CN111337746A - 一种射频信号检测定位方法 - Google Patents

Abstract

本发明涉及计算机数据处理技术领域，具体涉及一种射频信号检测定位方法，首先校准接收机在全频带内不同衰减档位的增益响应，以使接收机的接收功率值等于发射功率值经额定增益放大后的功率值；接着将带宽进行等分为窄带信号，并对窄带信号进行FFT，对得到的频谱进行增益补偿；进而求取带宽内待测信号的目标频率和初选功率值，确定待测信号的最终频率和最终功率值，本发明可以检测定位出带宽内任意阶数、任意频段信号的频率及功率。

Description

一种射频信号检测定位方法

技术领域

本发明涉及计算机数据处理技术领域，具体涉及一种射频信号检测定位方法。

背景技术

在射频测试领域，尤其是通信领域及在锁相环设计中，对有用信号和杂散信号的测试十分重要，在通信领域中在占用频带外的杂散会占用其他通信信道，对其他信道信号造成干扰，降低其他信道的灵敏度，有用信号的频偏和功率偏移同样也会影响信道信号的质量；因此，对信号的精确测试有十分重要的意义。

在射频测试中，为了对信号进行精确检测定位，需要做到检测定位出带宽内任意阶数、任意频段信号的频率及功率，例如需要测试目标带宽内功率靠前的几个信号的频率和功率，或者是测试功率排序第1，2，5，6的信号的频率和功率。

现有测试杂散方法是采用频谱仪的方式进行全频段测试，若要得到更精确的有用信号或杂散信号的位置，一般采用两种方法：1、将频谱分析设备的RBW调到要求的分辨率进行测试；2、首先进行全频带扫描，得到宽带范围内有用信号和杂散信号的功率和位置，然后再在各个有用信号和杂散信号处进行窄带扫描，最终得到有用信号和杂散信号的频率和功率；3、采用带通滤波器结合频率预选器，避免镜像频率干扰。

第一种方法由于减小了RBW，会导致扫描时间成倍数级延长，拖慢了扫描效率，即使采用FFT加快处理速度，也会因过宽的扫描带宽而不能得到准确的信号功率值和频率；第二种方式在进行粗扫描过程中只能得到信号的粗略频率，当进行窄带测试时很可能将待测信号设置在显示带宽以外；第三种方式采用的频率预选器仅能处理窄带信号，为了实现全频段检测需要划分更多的窄带，降低了检测效率；结合频率预选器的频带选择作用，不能对宽频信号进行检测定位。

发明内容

本发明目的在于提供一种射频信号检测定位方法，以解决现有技术中所存在的一个或多个技术问题，至少提供一种有益的选择或创造条件。

为了实现上述目的，本发明提供以下技术方案：

一种射频信号检测定位方法，所述方法包括以下步骤：

步骤S100、校准接收机在全频带内不同衰减档位的增益响应，以使接收机的接收功率值等于发射功率值经额定增益放大后的功率值；

步骤S200、设宽带信号的带宽为BW，将带宽BW等分为n份，得到n个带宽为SW＝BW/n的窄带信号，记为SW1，SW2，…，SWn；

步骤S300、对n个窄带信号进行FFT，得到n个频谱，对n个频谱分别进行增益补偿，其中，每个频谱均有2048个采样点；

步骤S310、设置低通滤波器的带宽为SW，设置解调器的本振频率fci为射频信号SWi的最高频率点，其中，1≤i≤n；

步骤S320、将基带采样速率设置为2*SW，将FPGA中抽样器的抽样率设为1，每个频谱均得到2048个采样点；

步骤S330、将n个频谱分别进行增益补偿，以得到额定功率值；

步骤S400、求取带宽BW内的a个待测信号的目标频率和初选功率值，所述待测信号为带宽BW内前面a个功率值较大的信号；

步骤S410、对n个频谱进行频谱整合，通过二分法查找得到带宽BW内的a个初选频点，所述初选频点为将带宽BW内全部频点的功率值由大到小排序后，按排序选取的a个功率值所在的频点；

