CN111313941A - 一种采用低精度模数转换器的多用户大规模多输入多输出-正交频分复用系统传输方法 - Google Patents

一种采用低精度模数转换器的多用户大规模多输入多输出-正交频分复用系统传输方法 Download PDF

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Abstract

本发明公开了一种采用低精度ADC的多用户大规模MIMO‑OFDM系统传输方法，所述方法包括：给出上行速率的闭合表达式，得到最有利的多径信道时延功率谱应满足的条件；基于速率表达式，根据已知系统参数和所需用户速率，计算合适的发送功率和OFDM子载波数；在多径信道下，设计基于OFDM的多用户正交导频序列；用户发送导频信号，基站对接收信号进行低精度量化，并完成信道估计；用户传输上行数据，基站根据估计的信道，对量化后的接收信号进行最大比合并。本发明可用于低精度ADC多用户大规模MIMO‑OFDM系统，降低基站的硬件成本和功耗，给出的传输方法能够有效满足用户上行速率的传输要求。

Description

一种采用低精度模数转换器的多用户大规模多输入多输出- 正交频分复用系统传输方法
技术领域
本发明属于无线通信技术领域，涉及采用低精度模数转换器(ADC)的多用户大规模多输入多输出-正交频分复用(MIMO-OFDM)系统传输方法。
背景技术
为了适应移动通信传输速率需求的增长，大规模MIMO技术已成为当代无线通信系统的关键技术之一。大规模MIMO系统在基站侧配置大量天线单元，充分利用了空间资源。与此同时，每个天线单元对应的射频链路均需配置两路ADC，大量高精度ADC产生了巨大的功率消耗，并大幅抬升了基站的建设成本。另一方面，为追求更大的通信带宽，移动通信系统的工作频段不断向高频段移动，这使得ADC的采样速率不断提高，从而进一步增加了ADC的硬件成本。因此，低精度ADC成为大规模MIMO系统的一种低成本、低功耗解决方案。
宽带系统的性能受到多径信道频率选择性衰落的影响，为此，OFDM技术将宽频带划分为大量子载波，在每个子载波内将频率选择性衰落看成平坦信道来处理，大大降低了均衡的复杂度，从而OFDM成为当前宽带系统对抗多径衰落的主流技术之一。在宽带OFDM系统中，低精度量化会产生非线性的量化误差，而非线性失真会造成宽带信号的频谱扩展，从而产生子载波间干扰，并造成系统可达速率的下降。因此，需要分析低精度ADC对宽带OFDM系统的性能影响，据此设计合适的传输方法将低精度ADC应用于宽带OFDM系统。
同时，在多用户上行传输过程中，由于量化失真与ADC输入信号的功率有关，从而也受到多径信道时延功率谱的影响。基站采用传统的线性最小均方误差(LMMSE)方法进行信道估计时，多用户正交导频的估计误差性能与量化噪声方差有关，从而也会受多径信道功率分布的影响。因此，设计一组适用于任意时延功率谱的正交导频序列在宽带低精度ADC系统中尤为重要。获得估计信道后，基站采用最大比合并方法对多用户信号进行处理。由于低精度ADC量化和多径信道会对信道估计、上行速率性能产生不利影响，对于给定的用户速率要求，需要根据上行可达速率的闭合表达式，给出适合该传输方法的参数配置。
发明内容
本发明所要解决的技术问题是基于低精度ADC的大规模MIMO-OFDM系统的传输方法问题，提出了宽带多用户低精度ADC系统的导频和信道估计可行方案，并根据多径信道下该系统上行速率计算公式，选择有利参数以提升系统性能。
为实现本发明的目的，本发明所采用的技术方案是：一种采用低精度模数转换器(ADC)的多用户大规模多输入多输出-正交频分复用(MIMO-OFDM)系统传输方法，具体包含如下步骤：
步骤1，大规模MIMO-OFDM系统中，包含Nt个单天线用户、一个配置Nr个天线的基站；OFDM子载波数为Nc；多径信道最大时延为L，时延功率谱为
Figure BDA0002383142960000021
其中
Figure BDA0002383142960000022
是第i个时间抽头上的信道功率；
步骤2，将系统上行遍历速率表示成各系统参数的闭合式，给出计算公式；
步骤3，根据上行遍历速率的闭合表达式，得到最有利的多径信道时延功率谱应满足的条件；代入已知系统参数、信道时延功率谱，根据所需的目标用户速率，选择合适的信号发送功率、OFDM子载波数；
步骤4，根据Nt、Nc和L，设计多径信道下的多用户正交导频序列。采用码分导频，放置在OFDM符号频域上；多用户之间导频使用相移不同的Zadoff-Chu序列实现正交；
步骤5，多用户发送正交导频信号，基站对接收到的导频信号进行量化，得到接收导频信号的量化噪声平均功率与多径信道无关；
步骤6，量化后的接收导频信号经过快速傅里叶变换(FFT)转换到频域，基站对多用户多径信道进行估计，得到时域信道的估计值；
步骤7，用户传输上行数据，基站对接收的数据信号进行量化，再经FFT变换到频域，基站根据估计信道对接收数据信号进行最大比合并。
进一步优选方案，在步骤2中，基于线性最小均方误差(LMMSE)信道估计和最大比合并技术，给出第n个用户在第t个子载波上的上行遍历可达速率计算公式为：
Figure BDA0002383142960000023
其中，
Figure BDA0002383142960000024
