CN111342568B - 串并联谐振可转换式无线充电发射电路及控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种串并联谐振可转换式无线充电发射电路及控制方法，电路包括发射线圈、第一电容、第二电容、第三电容、第一MOS管、第二MOS管、第一开关和第二开关，发射线圈的A接线端通过第一MOS管与第一电源连接端相连，在第一MOS管的源极和漏极之间并联第一电容；同时还通过第二MOS管与第二电源连接端相连；发射线圈的B接线端通过第二电容与第一电源连接端相连，同时还通过第三电容与第二电源连接端相连；在第二MOS管的源极或漏极上串接第一开关；在第三电容的两端连接有第二开关。其效果是：电路结构简单，控制方便，仅需两个MOS管和两个开关元件即可实现串并联谐振电路的相互转换，电路经济实用，性价比高，能够满足多种无线充电应用场景的需求。

Description

串并联谐振可转换式无线充电发射电路及控制方法

技术领域

本发明涉及无线充电技术领域，更具体地说，涉及一种串并联谐振可转换式无线充电发射电路及控制方法。

背景技术

无线充电技术作为一种新型充电方式，可以不经过电气接触，以空气为介质，通过磁场实现电能从电源到负载的传输，克服了传统有线充电易摩擦、老化等缺点。

感应式无线充电技术源于电磁感应原理，通过在发送线圈中施加变化的电流以产生变化的磁场，变化的磁场耦合到接收线圈，于是接收线圈中产生了充电电流，从而实现对负载端的无线充电。

然而，现有的无线充电发射端主要采用单一的并联谐振电路或串联谐振电路，但是单独的串联谐振电路充电效率低，并联谐振电路在远距离传输的时候效率较高，但是在近距离传输的时候优势不大。现有无线充电发射端难以根据不同的传输情况适应性地调整电路的连接结构。

发明内容

为解决上述技术问题，本发明首先提供一种串并联谐振可转换式无线充电发射电路，能够根据应用场景的需求改变谐振电路的连接方式，扩大无线充电设备的应用范围。

为实现上述目的，本发明所采用的具体技术方案如下：

一种串并联谐振可转换式无线充电发射电路，包括发射线圈，其关键在于，还包括第一电容、第二电容、第三电容、第一MOS管、第二MOS管、第一开关和第二开关，所述发射线圈包括A接线端和B接线端，其中：

所述A接线端通过所述第一MOS管与第一电源连接端相连，在所述第一MOS管的源极和漏极之间并联所述第一电容；同时所述A接线端还通过所述第二MOS管与第二电源连接端相连；

所述B接线端通过第二电容与所述第一电源连接端相连，同时所述B接线端还通过第三电容与所述第二电源连接端相连；

在所述第二MOS管的源极或漏极上串接有用于断路控制的所述第一开关；

在所述第三电容的两端连接有用于短路控制的所述第二开关。

可选地，在所述第一电源连接端和所述第二电源连接端之间设置有直流电源。

可选地，所述第一电源连接端连接所述直流电源的正极端，所述第二电源连接端连接所述直流电源的接地端。

可选地，所述A接线端与所述第一MOS管的源极相连，所述第一MOS管的漏极连接所述第一电源连接端；所述A接线端与所述第二MOS管的漏极连接，所述第二MOS管的源极连接所述第二电源连接端，在所述A接线端与所述第二MOS管漏极的连接线上设置所述第一开关，或者在所述第二MOS管的源极与所述第二电源连接端的连接线上设置所述第一开关。

可选地，所述第一MOS管和所述第二MOS管的栅极上通过加载互补的PWM波进行驱动。

可选地，所述第一电容、所述第二电容以及所述第三电容的容值相等。

可选地，系统需要串联谐振时，所述第一开关闭合，所述第二开关断开；系统需要并联谐振时，所述第一开关断开，所述第二开关闭合。

可选地，所述第一开关或/和所述第二开关为继电器开关。

可选地，所述发射线圈是由励磁线绕制的平面螺旋线圈。

可选地，还包括控制器，该控制器上连接有负载检测设备，且根据所述负载检测设备的检测结果控制所述第一开关和第二开关的组合状态。

基于上述电路，本发明还提出具体的控制方法，包括以下步骤：

S1：判断无线充电传输距离，如果是近距离传输，则控制第一开关闭合，第二开关断开，使得系统处于串联谐振；如果是远距离传输，则控制第一开关断开，第二开关闭合，使得系统处于并联谐振；

