CN111355485A - 一种延时线相位漂移消除系统及方法 - Google Patents

一种延时线相位漂移消除系统及方法 Download PDF

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Abstract

一种延时线相位漂移消除系统及方法，属于电子技术领域。本发明基于微波射频二倍频与混频，利用二倍频和混频对消相位漂移，也即，基于微波射频二倍频与混频的方法，采用两个同样的延时线，将两次延时后的信号和单次延时后再二倍频的信号混频，从而实现对消延时线相位漂移的同时保留原微波射频信号。不使用环路控制，仅采用传统微波电路，无鉴相、反馈等电路，实现简单且具有很强的实用性，并且其应用范围不受移相器等器件的相位补偿范围的限制。而传统方法需要对控制环路、鉴相及反馈等进行设计，过程较为复杂。

Description

一种延时线相位漂移消除系统及方法
技术领域
本发明涉及一种延时线相位漂移消除系统及方法，属于电子技术领域。
背景技术
随着星载雷达系统的发展，雷达定标校准器、雷达信号模拟器、大尺寸相控阵雷达等系统中均需要实现较对微波信号进行较大时间的延迟，因此不可避免的设计到延时值较大的延时线，由于延时线相位的稳定性通常与延时值成正比并以百分比衡量，而星载雷达所需的延时值可高达数十微秒以上，所以其相位的温度漂移通常较大：以实现几十微秒延时的光纤延时线为例，其使用的光纤可长达几公里，当温度变化1℃时，其延时值可变化数百皮秒，相当于X波段微波信号相位漂移数百度。此外随着星载天线尺寸越来越大，馈源距离越来越远，传输延时也越来越大，这些系统都需要避免相位温度漂移带来的影响。因此如何消除延时线在温度变化情况下的相位漂移就成为一个非常关键的问题。
传统方法是利用鉴相模块结合可调移相器的方法实现，首先利用鉴相模块来获取相位偏移的差值，将其转化为电压值，然后经过控制电路后对移相器进行控制从而起到补偿相位的效果，如图1所示。然而该系统需要对控制环路进行设计，较为复杂。并且由于其使用移相器进行相位调节，就使得最终相位调节补偿的动态范围有限，所以当传输距离较长时，补偿器件就不能提供足够的相位调节范围，该方法的相位补偿范围受到了限制；此外相位的跟踪和捕获一般也需要一定的响应时间。
发明内容
本发明解决的技术问题是：克服现有技术的不足，提供了一种延时线相位漂移消除系统及方法，基于微波射频二倍频与混频的方法，采用两个同样的延时线，将两次延时后的信号和单次延时后再二倍频的信号混频，从而实现对消延时线的相位漂移的同时保留原微波射频信号。
本发明的技术解决方案是：一种延时线相位漂移消除系统，包括两个延时线、耦合器、倍频器、滤波器、放大器和混频器；
第一延时线接收射频输入信号，输出至耦合器；
所述耦合器的输出端连接倍频器和第二延时线；耦合器对经过一次延时的射频输入信号进行耦合后，分为耦合路信号和直通路信号，并分别发送至倍频器和第二延时线；
倍频器、第一滤波器、放大器和混频器的第一输入端依次连接，耦合路信号依次经过倍频、滤波和放大后，发送至混频器；
第二延时线与混频器的第二输入端连接，第二延时线接收直通路信号，经过二次延时后将二次延时的直通路信号发送至混频器；
混频器对耦合路信号和直通路信号进行混频后，输出至第二滤波器进行滤波后输出，完成相位漂移的消除。
进一步地，所述第一延时线和第二延时线的延时值均为所需延时值的一半，第一延时线和第二延时线的相位特性相同。
进一步地，所述倍频器为二倍频器。
进一步地，所述放大器和滤波器的工作频率均为2ω；其中，ω为射频输入信号的频率。
根据所述的一种延时线相位漂移消除系统实现的相位漂移消除方法，包括如下步骤：
第一延时线接收射频输入信号，输出至耦合器；
耦合器对经过一次延时的射频输入信号进行耦合后，分为耦合路信号和直通路信号，并分别发送至倍频器和第二延时线；
耦合路信号依次经过倍频、滤波和放大后，发送至混频器；
第二延时线接收直通路信号，经过二次延时后将二次延时的直通路信号发送至混频器；
混频器对耦合路信号和直通路信号进行混频后，输出至第二滤波器进行滤波后输出，完成相位漂移的消除。