Figure BDA0002383142960000025
表达式中，α是ADC量化信噪比的倒数，βn是第n个用户的大尺度衰落因子，pd是数据信号发送功率，pp是导频发送功率，
Figure BDA0002383142960000026
是第n个用户对应信道功率
Figure BDA0002383142960000027
的估计值。
Figure BDA0002383142960000028
反映了信道估计值在统计意义上与各系统参数的关系。
步骤2给出速率表达式，通过在步骤3中代入已知参数，实现其它参数的合理配置。
进一步优选方案，在步骤3中，对第n个用户上行速率最有利的信道时延功率谱应均匀分布于如下
Figure BDA0002383142960000031
个非零抽头上：
Figure BDA0002383142960000032
或
Figure BDA0002383142960000033
其中，
Figure BDA0002383142960000034
Figure BDA0002383142960000035
表示向下取整。将已知参数α、βn(n＝0,1,…,Nt-1)、
Figure BDA0002383142960000036
代入步骤2中的可达速率Rnt表达式，根据所需的用户速率，选择合适的参数pd、pp和Nc。
进一步优选方案，在步骤4中，第j个用户使用长度为Nc的导频序列如下：
Figure BDA0002383142960000037
其中，m是OFDM符号的第m个子载波，u是与Nc互质的整数，mod 2表示模2运算，θj表示第j个用户的相移。对任意不同用户j和用户j′，为满足导频正交，其对应相移θj和θj′应满足如下条件：
|θj′-θj±Nc|mod Nc≥L。
进一步优选方案，在步骤5中，每个采样点上的ADC量化噪声平均功率如下：
Figure BDA0002383142960000038
LMMSE信道估计需要使用噪声的统计量，通常采用高精度ADC量化的系统忽略量化噪声，近似只有白高斯噪声，所以使用的噪声统计量是个常数。因为低精度ADC量化的量化噪声很大，所以在做LMMSE信道估计时，需要加入量化噪声功率。而由于量化是非线性过程，所以量化误差与接收信号有关，于是也与所经过的信道有关。如果选用步骤4中的序列作为导频，可以得到步骤5中的量化噪声功率，它与信道时延功率谱无关，也可以保证每次的估计误差达到固定误差下界，设计简洁、结果稳定。
采用步骤4中的导频序列，
Figure BDA0002383142960000039
与多径信道的时延功率谱无关，导频正交性不受信道时延功率谱的影响。
进一步优选方案，在步骤6中，根据步骤5得到的量化噪声平均功率，以及接收导频信号，进行LMMSE信道估计，第i个基站接收天线上的信道向量估计式如下：
Figure BDA0002383142960000041
其中，
Figure BDA0002383142960000042
和IL分别表示Nt和L维的单位阵，
Figure BDA0002383142960000043
表示克罗内克积，Λ＝diag(S)表示以S为对角线元素的对角阵，
Figure BDA0002383142960000044
FL表示离散傅里叶变换矩阵的前L列矩阵，(■)H表示矩阵的共轭转置，
Figure BDA0002383142960000045
yqf表示经过量化、FFT变换的接收信号。这里使用yqf是因为OFDM系统中，信道估计是使用频域信号进行的，而频域信号是时域接收信号经过量化和OFDM解调得到。
步骤6给出在低精度ADC量化的MIMO-OFDM系统中，采用所提出的导频序列和LMMSE信道估计方法，得到的信道向量的最终估计式。
进一步优选方案，在步骤7中，对接收的数据信号进行低精度ADC量化、FFT变换，并基于估计的信道进行最大比合并。
与现有技术相比，本发明的技术方案具有以下有益技术效果：
1、本发明方法对于多径信道下的多用户大规模MIMO-OFDM系统，使用低精度ADC实现了通信传输，提出的传输方法包括上行信道估计、数据传输过程；
2、本发明方法给出了采用低精度ADC的多用户大规模MIMO-OFDM系统的上行速率闭合表达式，表明了上行速率与各系统参数之间的关系，考虑了低精度ADC对宽带系统的性能影响，能够有效且明确地评估系统性能。
3、本发明方法根据上行速率表达式，得到了最有利于用户上行速率的信道时延功率谱应满足的条件；并根据用户所需的速率要求，得到适用于具体低精度ADC传输方法的系统实现参数。
4、本发明方法有效地消除了多径信道时延功率谱对低精度ADC系统的上行信道估计的影响，基于低精度ADC量化，提出的导频和信道估计方案对任意多径信道实际可行。
5、本发明方法使用低精度ADC代替高精度ADC,缓解了大规模MIMO-OFDM系统中大量天线射频链路、高带宽通信等特性对ADC成本和功耗的要求，以低功耗和低成本方式实现了宽带多用户大规模天线传输系统。
附图说明
图1是本发明提出的采用低精度ADC的多用户大规模MIMO-OFDM系统传输方法的系统框图；
图2是上行可达速率与基站天线数的关系图；
图3是上行可达速率与不同信道时延功率谱的关系图。
具体实施方式
为了加深对本发明的认识和理解，下面结合附图和具体实施范例对本发明做进一步说明。