步骤S420、计算a个待测信号的初选功率值；

步骤S421、从a个初选频点中选取任一频点d2j，其中，1≤j≤a；将频点d2j和邻近频点d2j的2个频点记为d1j、d2j、d3j，3个频点的功率值分别为p1j、p2j、p3j，根据以下步骤计算得到频点p1j到频点p3j内的最大功率值Pjmax，作为频点d2j处的最大功率值，a个初选频点处计算得到的最大功率值即为a个待测信号的初选功率值；

步骤S422、比较p1j和p3j的大小，若p1j＞p3j，则令deltj＝(p2j－2*p1j)/(p2j＋p1j)；若p1j≥p3j，则令deltj＝(2*p3j－p2j)/(p2j＋p3j)；

步骤S423、若|deltj|＜0.001，则Pjmax＝2*p2；若|1－|deltj||＜0.001，则Pjmax＝4*p2；否则，Pjmax＝2π*deltj*p2j*(1－(deltj)²)/sin(π*deltj)；

步骤S430、确定a个初选功率值在最大采样带宽BW内的目标频率；

步骤S431、检测窄带信号SWn中是否存在待测信号S，若是，则执行步骤S432，若否，则对下一个窄带信号进行检测；

步骤S432、检测SW(n－1)中是否存在待测信号S，若是，则执行步骤S433，若否，则判定SWn中不存在待测信号S，并对下一个窄带信号进行检测；

步骤S433、检测SW(n－2)中是否存在待测信号S，若是，则执行步骤S434，若否，则SWn中存在待测信号S；

步骤S434、解调器将锁相环输入的频率从fc＋SW调整为fc＋SW＋∆f，对n个窄带信号重新进行FFT，得到n个新的频谱，若初选频点在SW(n－1)内，则待测信号S在n个新的频谱中的位置为初选频点右移一个频点，即为目标频率；若初选频点在SWn内，则待测信号S在n个新的频谱中的位置为初选频点左移一个频点，即为目标频率；

步骤S500、确定待测信号的最终频率和最终功率值；

步骤S510、获取待测信号所在的频段，设待测信号在频带SWn内的频点b和频点b＋1之间；

步骤S520、设待测信号在频带SWn内，带宽BW的最低频率为fL，则第n个频带SWn的起始频率为fL＋SW*(n-1)，待测信号在整个起始频率为fL的带宽BW内的频率范围为：

(fL＋SW*(n-1)＋(1023-b)SW/1024，fL＋SW*(n-1)＋(1024-b)SW/1024)；

步骤S530、对待测信号进行重采样，设置锁相环输入解调器的信号频率为：SW*(n-1)＋(1024-b)*SW/1024；低通滤波器的带宽为SW/1024，2048个采样点的信号输入频率均为SW/512，设采样时钟模块的最低采样时钟为CLK_L，通过公式R＝CLK_L/（SW/512）＋1计算得出FPGA中抽样器的抽样系数R，则采样时钟模块的采样频率为R*（SW/512），待测信号经过射频信号检测定位系统处理后，得到FFT运算结果，FFT运算结果为1024个频点处的功率值；

步骤S540、对FFT运算结果进行分析，计算待测信号的最终功率值；

步骤S541、从a个目标频率中选取任一频点d2k，其中，1≤k≤a；

步骤S542、将频点d2k和邻近频点d2k的2个频点记为d1k、d2k、d3k，3个频点的功率值分别为P1k、P2k、P3k，根据以下步骤计算得到频点p1k到频点p3k内的最大功率值Pkmax，作为频点d2k处的最大功率值，a个目标频率处计算得到的最大功率值即为a个待测信号的最终功率值；

步骤S543、比较P1k和P3k的大小，若P1k＞P3k，则令deltk＝(P2k－2*P1k)/(P2k＋P1k)；若P1k≥P3k，则令deltk＝(2*P3k－P2k)/(P2k＋P3k)；

步骤S544、若|deltk|＜0.001，则Pkmax＝2*P2；若|1－|deltk||＜0.001，则Pkmax＝4*P2；否则，Pkmax＝2π*deltk*P2k*(1－(deltk)²)/sin(π*deltk)。

