CN111313968B - 一种基于led非线性特性的速率自适应可见光传输方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开一种基于LED非线性特性的速率自适应可见光传输方法，包括以OFDM作为可见光通信主要传输方案中，针对LED的非线性IO特性以及VLC信道频响特性，结合预留子载波降PAPR方案，优化预留子载波位置，有效提高信号传输速率，降低传输信号非线性失真；基于VLC系统的信噪比，推导出系统可达速率最优化模型，计算最佳预留子载波数目，优化系统传输速率；验证该方法的可行性，并提出完整的实施方案。

Description

一种基于LED非线性特性的速率自适应可见光传输方法

技术领域

本发明涉及一种基于LED非线性特性的速率自适应可见光传输方法，属于可见光通信系统设计领域。

背景技术

随着无线频谱资源稀缺问题严峻，可见光通信技术(VLC)应运而生并深受研究人员青睐。可见光通信技术是以可见光取代传统射频通信中的射频或微波频段的电磁波作为无线通信信号传递载体来进行信息传输的技术，它具有节能环保、频段不受限、电磁干扰小以及安全防窃听等优点。可见光通信使用发光二极管(LED)和光电二极管(PD)作为发射器和接收机，通常采用强度调制(IM)和直接检测(DD)，其信道特性和正实信号约束使得射频通信中的总多技术不能运用在可见光通信中，因此这给可见光通信技术的发展带来了很大挑战，但是却有一定的研究参考价值。

可见光通信最初采用开关键控(OOK)技术和脉冲幅度调制(PAM)技术实现调制，为了达到更高的频谱效率和数据速率，正交频分复用(OFDM)和正交幅度调制(QAM)在可见光通信系统中被考虑，并取得一定效果。为了满足IM/DD调制要求，前端驱动电流必须为正实值，因此传统的OFDM技术必须针对性的改进才能被运用在VLC系统中。通常，可见光通信中普遍采用直流偏置光正交频分复用(DCO-OFDM)技术和非对称限幅光正交频分复用(ACO-OFDM)技术。DCO-OFDM技术使得所有子载波满足共轭对称以使得时域信号为实值，再通过直流偏置使得发射信号为正值，这种方案相比于传统OFDM技术通过牺牲一半频谱效率以满足IM/DD要求。ACO-OFDM技术以共轭对称的形式仅在奇数子载波上放置数据符号，并削去时域信号的负值信息，只发送正值信号，该方案频谱效率仅为DCO-OFDM技术的一半但能节省发射功耗。

与射频通信中的OFDM系统类似，尽管OFDM有着许多优点，不过过高的信号峰均功率比(PAPR)的问题一直存在可见光通信中。PAPR偏高会对发射机功放的线性度提出较高要求。射频通信中，过高的PAPR会使得信号包络超过功率放大器线性区，产生非线性失真并造成性能劣化。同样，可见光通信中LED作为主要的非线性源，对于高PAPR信号非常敏感，不重视这一问题，会严重那个地VLC系统的整体性能。同时，DCO-OFDM系统中，高PAPR还会导致直流偏置增加，从而增大系统功耗。

射频OFDM通信系统中，众多相关技术方案被提出以解决OFDM中高PAPR问题，如削波(Clipping)、编码(Coding)、选择映射(SLM)、非线性扩展变换(NCT)、部分传输序列(PTS)、载波注入(TI)以及子载波预留(TR)等。子载波预留(TR)被认为是抑制峰均功率比十分有效的一种技术，该技术方案在发射端预留出一部分子载波，不用于传输数据而是用于优化信号峰均功率比。而且预留子载波上的降PAPR信号与数据符号相互正交，在接收端通过简单设计便能滤去。可见光通信系统的低通效应显示出在高频段有着非常低的信噪比，无法传输数据，这部分频段被用来分配给预留子载波来降低峰均比，因此子载波预留技术对于可见光通信系统峰均功率比抑制是一个合适的方法。

发明内容

本发明的目的是为了解决上述问题，提供一种基于LED非线性特性的速率自适应可见光传输方法，采用自适应方式调整预留子载波比，使得系统根据信噪比自适应地调整当前预留子载波数，以实时适应当前系统条件，提高系统鲁棒性。由于PAPR的明显改善，降低了系统对功放和LED灯线性度的要求，提高信号有效功率，同时也降低了发射端需要增加的直流偏置，减少了系统功耗。