实施例1：一种采用低精度模数转换器(ADC)的多用户大规模多输入多输出-正交频分复用(MIMO-OFDM)系统传输方法，该方案中，图1所示的大规模MIMO-OFDM系统上行链路中，包含Nt个单天线用户、一个配置Nr个天线的基站；OFDM子载波数为Nc；多径信道最大时延为L，时延功率谱为
Figure BDA0002383142960000051
其中
Figure BDA0002383142960000052
是第i个时间抽头上的信道功率。用户发射信号经过OFDM处理后，通过射频链路，并由天线发射；在基站接收端，Nr路接收信号经过射频链路，由低精度ADC量化为数字信号，再由OFDM解调后送到基带进行处理。
图2给出了不同ADC精度和Nc下的上行可达速率与基站天线数的关系图。信道最大时延L＝5，时延功率谱为S＝[0,-2.5,-5,-7.5,-10]dB，ADC精度分别为1比特、2比特、无限精度，发射功率pp＝pd＝0dB，用户数Nt＝3，OFDM子载波数Nc＝16、32，子载波数的变化维持带宽不变。从图中可以看出，基于非理想CSI的上行速率低于基于理想CSI的上行速率；上行可达速率随基站天线数增加而增加，随ADC比特数增加而增加，随OFDM子载波数增加而增加。
图3给出了不同信道时延功率谱下的上行可达速率。如图所示，10种均匀分布的时延功率谱，其抽头数从1到10，采用1比特ADC，发射功率pp＝pd＝10dB，基站天线数Nr＝32，用户数Nt＝3，OFDM子载波数Nc＝64。从图中可以看出，多径信道的时延功率谱对上行可达速率有影响，并且影响效果根据不同用户有所不同。
采用低精度ADC的多用户大规模MIMO-OFDM系统传输方法的具体步骤如下：
(1)基于线性最小均方误差(LMMSE)信道估计和最大比合并技术，给出第n个用户在第t个子载波上的上行遍历可达速率计算公式为：
Figure BDA0002383142960000053
其中，
Figure BDA0002383142960000054
Figure BDA0002383142960000055
表达式中，α是ADC量化信噪比的倒数，βn是第n个用户的大尺度衰落因子，pd是数据信号发送功率，pp是导频发送功率，
Figure BDA0002383142960000056
是第n个用户对应信道功率
Figure BDA0002383142960000061
的估计值。
(2)对第n个用户上行速率最有利的信道时延功率谱应均匀分布于如下
Figure BDA0002383142960000062
个非零抽头上：
Figure BDA0002383142960000063
或
Figure BDA0002383142960000064
其中，
Figure BDA0002383142960000065
Figure BDA0002383142960000066
表示向下取整。图3中，三个用户的
Figure BDA0002383142960000067
将已知参数α、βn(n＝0,1,…,Nt-1)、
Figure BDA0002383142960000068
代入(1)中的可达速率Rnt表达式，根据所需的用户速率，选择合适的参数pd、pp和Nc。
(3)第j个用户使用长度为Nc的导频序列如下：
Figure BDA0002383142960000069
其中，m是OFDM符号的第m个子载波，u是与Nc互质的整数，mod 2表示模2运算，θj表示第j个用户的相移。对任意不同用户j和用户j′，为满足导频正交，其对应相移θj和θj′应满足如下条件：
|θj′-θj±Nc|mod Nc≥L。
这里，这三个用户导频序列的相移可以设计为θj＝[0,5,10](j＝0,1,2)。
(4)每个采样点上的ADC量化噪声平均功率如下：
Figure BDA00023831429600000610
采用(3)中的导频序列，
Figure BDA00023831429600000611
与多径信道的时延功率谱无关，导频正交性不受信道时延功率谱的影响。
(5)根据(4)得到的量化噪声平均功率，以及接收导频信号，进行LMMSE信道估计，第i个基站接收天线上的信道向量估计式如下：
Figure BDA00023831429600000612
其中，
Figure BDA00023831429600000613
和IL分别表示Nt和L维的单位阵，
Figure BDA00023831429600000614
表示克罗内克积，Λ＝diag(S)表示以S为对角线元素的对角阵，
Figure BDA00023831429600000615
FL表示离散傅里叶变换矩阵的前L列矩阵，(■)H表示共轭转置，
Figure BDA00023831429600000616
yqf表示经过量化、FFT变换的接收信号。
(6)对接收的数据信号进行低精度ADC量化、FFT变换，并基于估计的信道进行最大比合并。
以上所述仅是本发明的优选实施方式，应当指出：对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明原理的前提下，还可以做出若干改进和润饰，这些改进和润饰也应视为本发明的保护范围。本实施例中未明确的各组成部分均可用现有技术加以实现。