进一步，若BW不是SW的整数倍，则n取大于等于BW/SW的最小整数。

本发明的有益效果是：本发明提供了一种射频信号检测定位方法，通过合理设置FFT的采样点数为2048点，在保证分辨率的前提下降低了采样时间；接着求取带宽BW内的待测信号的目标频率和初选功率值，实现了在最大采样带宽内对待测信号的粗略定位，然后精确确定待测信号的频率范围，对待测信号进行重采样，得出待测信号的精确频率和精确功率值，进一步提高待测信号的频率分辨率，降低待测信号的功率误差，采用全频段低通滤波器对待测信号定位检测，能够实现宽频段的待测信号检测功能，本发明可以检测定位出宽频带内任意阶数、任意频段信号的频率及功率。

附图说明

为了更清楚地说明本发明实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动性的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。

图1是本发明实施例一种射频信号检测定位方法的流程示意图；

图2是本发明实施例中射频信号检测定位系统的结构框图；

图3是本发明实施例中的频谱整合示意图；

图4是本发明实施例中的镜像频谱混叠示意图；

图5是现有技术中的频率预选器滤波示意图；

图6是本发明实施例中的干扰信号分析示意图；

图7是本发明实施例中的待测信号示意图；

图8是本发明实施例中的频率微扰示意图。

具体实施方式

以下将结合实施例和附图对本发明的构思、具体结构及产生的技术效果进行清楚、完整的描述，以充分地理解本发明的目的、方案和效果。需要说明的是，在不冲突的情况下，本申请中的实施例及实施例中的特征可以相互组合。

参考图1和图2，本发明实施例提供一种射频信号检测定位方法，应用于射频信号检测定位系统中，所述射频信号检测定位系统包括FPGA（Field Programmable GateArray，现场可编程逻辑门阵列）、接收机、解调器、锁相环、低通滤波器、采样时钟模块和模数转换器，所述FPGA分别与接收机、低通滤波器连接，所述FPGA通过锁相环连接解调器，所述FPGA通过采样时钟模块连接模数转换器，其中，所述接收机为宽带接收机，所述滤波器为带宽可调的模拟低通滤波器；

所述方法包括以下步骤：

步骤S100、校准接收机在全频带内不同衰减档位的增益响应，以使接收机的接收功率值等于发射功率值经额定增益放大后的功率值；

由于在不同频率下，宽带射频接收机的增益是不同的，以及不同接收功率值需要接收机设置不同的接收衰减档，从而导致得到的接收功率值不等于发射功率值以额定增益放大后的额定功率值，为了得到额定功率值，需要对不同频率下的不同衰减档进行校准补偿。之后将接收到的n个离散FFT频谱进行整合，形成宽带BW内完整的频谱，由于FFT结果具有中心对称性，因此选取1到1024点FFT结果作为有用信息，则共有1024*n个点的离散频谱。频谱整合示意图如图3所示。

步骤S200、设宽带信号的带宽为BW，将带宽BW等分为n份，得到n个窄带信号，记为SW1，SW2，…，SWn，其中，窄带信号的带宽为SW＝BW/n的；

其中，SW为整个分析链路的最大分析带宽，其主要限制为模数转换器的采样频率fs，二者关系为SW＝fs/2，若BW不是SW的整数倍，则n取大于等于BW/SW的最小整数。

步骤S300、对n个窄带信号进行FFT，得到n个频谱，对n个频谱分别进行增益补偿，其中，每个频谱均有2048个采样点；

步骤S310、设置低通滤波器的带宽为SW，设置解调器的本振频率fci为射频信号SWi的最高频率点，其中，1≤i≤n；

步骤S320、将基带采样速率设置为2*SW，将FPGA中抽样器的抽样率设为1，每个频谱均得到2048个采样点；即不进行抽样；

步骤S330、将n个频谱分别进行增益补偿，以得到额定功率值；所述额定功率值即为发射功率值经额定增益放大后的功率值；

FFT的采样点数少会使分辨率降低，点数太高会提高采样时间，本发明结合精度和速率，采用的2¹¹＝2048点进行FFT；2048个采样数据经过汉宁窗函数处理后进行2048点的FFT，则得到带宽为SW的信号的2048点离散频谱，其频谱分辨率为SW/1024。

步骤S400、求取带宽BW内的a个待测信号的目标频率和初选功率值，所述待测信号为带宽BW内前面a个功率值较大的信号；

步骤S410、对n个频谱进行频谱整合，通过二分法查找得到带宽BW内的a个初选频点，所述初选频点为将带宽BW内全部频点的功率值由大到小排序后，按排序选取的a个功率值所在的频点；