进一步地，所述第一延时线和第二延时线的延时值均为所需延时值的一半，第一延时线和第二延时线的相位特性相同。
进一步地，所述倍频器为二倍频器。
进一步地，所述放大器和滤波器的工作频率均为2ω；其中，ω为射频输入信号的频率。
本发明与现有技术相比的优点在于：
(1)本发明不需要任何的可调延时或移相器件，系统构成为简单微波电路，无鉴相、反馈等复杂控制环路；
(2)本发明的应用范围不受移相器等器件的相位补偿范围的限制；第三，能够实时补偿微波信号相位的漂移，具有明显的快速相位补偿优势。
附图说明
图1利用鉴相器和移相器的传统相位漂移消除示意图；
图2新型相位漂移消除示意图；
图3(a)～(f)为以一个100MHz信号延时1us的延时线为例的仿真结果；
图3(a)0°相位漂移时的延时线后混频前的信号；
图3(b)0°相位漂移时的延时线最终输出信号；
图3(c)90°相位漂移时的延时线后混频前的信号；
图3(d)90°相位漂移时的延时线最终输出信号；
图3(e)576°相位漂移时的延时线后混频前的信号；
图3(f)576°相位漂移时的延时线最终输出信号；
图4(a)～(h)为以一个1.2GHz信号延时1.2us的延时线为例的仿真结果；
图4(a)0°相位漂移时的延时线后混频前的信号；
图4(b)0°相位漂移时的延时线最终输出信号；
图4(c)90°相位漂移时的延时线后混频前的信号；
图4(d)90°相位漂移时的延时线最终输出信号；
图4(e)270°相位漂移时的延时线后混频前的信号；
图4(f)270°相位漂移时的延时线最终输出信号；
图4(g)432°相位漂移时的延时线后混频前的信号；
图4(h)432°相位漂移时的延时线最终输出信号。
具体实施方式
下面结合说明书附图对本发明进行进一步解释和说明。
一种延时线相位漂移消除系统，包括两个延时值相同、相位特性相近的延时线、耦合器、二倍频器、混频器和必要的放大器、滤波器，其具体构成如图2所示。第一延时线接收射频输入信号，输出至耦合器；所述耦合器的输出端连接倍频器和第二延时线；耦合器对经过一次延时的射频输入信号进行耦合后，分为耦合路信号和直通路信号，并分别发送至倍频器和第二延时线；倍频器、第一滤波器、放大器和混频器的第一输入端依次连接，耦合路信号依次经过倍频、滤波和放大后，发送至混频器；第二延时线与混频器的第二输入端连接，第二延时线接收直通路信号，经过二次延时后将二次延时的直通路信号发送至混频器；混频器对耦合路信号和直通路信号进行混频后，输出至第二滤波器进行滤波后输出，完成相位漂移的消除。
具体为，频率为ω的射频信号输入后，首先经过一段延时值为所需延时值(Td)一半的第一延时线，即第一延时线的延时值为
Figure BDA0002221202820000041
输出后通过耦合器分为两路：耦合器的耦合路进入一个二倍频器，产生频率为两倍射频的信号后，进入滤波器，滤除除了二次谐波以外的其他倍频杂波，再通过放大器放大到合适的值后，进入混频器的本振端口，其中放大器和滤波器的工作频率均为2ω；直通路进入另一段与第一延时线相同的第二延时线，其延时值同样为
Figure BDA0002221202820000042
然后进入混频器的射频输入端口，与之前的二倍频信号混频，恢复为原射频频率信号。其中，第一延时线与第二延时线延时值同为
Figure BDA0002221202820000051
相位特性一致，并且将其安装在同一载体上，保证其温度变化相近。
当延时线受到温度或者机械振动等的影响时，第一延时线的相位变化为Φ1，第二延时线的相位变化为Φ2。此时，通过第一延时线后的信号延时值为
Figure BDA0002221202820000052
相位变化值为Φ1，之后进入耦合路的信号经过二倍频后，频率为ωLO＝2ω，相位变化为
Figure BDA0002221202820000053
该路信号通过滤波器滤除杂波再经过放大器放大至所需本振功率值之后作为本振信号进入混频器，其相位变化为
Figure BDA0002221202820000054
进入直通路的信号再经过第二延时线，此时其频率ωRF＝ω，但是其相位变化为