S2：选择初始频率，在串联谐振状态下，采用偏频控制；在并联谐振状态下，采用系统谐振频率为初始频率；

S3：判断是否继续充电，如果是，则调整频率直至最佳，实施定频控制。

本发明的显著效果是：

电路结构简单，控制方便，仅需两个MOS管和两个开关元件即可实现串并联谐振电路的相互转换，电路经济实用，性价比高，能够满足多种无线充电应用场景的需求。

附图说明

下面将结合附图及实施例对本发明作进一步说明，附图中：

图1为本发明提供的串并联谐振可转换式无线充电发射电路及控制方法电路原理图；

图2为图1所示电路的第一工作模式的电路原理图；

图3为本发明在第一工作模式时的等效电路图；

图4为本发明在第一工作模式时电容C1和C2的电流测量电路图；

图5为本发明在第一工作模式时电流测量结果图；

图6为串联谐振电路模态分析示意图；

图7为本发明在第一工作模式时电感电流检测电路图；

图8为本发明在第一工作模式时电感电流检测结果图；

图9为本发明在第一工作模式时电感电压检测电路图；

图10为本发明在第一工作模式时电感电压检测结果图；

图11为图1所示电路在第二工作模式的电路原理图；

图12为图11的等效电路图；

图13为图1所示电路在第二工作模式的模态分析示意图；

图14为传统并联拓扑结构的仿真模型图；

图15为传统并联拓扑结构输入电流波形图；

图16为本发明在第二工作模式的仿真模型图；

图17为本发明在第二工作模式的谐振电感电流波形图。

图18为本发明的控制流程图。

具体实施方式

为了使本发明要解决的技术问题、技术方案和优点更加清楚，下面将结合附图及具体实施例进行详细描述，应当理解，此处所描述的具体实施例仅仅用以解释本发明，并不用于限定本发明。

请参见图1所示，本实施例提供的一种串并联谐振可转换式无线充电发射电路及控制方法，由一个VCC电源、两个MOS管(Q1,Q2)、三个电容(C1 C2C3)、一个发射线圈(电感L1)和两个开关(S3 S4)构成，其中发射线圈包括A、B两个接线端，A接线端通过MOS管Q1与VCC正极端连接，在MOS管Q1的源极和漏极之间并联电容C1，A接线端还通过MOS管Q2与VCC负极端相连；

B接线端通过电容C2与VCC正极端连接相连，同时B接线端还通过电容C3与VCC负极端相连；

在MOS管Q2的源极或漏极上串接有用于断路控制的开关S3；

在电容C3的两端连接有用于短路控制的开关S4。

在上述电路中，MOS管Q1和MOS管Q2分别给以190KHz互为互补的PWM波，用于给整个电路驱动使用，电容C1、C2、C3均为0.047uF,发射线圈等效电感L1为7uH，通过电容C2和C3组成一个半桥结构。

通过图1还可以看出，具体实施时，A接线端与MOS管Q1的源极相连，MOS管Q1的漏极连接VCC正极端；A接线端与MOS管Q2的漏极连接，MOS管Q2的源极连接VCC负极端，在A接线端与MOS管Q2漏极的连接线上设置所述开关S3，或者在MOS管Q2的源极与VCC负极端的连接线上设置所述开关S3。

基于上述电路，系统需要串联谐振时，开关S3闭合，开关S4断开；系统需要并联谐振时，开关S3断开，开关S4闭合。这里的开关可以为继电器开关，且受控制器自动控制，在控制器上还可以连接负载检测设备，根据所检测出的负载需求控制发射端的工作模态。

如图2所示,当S3闭合，S4断开时,电路工作在模态1的情况下，此时电路属于串联谐振结构，该结构用以近距离传输。MOS管Q1和MOS管Q2均工作。串联结构适用于短距离供电，当原副线圈距离较近时，电路将会自动切换到串联模态。此时流过电感的电流频率不能直接给到谐振频率