本实施例中，首先进行频谱整合，即按照1，2，…，n的顺序，将步骤S300中的n个频谱进行级联，得到带宽BW的初始频谱，通过二分法查找得到带宽BW内的a个初选频点，所述初选频点为将带宽BW内全部频点的功率值由大到小排序后，按排序选取的a个功率值所在的频点；相比冒泡法，本实施例采用的二分法有较高的查找效率。

步骤S420、计算a个待测信号的初选功率值；

步骤S421、从a个初选频点中选取任一频点d2j，其中，1≤j≤a；将频点d2j和邻近频点d2j的2个频点记为d1j、d2j、d3j，3个频点的功率值分别为p1j、p2j、p3j，根据以下步骤计算得到频点p1j到频点p3j内的最大功率值Pjmax，作为频点d2j处的最大功率值，a个初选频点处计算得到的最大功率值即为a个待测信号的初选功率值；

步骤S422、比较p1j和p3j的大小，若p1j＞p3j，则令deltj＝(p2j－2*p1j)/(p2j＋p1j)；若p1j≥p3j，则令deltj＝(2*p3j－p2j)/(p2j＋p3j)；

步骤S423、若|deltj|＜0.001，则Pjmax＝2*p2；若|1－|deltj||＜0.001，则Pjmax＝4*p2；否则，Pjmax＝2π*deltj*p2j*(1－(deltj)²)/sin(π*deltj)；

经过软件仿真验证即可得出，步骤S400提供的方法配合汉宁窗实现的最大值估计能带来最小的误差。

本发明为了做到最宽的采样带宽，将解调器的本振信号设置于待测信号带宽最高频点，这种情况下，会使SW2的频谱作为镜像频谱混叠到SW1解调后的频谱中，如图4所示。即若SW1频段内有干扰信号S1，SW2频段内有干扰信号S2，这两个干扰信号S1、S2都会经过本振频率fc进行解调，从而导致基带SW带宽内同时出现干扰信号S1、S2，无法判决S1和S2到底是在SW1中还是在SW2中。

其数学原理如下所示：

设SW1信号为cos(w_L*t)，中心频率为w_L，带宽为SW；SW2信号为cos(w_H*t)，中心频率为w_H，带宽为SW；本振信号cos(w_C*t)，w_C为该本振信号的频率；

解调器的核心即乘法器，两个三角函数cos(w*t)和cos(w_C*t)经过乘法器后的输出为：

s(t)＝cos(w_C*t)*cos(w*t)＝0.5*cos((w_C-w)*t)＋0.5*cos((w_C＋w)*t)；

因此SW1带宽的信号经过解调器后其输出形式为：0.5*cos((w_L-w_C)*t)＋0.5*cos((w_L＋w_C)*t)，其中，0.5*cos((w_L-w_C)*t)代表低频信号，0.5*cos((w_L＋w_C)*t)代表高频信号，该信号经过低通滤波器后，输出只剩下低频信号，即中心频率为w_C-w_L，半径为SW的信号，也就是从零频到SW的低频段，但有一个频谱翻转的过程；同理SW2产生的信号为中心频率是w_H-w_C，带宽是SW的信号，也就是从零频到SW的低频段。即SW1和SW2在经过该解调器后在0—SW频段内产生了频谱混叠。

而解决这种干扰的方法一般是采用带通滤波器结合信号分析截断的方式实现，如图5所示。前级再加上频率预选器，则可避免镜像频率干扰的问题，基带带通滤波器比SW宽的部分通过FFT后的结果截断即可不进行分析。

该方法产生的问题有二：其一、采样频率为两倍带宽，带通滤波器仅处理带通信号，并且带通滤波器的带宽需要比待测信号宽，而为了实现全频段分析需要划分更多的SW，降低了效率；其二、为了抑制镜像频率干扰，需要在前端加上预选器，这就大大减少了可处理的信号带宽。