为达到上述目的，本发明通过以下技术方案实现：一种基于LED非线性特性的速率自适应可见光传输方法，该方法包括以下步骤：

(1)在发射端，信源产生的二进制比特信息流经过自适应正交幅度调制形成发射端的频域数据信号；

(2)根据VLC信道的低通特性，将预留子载波安置在信噪比较低的高频子载波；

(3)根据最大化可达速率准则以及系统信噪比估计值，确定可见光通信系统中的预留子载波数；

(4)可见光通信系统要求发射信号为实信号，根据此约束对OFDM子载波上的频域数据信号做共轭对称处理；

(5)在经过共轭对称处理后的频域信号插入对称的预留子载波，通过公式变形推导将降低信号峰均功率比问题推导转化为凸优化问题形式，通过常规的凸优化方法由频域数据信号计算出预留子载波频域值；

(6)将OFDM频域信号经过IFFT运算，加上循环前缀得到时域发射信号；

(7)驱动LED的时域电信号通过DAC转换为模拟电信号；

(8)针对LED的非线性IO特性，OFDM信号经过预失真，并进行功率缩放以使得有效信号功率达到最大，根据系统要求添加直流偏置，继而驱动LED发射光信号；

(9)在接收端，光信号通过光电二极管转化为电信号；

(10)解调出的电信号经过放大滤波，再通过模数转换，进行时序同步后去除循环前缀，FFT变换到频域信号；

(11)移除频域信号中的共轭子载波，再通过滤波模块滤除预留子载波，最后经过QAM解调得到二进制信息流。

作为本发明的一种改进，步骤(2)中所述的根据VLC信道的低通特性，将预留子载波安置在信噪比较低的高频子载波的具体方法为：

(21)可见光通信信道可以建模成低通信道，其高频段拥有很低的信噪比不适合传输复杂带通调制数据。根据这一特性，将预留子载波位置放置在高频子载波，以降低时域OFDM电信号的峰均功率比，提高有效信号功率且不明显损坏传输数据速率；

(22)根据共轭对称要求以及所提出的预留子载波位置，子载波分配方案如下：

其中Y_k表示共轭对称后的频域信号，N表示系统所有子载波数，Re(□)表示取实操作，Im(□)表示取虚操作，(□)^*表示共轭操作，X_k指共轭对称前频域信号，具体表示为：

其中M_k表示第k个子载波上的QAM调制源数据，R/2表示预留子载波位置集合，(R/2)^C表示R/2在N/2＝{1,2,…,N/2-1}上的补集，预留子载波上的信号预置为0；

(23)根据所提出的预留子载波位置，R/2表示为

其中R表示预留子载波数目。

作为本发明的一种改进，步骤(3)所述的根据最大化可达速率准则以及系统信噪比估计值，确定可见光通信系统中的预留子载波数的具体方法如下：

(31)、可见光正交多载波通信系统中，系统可达速率表示为

其中，DNR表示LED动态范围-噪声比，TRR表示预留子载波数占所有子载波数的比率，

表示经过预留子载波法优化后的信号峰均功率比，以最大化系统可达速率为准则，即计算出一系列DNR值下的最优TRR，使得Rate(DNR,TRR)达到最大，并形成DNR-TRR查找表。

(32)、通信建立的起始阶段通过导频信号估计出系统噪声，依次计算出DNR，依据查找表得到最优TRR即可确定预留子载波数目。通信建立后，系统通过导频周期性地估计噪声功率，联立DNR-TRR查找表并修正预留子载波数目，以获得当前系统最大可达速率，并实时自适应系统环境。

作为本发明的一种改进，步骤(32)中所述的DNR取值从-5dB到50dB，间隔为1dB，连续两个DNR值之间采用线性插值方法拟合。

作为本发明的一种改进，步骤(7)所述的功率缩放并添加直流偏置的具体方法为：

(71)、经过预失真处理后，LED的非线性IO特性描述如下：

其中O代表LED输出的光强，I代表LED输入的前向电流，LED的线性范围为[I_L,I_H]，LED的线性范围大小D表示为I_H-I_L，a和b分别为O_H/D和-I_LO_H/D；