因为当ω＝ω₀时，电感L与电容C谐振会将左侧相当于电压源的开关管短路，因此需要采用偏频控制，将频率从小到大逐渐增加，假设使用极端将频率从接近于零开始逐渐向上增加，总会到达某个值ω但不会超过ω₀时传能效率最高，此时定频，即可找到这个最适合的频率。

在串联谐振时，由图3可知，电容C1和由电感L1和电容C2,C3组成的谐振电路并联，下面按图4所示测量电路对C1和C2进行电流测量，其结果如图5所示。

可以看出，图中交流波形为C1波形图，振荡波形C2波形图，由图可知，当电感与电容C2,C3谐振时，谐振电路的阻抗为近视零，此时C1的容抗视为无穷大，C1对谐振电路的影响可以忽略。

MOS管Q₁和Q₂相当于一个电压源，给电感L₁和电容C₁、C₂、C₃构成的串联电路驱动供电，其中C₂、C₃并联。由图3所示，对该电路通入频率为ω的正弦交流电压Vg,电路中流过的电流为i，电感L1两端的电压为V_L，电容C₂和C₃两端的电压相等为Vc。

根据向量法，该电路的输入阻抗为：

C视为C2和C3并联后的电容：

谐振频率为：

谐振时电感和电容两端的电压关系为：

谐振电路的品质因数Q为：

电感电容电压U_L,U_C与电源电压U_S之间的关系为：

U_L(jω₀)＝U_C(jω₀)＝QU_S(jω₀)

由以上分析可知，串联谐振电路在发生谐振时，电感和电容相当于短路。在电感和电容上面可能会产生比电压源大很多倍电压，因此串联谐振又称为电压谐振，当逆变电路为电压型时，使用串联谐振电路能够极大地提高电路的输出功率和效率。

图6为串联谐振电路模态分析示意图，

模态一：[t₀～t₁]

在t＝t₀时刻，将电容C₂、C₃合并为一个电容C,以下分析均用C代替C₂和C₃。由于电容C₂和C₃并联，所以

电流开始流过电感L1和电容C,在电感和电容作用下，电流i_L和i_C开始线性增加。

模态二：[t₁～t₂]

在t＝t₁时刻，由于电感感抗：Z＝jωL，电容的容抗:

所以电感和电容之间会进行能量的传递，电感将电流输送至电容，电容下侧累积电荷，从而电容下方的电压会升高。电容将电流输送至电感，电感会进行储能。

模态三：[t₂～t₃]

在t＝t₂时刻，当频率ω达到谐振频率ω₀时，电感与电容发生谐振，此时两者电压大小相同，方向相反，电感发出的能量恰好等于电容吸收的能量。谐振电路相当于短路。此时电压源被短路。

利用Multisim电路仿真软件对发射端串联拓扑进行仿真分析，并且测试电感两端电流波形，其中模拟的直流电压源电压为10V，谐振电感L₁为7μH，电容C1、C2、C3均为0.047μF，开关频率设为190KHz。此谐振频率只是电路中没有负载接入时的频率，当电路中有负载接入时，谐振频率可能不是190KHz,此时需要将频率在190KHz附近调动，找到最适频率。

按图7所示的电路检测谐振电感的电流波形，其结果如图8所示，按照图9所示的电路检测电感输入电压波形，其结果如图10所示。可以看出，串联拓扑结构产生的波形比较完美。

如图11所示，当开关S3断开，开关S4闭合时，此时电路处于并联谐振结构，该结构用于远距离传输。MOS管Q1工作，MOS管Q2不工作。由于电容C2，C3构成一个半桥电路，当S4闭合时C2和C3被短路，电感L1和电容C1构成并联回路，此时由MOS管Q1给与驱动。电路电流频率起始值为ω₀，否则左侧相当于电压源的开关管会被短路。

其等效电路如图12所示，对该电路通入频率为ω的正弦交流电压Vg,电路中流过的电流为i_S，电感L1和电容C1两端的电压为V_L。

根据向量法，该电路的输入导纳为：

谐振频率为：

谐振时电感和电容两端的电流关系为：

谐振电路的品质因数Q为：

电容的电流I_C与电源电流I_S之间的关系为：

...