本发明为了实现最大分析速率，而采用最大可分析带宽进行分析，为了实现对待测信号的精确定位，本方案通过以下步骤即实现了在最大采样带宽内的精确频率定位，具体如下：

步骤S430、确定a个初选功率值在最大采样带宽BW内的目标频率；

步骤S431、检测窄带信号SWn中是否存在待测信号S，若是，则执行步骤S432，若否，则对下一个窄带信号进行检测；

步骤S432、检测SW(n－1)中是否存在待测信号S，若是，则执行步骤S433，若否，则判定SWn中不存在待测信号S，并对下一个窄带信号进行检测；

步骤S433、检测SW(n－2)中是否存在待测信号S，若是，则执行步骤S434，若否，则SWn中存在待测信号S；

参考图6，在一个具体的示例中，首先对干扰信号进行分析，设待测信号S位于SWn中，而与其相邻频段内对称位置均无此干扰信号。在SW(n－2)的频谱分析中，SW(n－2)、SW(n－1)频谱在于SWn中待测信号S对称位置处无信号出现，则在SW(n－2)的频谱中不会有相应信号出现，证明在SW(n－2)的频谱分析中，无S信号出现，即在SW(n－2)与SW(n－1)的频谱中，均无与SWn中S信号项对应的位置。但在SW(n－1)的解调后的频谱分析中，出现了SWn中S信号的频谱，证明在SW(n－1)与SWn中至少有一个频谱中会有S信号的出现。但由于SW(n－1)中无S信号的出现，因此S信号只能出现在SWn中，即完成了这种情况下的分析定位。该步骤不需要重采样，能够实现高速的运算速度，并且该步骤的频率分辨率为SW/1024，具有比较精细的分辨率，因此大多情况下的信号分析能够通过本次分析计算完成，不需要额外的硬件控制，从而实现了更高的处理速度。

在分析SW(n－2)的频谱、SW(n－1)的频谱和SWn的频谱时，均有待测信号出现，如图7所示，此时不能定位待测信号是在哪个窄带频谱中，即不能确定待测信号S是否在SWn中。

参考图8，在这种情况下，本发明采用以下方法继续对SW(n－1)进行FFT分析，具体为：

步骤S434、解调器将锁相环输入的频率从fc＋SW调整为fc＋SW＋∆f，对n个窄带信号重新进行FFT，得到n个新的频谱，若初选频点在SW(n－1)内，则待测信号S在n个新的频谱中的位置为初选频点右移相应位置，即为目标频率；若初选频点在SWn内，则待测信号S在n个新的频谱中的位置为初选频点左移相应位置，即为目标频率；所述相应位置为∆f*1024/SW；

本发明提供的实施例中，增加解调器输入锁相环的信号频率微扰后，若待测信号在SW(n－1)内，则在FFT结果中重新采样的信号S’的位置应是先前采样待测信号S的位置右移；若待测信号在SWn内，则在FFT结果中重新采样的信号S’的位置应是先前采样待测信号S的位置左移。即通过该步骤可完全精确定位待测信号的位置。本步骤需要上位机软件重新控制FPGA硬件设置锁相环频率，并重新进行信号采样即FFT分析，通过提高FFT的点数，提高离散频谱的分辨率。经过步骤S400后，能够确定待测的a个信号在宽带BW频谱中1024*n个频点的哪两个频点之间，其分辨率为SW/1024。

本发明提供的实施例解决了镜像频率信号干扰的问题，从而可采用低通滤波器的零中频采样，从根本上提高了可检测信号的带宽，提高了分析效率。

步骤S500、确定待测信号的最终频率和最终功率值；

步骤S510、获取待测信号所在的频段，设待测信号在频带SWn内的频点b和频点b＋1之间；

步骤S520、设待测信号在频带SWn内，带宽BW的最低频率为fL，则第n个频带SWn的起始频率为fL＋SW*(n-1)，待测信号在整个起始频率为fL的带宽BW内的频率范围为：

(fL＋SW*(n-1)＋(1023-b)SW/1024，fL＋SW*(n-1)＋(1024-b)SW/1024)；

步骤S530、对待测信号进行重采样，设置锁相环输入解调器的信号频率为：

SW*(n-1)＋(1024-b)*SW/1024；

则低通滤波器的带宽为SW/1024，2048个采样点的信号输入频率均为SW/512，设采样时钟模块的最低采样时钟为CLK_L，通过公式R＝CLK_L/（SW/512）＋1计算得出FPGA中抽样器的抽样系数R，则采样时钟模块的采样频率为R*（SW/512），待测信号经过射频信号检测定位系统处理后，得到FFT运算结果，FFT运算结果为1024个频点处的功率值；

