500860000032
其中，θl,k为第l个OFDM的第k个子载波的相位旋转，接收机采样时钟为Ts为接收机采样时钟，相对误差为Δ，Sl为固定值
Figure FDA0003558500860000033
Figure FDA0003558500860000034
为接收到的导频信号，
Figure FDA0003558500860000035
为子载波信道估计值，Nu为OFDM符号采样点数，Ns为OFDM符号循环前缀采样点数，
Figure FDA0003558500860000036
为导频信号。
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