(72)、信号z(t)表示驱动LED的前向电流信号，信号

表示DAC输出的OFDM信号，则有

其中α表示缩放比例，B代表直流偏置。为了确保前向电流信号z(t)保持在LED的动态范围内，则有

为了获得最大前向电流信号功率，一般有B＝(I_L+I_H)/2；

(73)、根据以上，前向电流信号功率P_z表示为

作为本发明的一种改进，所述的步骤(31)中所述系统可达速率为：

(31a)VLC信道噪声模型等效为加性高斯白噪声模型，定义DNR为：

其中G表示预失真增益，

表示加性高斯白噪声功率；

(31b)接收信号中数据子载波部分的信噪比，表示为：

其中

表示OFDM信号

中数据子载波功率，即：

其中P_y表示无预留子载波OFDM信号y(t)的功率，定义预留子载波比TRR为R/N，那么

(31c)根据香农容量公式，系统可达速率表示为

与现有技术相比，本发明具有以下有益效果：

1.可见光通信是个低通信道，低信噪比的高频段无法用于传输信息，将高频段预留为抑制峰均功率比的子载波非常合适，对系统性能没有影响且提高对系统频谱的利用；

2.本发明根据系统信噪比，以最大化可达速率为准则，自适应调整预留子载波比率，实时适应系统环境，提高系统鲁棒性；

3.接收机端只需要增加一个简单的滤波模块即可分离出有用信息频段，进而解调恢复出发送信息，接收机实现简单；

4.低PAPR信号可以降低系统对功放和LED线性度的要求，减少发射端前驱电路的实现难度，降低由于功放和LED非线性特性而导致的非线性失真，提高系统性能；

5.针对LED前向信号特性，低PAPR信号也降低了发射所必须加入的直流偏置大小，减少了系统功耗。

附图说明

图1为本发明提出的基于预留子载波的可见光OFDM系统自适应低峰比方法系统框图；

图2为本发明与未经过处理的可见光OFDM系统PAPR互补累积概率分布曲线图；

图3为本发明中经过预失真处理的LED非线性曲线；

图4为本发明系统可达速率Rate(DNR,TRR)与预留子载波比(TRR)之间的关系曲线图；

图5为本发明系统动态范围-噪声比(DNR)与最佳预留子载波比(TRR)之间的关系曲线图；

图6为本发明系统动态范围-噪声比(DNR)与最佳预留子载波比率(TRR)之间的关系曲线。

具体实施方式

为了使本技术领域的人员更好地理解本发明方案，下面将结合附图对本发明中的技术方案进行清楚、完整的描述。

图1是本发明提出的低峰均功率比的可见光正交多载波传输方法系统框图。如图1，本发明拥有的基于子载波预留的可见光OFDM系统自适应低峰均比方法按如下步骤进行：

1、离线阶段，根据可见光通信信道特性，将预留子载波放置在高频端，并根据预留子载波比率从高频段子载波向低频段连续扩展；

2、离线阶段，根据系统可达速率最大准则生成DNR-TRR查找表，设可见光OFDM通信系统的子载波数为N，其中预留子载波数为R：

(1)系统可达速率Rate可表示为

其中，DNR表示LED动态范围-噪声比，TRR表示预留子载波比，PAPR_y表示经过预留子载波法优化后的信号峰均功率比。由于LED动态范围是固定值，并且在可见光通信系统中噪声等效为加性高斯白噪声，一般被认为是在接受端电域引入的，因此接收端估计出信号噪声后便可计算出DNR；在DNR为某一固定值的情况下，通过仿真计算Rate(DNR,TRR)，发现TRR存在一个值使得可达速率Rate达到最大。

(2)以系统可达速率Rate最大化为准则，计算出DNR从-5dB到50dB所对应的最优TRR，并形成DNR-TRR查找表。其中DNR取值间隔为1dB，连续两个DNR值之间样点采用线性插值获取对应的最优TRR。

3、发射端发射ZC导频信号，用于可见光通信系统噪声功率估计。接收端利用这些已知的导频符号，估计出信道噪声功率值，并回传给发射端。

4、在发射端，获得噪声功率估计值

后，根据以下公式计算出DNR

其中D为LED的动态范围，固定为一个常数值，G为预失真增益，固定为一个常数值。根据DNR-TRR查找表获得当前系统可达速率最大的TRR，进而得到预留子载波数R。根据计算好的预留子载波的数目和位置，预留子载波的下标可以表示为

5、信源产生二进制数据流，进行串并转换并多进制正交幅度调制(M-QAM)，形成待发送的频域信号M＝[M₁,M₂,...,M_N/2-R/2]。假设先前确定的预留子载波上的频域值为零，插零后的信号为

其中(R/2)^c表示R/2在N/2＝{0,1,...,N/2}中的补集。根据可见光通信信道的低通特性，在满足系统误码率约束的情况下，在高信噪比的频段采用高阶星座调制，在低信噪比的频段采用低阶星座调制。具体实施为，[M₁,...,M_N/8]采用64QAM调制，[M_N/8+1,...,M_N/4]采用16QAM调制，[M_N/4+1,...,M_N/2]采用4QAM调制。