具体地，待测信号经过模数转换器处理得到数字信号，接着FPGA对数字信号进行重采样，对重采样后的数字信号通过汉宁窗函数进行处理，再进行采样点为2048点的FFT，得到FFT运算结果，FFT运算结果为1024个频点处的功率值；

步骤S540、对FFT运算结果进行分析，计算待测信号的最终功率值；

步骤S541、从a个目标频率中选取任一频点d2k，其中，1≤k≤a；

步骤S542、将频点d2k和邻近频点d2k的2个频点记为d1k、d2k、d3k，3个频点的功率值分别为P1k、P2k、P3k，根据以下步骤计算得到频点p1k到频点p3k内的最大功率值Pkmax，作为频点d2k处的最大功率值，a个目标频率处计算得到的最大功率值即为a个待测信号的最终功率值；

步骤S543、比较P1k和P3k的大小，若P1k＞P3k，则令deltk＝(P2k－2*P1k)/(P2k＋P1k)；若P1k≥P3k，则令deltk＝(2*P3k－P2k)/(P2k＋P3k)；

步骤S544、若|deltk|＜0.001，则Pkmax＝2*P2；若|1－|deltk||＜0.001，则Pkmax＝4*P2；否则，Pkmax＝2π*deltk*P2k*(1－(deltk)²)/sin(π*deltk)。

经过实际仿真计算，最终功率值的幅度误差不超过万分之一。

本实施例采用全频段低通滤波器对待测信号定位检测，和采用带通滤波器相比，本发明采用的低通滤波器能够对采样频率fs/2（即SW）带宽的信号进行分析，可检测带宽小于SW。得到的分辨率为SW/1024/1024＝SW/2^20＝SW/1048576，即若步骤S400的采样带宽为50MHz，则第一次FFT分析的分辨率为48.83kHz，第二次即最终FFT分析的频率分辨率为47.68Hz。

尽管本发明的描述已经相当详尽且特别对几个所述实施例进行了描述，但其并非旨在局限于任何这些细节或实施例或任何特殊实施例，而是应当将其视作是通过参考所附权利要求，考虑到现有技术为这些权利要求提供广义的可能性解释，从而有效地涵盖本发明的预定范围。此外，上文以发明人可预见的实施例对本发明进行描述，其目的是为了提供有用的描述，而那些目前尚未预见的对本发明的非实质性改动仍可代表本发明的等效改动。

Claims (2)

1.一种射频信号检测定位方法，其特征在于，所述方法应用于射频信号检测定位系统中，所述射频信号检测定位系统包括FPGA、接收机、解调器、锁相环、低通滤波器、采样时钟模块和模数转换器，所述FPGA分别与接收机、低通滤波器连接，所述FPGA通过锁相环连接解调器，所述FPGA通过采样时钟模块连接模数转换器，其中，所述接收机为宽带接收机，所述低通滤波器为带宽可调的模拟低通滤波器，所述锁相环为宽带锁相环；所述方法包括以下步骤：

步骤S100、校准接收机在全频带内不同衰减档位的增益响应，以使接收机的接收功率值等于发射功率值经额定增益放大后的功率值；

步骤S200、设宽带信号的带宽为BW，将带宽BW等分为n份，得到n个带宽为SW＝BW/n的窄带信号，记为SW1，SW2，…，SWn；

步骤S300、对n个窄带信号进行FFT，得到n个频谱，对n个频谱分别进行增益补偿，其中，每个频谱均有2048个采样点；

步骤S310、设置低通滤波器的带宽为SW，设置解调器的本振频率fci为射频信号SWi的最高频率点，其中，1≤i≤n；

步骤S320、将基带采样速率设置为2*SW，将FPGA中抽样器的抽样率设为1，每个频谱均得到2048个采样点；

步骤S330、将n个频谱分别进行增益补偿，以得到额定功率值；

步骤S400、求取带宽BW内的a个待测信号的目标频率和初选功率值，所述待测信号为带宽BW内前面a个功率值较大的信号；

步骤S410、对n个频谱进行频谱整合，通过二分法查找得到带宽BW内的a个初选频点，所述初选频点为将带宽BW内全部频点的功率值由大到小排序后，按排序选取的a个功率值所在的频点；