Figure BDA0002221202820000055
经过混频器将RF和LO信号混频后，产生的中频信号频率为ωIF＝ωRF-ωLO＝ω，当延时线受到温度或者机械振动等的影响时相位变化为
Figure BDA0002221202820000056
由于第一延时线与第二延时线延时值相同，相位特性一致，并且安装在同一载体上温度变化相近，并且Φ1,Φ2ωTd，故可以认为Φ1≈Φ2。所以当延时线相位变化时，最终混频后信号的相位变化值
Figure BDA0002221202820000057
从而起到了消除延时线相位温度漂移的作用。最终混频后的信号相比延时线输入端信号，延时值为
Figure BDA0002221202820000058
其中，ΦBPF为滤波器的相位响应，其对应的时延通常为纳秒级，远远小于延时线的延时值，即
Figure BDA0002221202820000059
故最终延时值t＝Td。
由上可知，本发明提出的方法基于微波射频二倍频与混频，利用混频对消相位漂移，不适用环路控制，仅采用传统微波电路，无鉴相、反馈等电路，实现简单且具有很强的实用性。而传统方法需要对控制环路、鉴相及反馈等进行设计，过程较为复杂。
传统方法使用移相器，而移相器的相位调节补偿范围有限，所以当传输距离较长时，补偿器件就不能提供足够的相位调节范围，该方法的相位补偿范围受到了限制，而本专利将两次延时后的信号和单次延时后再二倍频的信号混频，从而对消相位漂移，不会使用移相器件，补偿能力也就不受其限制；
此外相位的跟踪和捕获一般也需要一定的响应时间，而本专利利用混频实现了实时对消，不存在跟踪捕获环节，具有明显的快速相位补偿优势。
本发明的一个具体实施例。
以一个100MHz信号延时1us的延时线为例，第一延时线和第二延时线为工作频率100MHz延时0.5us的光纤延时线，通过100MHz集总式耦合器后，耦合路二倍频至200MHz并进入混频器本振端口，直通路经过第二延时线后进入混频器射频输入口；
对该相位漂移消除方法进行仿真验证，在延时线后方加入移相器模块引入相位变化。
如果延时线相位没有漂移时(相位漂移0°)，经过两段延时线后混频前的信号仿真结果如图3(a)所示，选取第一个周期的峰值，对应的时间约为1.003us。此时最终的输出结果如图3(b)所示，选取仿真时间内两个周期的峰值，分别对应1.19us和1.25us。
当相位漂移90°时，经过两段延时线后混频前的信号仿真结果如图3(c)所示，仍然选取第一个周期的峰值，此时对应的时间约为1.008us，与相位漂移0°时对比，可以看出经历了两段延时线后相位漂移了5ns，即单段延时线90°相移。此时对应的最终输出结果如图3(d)所示，选取的峰值仍然对应1.19us和1.25us，与原来相比相位无任何变化。
当相位漂移576°时，经过两段延时线后混频前的信号仿真结果如图3(e)所示，仍然选取第一个周期的峰值，此时对应的时间约为1.035us，与相位漂移0°时对比，可以看出经历了两段延时线后相位漂移了32ns，即单段延时线576°相移。此时对应的最终输出结果仍然对应1.19us和1.25us，选取的峰值仍然对应1.19us和1.25us，与原来相比相位无任何变化，如图3(f)所示。
再以一个频率1GHz延时1.2us的延时线为例，第一延时线和第二延时线的延时值为0.6us，倍频器输入频率1GHz输出频率2GHz，滤波器工作频率为2GHz；当延时线相位漂移分别为0°、90°、270°、432°时，两段延时线后混频前的信号仿真结果和最终的信号输出结果分别如图4(a)至(f)所示。其相位漂移和随机选取的峰值对应时间如下表所示，可以看出相位漂移被消除了。
表1相位漂移和随机选取的峰值对应时间
Figure BDA0002221202820000071
由上可知，该技术系统构成为成熟微波电路，与传统技术相比，不需要任何可调延时或可调移相器件，无鉴相、反馈等复杂控制环路；其次，其应用范围不受移相器等器件的相位补偿范围的限制；另外，能够实时补偿微波信号相位的温度漂移，不需要捕获跟踪过程，具有明显的快速相位补偿优势。
本发明说明书中未作详细描述的内容属本领域技术人员的公知技术。