6、为了满足可见光通信系统IM/DD调制的要求，前端驱动电信号必须为正实值，OFDM中子载波需要满足共轭对称性质，为此将OFDM前半部分子载波，即

按以下公式进行映射到后半部分，即

从而得到完整的可见光OFDM子载波信号Y_k：

7、完整的频域信号经过N点IFFT调制后转为实值的可见光时域电信号

y＝IFFT{Y_k}

8、设预留子载波上用于优化信号峰均功率比的频域值为：C_k，其中：k∈R。同样预留子载波上的值也要满足共轭对称性质，即：

且C₀和C_N/2必须为实数。为了简化分析，

且

即C₀和C_N/2不做考虑。

9、信号的峰均功率比表示为

其中y＝IFFT{Y_k}，c＝IFFT{C_k}，y[n]为y中第n点样本值。

10、为了使信号的峰均功率比最小，目标定为计算出最佳的时域c_n值或等价最佳的频域C_k值，使得信号峰值y+c达到最小，最优值我们用相应的c_opt和C_opt表示。其中时域降PAPR信号c表示为

其中n＝0,...,N-1，且C_ir,re和C_ir,im分别表示C_ir的实部与虚部。

11、上式重新表示为如下的矩阵形式

其中Q为一个N×R的矩阵

12、最小化信号峰均功率比可表示为

由于y与c无关，问题可等价于

继续对上式进行变形，问题等价于

其中

为矩阵Q中的第n行，上述N个约束不等式可写为如下矩阵形式

其中1_N为有N个1的列向量。对上式进行组合，则这个优化问题最终可表示为下式

13、使用凸优化工具箱CVX解y上述线性规划问题得到最优解

并通过矩阵Q转换为时域信号c，叠加到原始时域信号y中，加上循环前缀，形成最终待发射时域电信号

14、时域电信号依次经过数模转换器(DAC)、功率放大器(PA)、预失真电路，加入直流偏置后驱动LED发射信号；

15、在接收端，光电二极管将光信号转换为时域电信号，经过放大、滤波以及失真补偿等模块后，通过模数转换器(ADC)转换为数字信号。

16、接收端数字信号经过时间同步、信道估计，去除循环前缀并作N点FFT解调，得到频域接收信号Y_r。

17、频域接收信号Y_r移除共轭对称部分载波得到X_r，再经过滤波模块滤除预留子载波，得到数据符号M_r。最后进行QAM解调及并串转换，恢复最终二进制流。

图2给出了本发明中经过预失真处理后LED的IO非线性曲线，在动态范围内，LED的输入输出呈线性关系，超过动态范围即会出现硬顶剪切，造成非线性失真。

图3给出了本发明提出的预留子载波位置，依据可见光通信信道的低通特性，将用于降PAPR的预留子载波放置在信噪比较低的高频子载波段，低频子载波段用于传输数据，这样既没有损失传输速率，同样也有效地降低PAPR。

图4分别给出了未经过处理的可见光OFDM系统PAPR以及采用了本发明方法后可见光OFDM系统PAPR的互补累积分布曲线。系统总子载波数为256，预留用于峰均功率比抑制的子载波数比率分别为TRR＝10％,30％,50％，采用自适应多进制QAM调制。从曲线中可以观察到，采用本发明方法在10^-3处至少有1dB增益(TRR＝10％)，使用越多的预留子载波，PAPR抑制越明显，即本方法可以有效降低系统PAPR。

图5给出了DNR为10dB下系统可达速率Rate与预留子载波比率TRR之间的关系曲线，系统总子载波数目固定为256，采用自适应多进制QAM调制。从图中看出，系统可达速率并非一直随预留子载波数的增加而增加或减少，关系曲线呈凸形有且仅有一个极大值，若要取得最大的系统可达速率，必须设置合理的预留子载波数目。

图6给出了系统动态范围-噪声比(DNR)与最佳预留子载波比率(TRR)之间的关系曲线，系统总子载波数目固定为256，采用自适应多进制QAM调制。从图中可看出，最佳预留子载波比率随系统DNR提高而减少，即随着系统噪声功率的降低，为了达到最大系统可达速率所需的预留子载波数目也在减少。其中，本发明方案中DNR-TRR查找表同样依据此图给出。

本发明考虑LED的非线性特性，考虑OFDM信号对非线性失真的敏感性，有效结合可见光通信信道特征与子载波预留降PAPR方案，并以系统可达速率最大化为准则，自适应确定预留子载波数目，从而有效解决可见光通信中宽带信号传输非线性失真问题。

以上所述仅是本发明的优选实施方式，应当指出：对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明原理的前提下，还可以做出若干改进和润饰，这些改进和润饰也应视为本发明的保护范围。

Claims (1)