步骤S420、计算a个待测信号的初选功率值；

步骤S421、从a个初选频点中选取任一频点d2j，其中，1≤j≤a；将频点d2j和邻近频点d2j的2个频点记为d1j、d2j、d3j，3个频点的功率值分别为p1j、p2j、p3j，根据以下步骤计算得到频点p1j到频点p3j内的最大功率值Pjmax，作为频点d2j处的最大功率值，a个初选频点处计算得到的最大功率值即为a个待测信号的初选功率值；

步骤S422、比较p1j和p3j的大小，若p1j＞p3j，则令deltj＝(p2j－2*p1j)/(p2j＋p1j)；若p1j≥p3j，则令deltj＝(2*p3j－p2j)/(p2j＋p3j)；

步骤S423、若|deltj|＜0.001，则Pjmax＝2*p2；若|1－|deltj||＜0.001，则Pjmax＝4*p2；否则，Pjmax＝2π*deltj*p2j*(1－(deltj)²)/sin(π*deltj)；

步骤S430、确定a个初选功率值在最大采样带宽BW内的目标频率；

步骤S431、检测窄带信号SWn中是否存在待测信号S，若是，则执行步骤S432，若否，则对下一个窄带信号进行检测；

步骤S432、检测SW(n－1)中是否存在待测信号S，若是，则执行步骤S433，若否，则判定SWn中不存在待测信号S，并对下一个窄带信号进行检测；

步骤S433、检测SW(n－2)中是否存在待测信号S，若是，则执行步骤S434，若否，则SWn中存在待测信号S；

步骤S434、解调器将锁相环输入的频率从fc＋SW调整为fc＋SW＋∆f，对n个窄带信号重新进行FFT，得到n个新的频谱，若初选频点在SW(n－1)内，则待测信号S在n个新的频谱中的位置为初选频点右移相应位置，即为目标频率；若初选频点在SWn内，则待测信号S在n个新的频谱中的位置为初选频点左移相应位置，即为目标频率；所述相应位置为∆f*1024/SW；

步骤S500、确定待测信号的最终频率和最终功率值；

步骤S510、获取待测信号所在的频段，设待测信号在频带SWn内的频点b和频点b＋1之间；

步骤S520、设待测信号在频带SWn内，带宽BW的最低频率为fL，则第n个频带SWn的起始频率为fL＋SW*(n-1)，待测信号在整个起始频率为fL的带宽BW内的频率范围为：

(fL＋SW*(n-1)＋(1023-b)SW/1024，fL＋SW*(n-1)＋(1024-b)SW/1024)；

步骤S530、对待测信号进行重采样，设置锁相环输入解调器的信号频率为：SW*(n-1)＋(1024-b)*SW/1024，低通滤波器的带宽为SW/1024，2048个采样点的信号输入频率均为SW/512，设采样时钟模块的最低采样时钟为CLK_L，通过公式R＝CLK_L/（SW/512）＋1计算得出FPGA中抽样器的抽样系数R，则采样时钟模块的采样频率为R*（SW/512），待测信号经过射频信号检测定位系统处理后，得到FFT运算结果，FFT运算结果为1024个频点处的功率值；

步骤S540、对FFT运算结果进行分析，计算待测信号的最终功率值；

步骤S541、从a个目标频率中选取任一频点d2k，其中，1≤k≤a；

步骤S542、将频点d2k和邻近频点d2k的2个频点记为d1k、d2k、d3k，3个频点的功率值分别为P1k、P2k、P3k，根据以下步骤计算得到频点p1k到频点p3k内的最大功率值Pkmax，作为频点d2k处的最大功率值，a个目标频率处计算得到的最大功率值即为a个待测信号的最终功率值；

步骤S543、比较P1k和P3k的大小，若P1k＞P3k，则令deltk＝(P2k－2*P1k)/(P2k＋P1k)；若P1k≥P3k，则令deltk＝(2*P3k－P2k)/(P2k＋P3k)；

步骤S544、若|deltk|＜0.001，则Pkmax＝2*P2；若|1－|deltk||＜0.001，则Pkmax＝4*P2；否则，Pkmax＝2π*deltk*P2k*(1－(deltk)²)/sin(π*deltk)。

2.根据权利要求1所述的一种射频信号检测定位方法，其特征在于，若BW不是SW的整数倍，则n取大于等于BW/SW的最小整数。

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