I_C(jω₀)＝jω₀CU＝jQI_S

电感的电流I_L与电源电流I_S之间的关系为：

谐振时无功功率

Q_C＝-ω₀CU²

Q_L+Q_C＝0,表明在谐振时，电感的磁场能量与电容的电场能量彼此相互交换，完全补偿。

当ω＝ω₀时电感L1和电容C1处于谐振状态，左侧相当于电压源的开关管视为断路，电感L2与电容C1之间进行能量传输,L2和C1被视为电源，由于电感L1和电容C1被视为电源，电源内部会有损耗。

图13为并联谐振模态分析示意图，其并联谐振的模态分析如下：

模态一：[t₀～t₁]

在t＝t₀时刻，电流开始流过电感L,在电感L的作用下，电流i_L开始线性增加，形成电源V_g->电感L->地的回路。

模态二：[t₁～t₂]

在t＝t₁时刻，电感上的电流方向不变逐渐降低，电源电流与电感电流相同。电容下侧累积电荷，从而电容下方的电压会升高。电感把所有能量逐渐转换给电容的过程。电路回路为电源->电感L->电容C₁->地。

模态三：[t₂～t₃]

在t＝t₂时刻，由于上一阶段电容充满能量，这时电容就向电感放电。电容下侧电压会下降，电容把能量转换到电感上面。

模态四：[t₃～t₄]

在t＝t₃时刻，电容C₁下侧电压下降到0，电感L电流方向与上阶段保持一致成减小趋势，电源电流始终与电感电流一致。电感电流全部流向电源逐渐减小至0，电感能量释放完毕。此时电路回路为：电感L->电源V_g。

传统的并联拓扑结构如图14所示，利用Multisim电路仿真软件进行仿真分析，其中模拟的直流电压源电压为10V，谐振电感L₁为7μH，电容C1、C2、C3均为0.047μF，开关频率设为190KHz。其仿真结果如图15所示，可见，现有拓扑中输入电流中含有大量的谐波，不便于测量。

基于图16所示的电路仿真模型对本发明提出的并联拓扑结构进行仿真分析，检测谐振电感的电流波形，其结果如图17所示，可以看出，本发明改进后并联拓扑的输入电流波形稳定，更便于测量。

如图18所示，基于上述电路，其控制方法包括以下步骤：

S1：判断无线充电传输距离，如果是近距离传输，则控制第一开关闭合，第二开关断开，使得系统处于串联谐振；如果是远距离传输，则控制第一开关断开，第二开关闭合，使得系统处于并联谐振；

S2：选择初始频率，在串联谐振状态下，采用偏频控制；在并联谐振状态下，采用系统谐振频率为初始频率；

S3：判断是否继续充电，如果是，则调整频率直至最佳，实施定频控制。

具体实施时，在模式的切换中一共有三种切换手段，一种是红外距离检测，第二种是根据耦合系数判断，第三种是通过供电端电流的大小自动检测。此实施例采用根据电感L2中电流的大小来判断是否进行模态的切换，电路初始工作在并联状态下，此时电路中LC呈并联谐振状态，电感电流很小，但是此状态下电路会有静耗，电感和电流视为电源并相互传递能量。

若此时将一块金属板靠近电感线圈，则电感电流会迅速加至很大，此时将金属板视为异物，并不能实现模态的切换。而将另一个电感线圈从远端逐渐靠近L电感，使得L电感上的电流逐渐增加，当距离达到某一值时，电流达到切换到串联模态的电流值，从而实现模态二到一的转换。相对而言，将接收端的电感远离电感L，电感L上的电流值从大减小到符合LC电路并联谐振的电流值，电路从模式一转换到模式二。这种方法不需要使用红外测距，如有需要，亦可测量发射端和接受度耦合系数进而控制实现模式一和模式二的转换。

综上所述，本发明提出的串并联谐振可转换式无线充电发射电路及控制方法，能够根据不同的应用需求，实现发射端串联谐振和并联谐振的转换，电路结构简单，控制方便，信号干扰少，电磁兼容性强，能够更好的满足无线充电高效率传输。