Claims (8)

1.一种延时线相位漂移消除系统，其特征在于：包括两个延时线、耦合器、倍频器、滤波器、放大器和混频器；
第一延时线接收射频输入信号，输出至耦合器；
所述耦合器的输出端连接倍频器和第二延时线；耦合器对经过一次延时的射频输入信号进行耦合后，分为耦合路信号和直通路信号，并分别发送至倍频器和第二延时线；
倍频器、第一滤波器、放大器和混频器的第一输入端依次连接，耦合路信号依次经过倍频、滤波和放大后，发送至混频器；
第二延时线与混频器的第二输入端连接，第二延时线接收直通路信号，经过二次延时后将二次延时的直通路信号发送至混频器；
混频器对耦合路信号和直通路信号进行混频后，输出至第二滤波器进行滤波后输出，完成相位漂移的消除。
2.根据权利要求1所述的一种延时线相位漂移消除系统，其特征在于：所述第一延时线和第二延时线的延时值均为所需延时值的一半，第一延时线和第二延时线的相位特性相同。
3.根据权利要求1所述的一种延时线相位漂移消除系统，其特征在于：所述倍频器为二倍频器。
4.根据权利要求1所述的一种延时线相位漂移消除系统，其特征在于：所述放大器和滤波器的工作频率均为2ω；其中，ω为射频输入信号的频率。
5.根据权利要求1所述的一种延时线相位漂移消除系统实现的相位漂移消除方法，其特征在于，包括如下步骤：
第一延时线接收射频输入信号，输出至耦合器；
耦合器对经过一次延时的射频输入信号进行耦合后，分为耦合路信号和直通路信号，并分别发送至倍频器和第二延时线；
耦合路信号依次经过倍频、滤波和放大后，发送至混频器；
第二延时线接收直通路信号，经过二次延时后将二次延时的直通路信号发送至混频器；
混频器对耦合路信号和直通路信号进行混频后，输出至第二滤波器进行滤波后输出，完成相位漂移的消除。
6.根据权利要求5所述的相位漂移消除方法，其特征在于：所述第一延时线和第二延时线的延时值均为所需延时值的一半，第一延时线和第二延时线的相位特性相同。
7.根据权利要求5所述的相位漂移消除方法，其特征在于：所述倍频器为二倍频器。
8.根据权利要求5所述的相位漂移消除方法，其特征在于：所述放大器和滤波器的工作频率均为2ω；其中，ω为射频输入信号的频率。
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