1.一种基于LED非线性特性的速率自适应可见光传输方法，其特征在于，包括以下步骤：

(1)、在发射端，信源产生的二进制比特信息流经过自适应正交幅度调制形成发射端的频域数据信号；

(2)、根据VLC信道的低通特性，将预留子载波安置在信噪比较低的高频子载波；步骤(2)中所述根据VLC信道的低通特性，将预留子载波安置在信噪比较低的高频子载波的具体方法为：

(21)、将预留子载波位置放置在高频子载波，以降低时域OFDM电信号的峰均功率比，提高有效信号功率且不明显损坏传输数据速率；

(22)、根据共轭对称要求以及所提出的预留子载波位置，子载波分配方案如下：

其中Y_k表示共轭对称后的频域信号，N表示系统所有子载波数，

表示取实操作，

表示取虚操作，

表示共轭操作，X_k指共轭对称前频域信号，具体表示为：

其中M_k表示第k个子载波上的QAM调制源数据，R/2表示预留子载波位置集合，(R/2)^C表示R/2在N/2＝{1,2,…,N/2-1}上的补集，预留子载波上的信号预置为0；

(23)、根据所提出的预留子载波位置，R/2表示为

其中R表示预留子载波数目；

(3)、根据最大化可达速率准则以及系统信噪比估计值，确定可见光通信系统中的预留子载波数的具体方法为：

(31)、可见光正交多载波通信系统中，系统可达速率表示为

其中，DNR表示LED动态范围-噪声比，TRR表示预留子载波数占所有子载波数的比率，

表示经过预留子载波法优化后的信号峰均功率比，以最大化系统可达速率为准则，即计算出一系列DNR值下的最优TRR，使得

达到最大，并形成DNR-TRR查找表；

(32)、通信建立的起始阶段通过导频信号估计出系统噪声，依次计算出DNR，依据查找表得到最优TRR即可确定预留子载波数目，通信建立后，系统通过导频周期性地估计噪声功率，联立DNR-TRR查找表并修正预留子载波数目，以获得当前系统最大可达速率，并实时自适应系统环境；

(4)、可见光通信系统要求发射信号为实信号，根据此约束对OFDM子载波上的频域数据信号做共轭对称处理；

(5)、在经过共轭对称处理后的频域信号插入对称的预留子载波，通过公式变形推导将降低信号峰均功率比问题推导转化为凸优化问题形式，通过常规的凸优化方法由频域数据信号计算出预留子载波频域值；

(6)、将OFDM频域信号经过IFFT运算，加上循环前缀得到时域发射信号；

驱动LED的时域电信号通过DAC转换为模拟电信号；

(7)、针对LED的非线性IO特性，OFDM信号经过预失真，并进行功率缩放以使得有效信号功率达到最大，根据系统要求添加直流偏置，继而驱动LED发射光信号；

(8)、在接收端，光信号通过光电二极管转化为电信号；

(9)、解调出的电信号经过放大滤波，再通过模数转换，进行时序同步后去除循环前缀，FFT变换到频域信号；

(10)、移除频域信号中的共轭子载波，再通过滤波模块滤除预留子载波，最后经过QAM解调得到二进制信息流；

其中，步骤(32)中所述的DNR取值从-5dB到50dB，间隔为1dB，连续两个DNR值之间采用线性插值方法拟合；

其中步骤(7)所述的功率缩放并添加直流偏置的具体方法为：

(71)、经过预失真处理后，LED的非线性IO特性描述如下：

其中O代表LED输出的光强，I代表LED输入的前向电流，LED的线性范围为[I_L,I_H]，LED的线性范围大小D表示为I_H-I_L，a和b分别为O_H/D和-I_LO_H/D；

(72)、信号z(t)表示驱动LED的前向电流信号，信号

表示DAC输出的OFDM信号，则有

其中α表示缩放比例，B代表直流偏置；为了确保前向电流信号z(t)保持在LED的动态范围内，则有

为了获得最大前向电流信号功率，一般有B＝(I_L+I_H)/2；

(73)根据以上，前向电流信号功率P_z表示为

其中：步骤(31)中所述系统可达速率Rate(DNR,TRR)为：

(31a)VLC信道噪声模型等效为加性高斯白噪声模型，定义动态范围-噪声比DNR为：

其中G表示VLC信道增益，

表示加性高斯白噪声功率；

(31b)接收信号中数据子载波部分的信噪比，表示为：

其中

表示OFDM信号

中数据子载波功率，即：

其中P_y表示无预留子载波OFDM信号y(t)的功率，定义预留子载波比TRR为R/N，那么

(31c)根据香农容量公式，系统可达速率表示为

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