最后要说明的是，在本文中，术语“包括”、“包含”或者其任何其他变体意在涵盖非排他性的包含，从而使得包括一系列要素的过程、方法、物品或者装置不仅包括那些要素，而且还包括没有明确列出的其他要素，或者是还包括为这种过程、方法、物品或者装置所固有的要素。在没有更多限制的情况下，由语句“包括一个……”限定的要素，并不排除在包括该要素的过程、方法、物品或者装置中还存在另外的相同要素。

上述本发明实施例序号仅仅为了描述，不代表实施例的优劣。

上面结合附图对本发明的实施例进行了描述，但是本发明并不局限于上述的具体实施方式，上述的具体实施方式仅仅是示意性的，而不是限制性的，本领域的普通技术人员在本发明的启示下，在不脱离本发明宗旨和权利要求所保护的范围情况下，还可做出很多形式，这些均属于本发明的保护之内。

Claims (9)

1.一种串并联谐振可转换式无线充电发射电路，包括发射线圈，其特征在于，还包括第一电容、第二电容、第三电容、第一MOS管、第二MOS管、第一开关和第二开关，所述发射线圈包括A接线端和B接线端，其中：

所述A接线端通过所述第一MOS管与第一电源连接端相连，在所述第一MOS管的源极和漏极之间并联所述第一电容；同时所述A接线端还通过所述第二MOS管与第二电源连接端相连；

所述B接线端通过第二电容与所述第一电源连接端相连，同时所述B接线端还通过第三电容与所述第二电源连接端相连；

在所述第二MOS管的源极或漏极上串接有用于断路控制的所述第一开关；

在所述第三电容的两端连接有用于短路控制的所述第二开关；

系统需要串联谐振时，所述第一开关闭合，所述第二开关断开；系统需要并联谐振时，所述第一开关断开，所述第二开关闭合。

2.根据权利要求1所述的串并联谐振可转换式无线充电发射电路，其特征在于，在所述第一电源连接端和所述第二电源连接端之间设置有直流电源。

3.根据权利要求2所述的串并联谐振可转换式无线充电发射电路，其特征在于，所述第一电源连接端连接所述直流电源的正极端，所述第二电源连接端连接所述直流电源的接地端。

4.根据权利要求3所述的串并联谐振可转换式无线充电发射电路，其特征在于，所述A接线端与所述第一MOS管的源极相连，所述第一MOS管的漏极连接所述第一电源连接端；所述A接线端与所述第二MOS管的漏极连接，所述第二MOS管的源极连接所述第二电源连接端，在所述A接线端与所述第二MOS管漏极的连接线上设置所述第一开关，或者在所述第二MOS管的源极与所述第二电源连接端的连接线上设置所述第一开关。

5.根据权利要求1-4任一所述的串并联谐振可转换式无线充电发射电路，其特征在于，所述第一MOS管和所述第二MOS管的栅极上通过加载互补的PWM波进行驱动。

6.根据权利要求1所述的串并联谐振可转换式无线充电发射电路，其特征在于，所述第一电容、所述第二电容以及所述第三电容的容值相等。

7.根据权利要求1所述的串并联谐振可转换式无线充电发射电路，其特征在于，所述第一开关或/和所述第二开关为继电器开关。

8.根据权利要求1所述的串并联谐振可转换式无线充电发射电路，其特征在于：还包括控制器，该控制器上连接有负载检测设备，且根据所述负载检测设备的检测结果控制所述第一开关和第二开关的组合状态。

9.一种基于权利要求1-8任一所述串并联谐振可转换式无线充电发射电路的控制方法，其特征在于包括以下步骤：

S1：判断无线充电传输距离，如果是近距离传输，则控制第一开关闭合，第二开关断开，使得系统处于串联谐振；如果是远距离传输，则控制第一开关断开，第二开关闭合，使得系统处于并联谐振；

S2：选择初始频率，在串联谐振状态下，采用偏频控制；在并联谐振状态下，采用系统谐振频率为初始频率；

S3：判断是否继续充电，如果是，则调整频率直至最佳，实施定频控制。

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