Claims (7)

1.一种采用低精度模数转换器(ADC)的多用户大规模多输入多输出-正交频分复用(MIMO-OFDM)系统传输方法，其特征在于，包括如下步骤：
步骤1，大规模MIMO-OFDM系统中，包含Nt个单天线用户、一个配置Nr个天线的基站；OFDM子载波数为Nc；多径信道最大时延为L，时延功率谱为
Figure FDA0002383142950000011
其中
Figure FDA0002383142950000012
是第i个时间抽头上的信道功率；
步骤2，将系统上行遍历速率表示成各系统参数的闭合式，给出计算公式；
步骤3，根据上行遍历速率的闭合表达式，得到最有利的多径信道时延功率谱应满足的条件；代入已知系统参数、信道时延功率谱，根据所需的目标用户速率，选择合适的信号发送功率、OFDM子载波数；
步骤4，根据Nt、Nc和L，设计多径信道下的多用户正交导频序列，采用码分导频，放置在OFDM符号频域上；多用户之间导频使用相移不同的Zadoff-Chu序列实现正交；
步骤5，多用户发送正交导频信号，基站对接收到的导频信号进行量化，得到接收导频信号的量化噪声平均功率与多径信道无关；
步骤6，量化后的接收导频信号经过快速傅里叶变换(FFT)转换到频域，基站对多用户多径信道进行估计，得到时域信道的估计值；
步骤7，用户传输上行数据，基站对接收的数据信号进行量化，再经FFT变换到频域，基站根据估计信道对接收数据信号进行最大比合并。
2.根据权利要求1所述的一种采用低精度模数转换器(ADC)的多用户大规模多输入多输出-正交频分复用(MIMO-OFDM)系统传输方法，其特征在于，在步骤2中，基于线性最小均方误差(LMMSE)信道估计和最大比合并技术，给出第n个用户在第t个子载波上的上行遍历可达速率计算公式为：
Figure FDA0002383142950000013
其中，
Figure FDA0002383142950000014
Figure FDA0002383142950000015
表达式中，α是ADC量化信噪比的倒数，βn是第n个用户的大尺度衰落因子，pd是数据信号发送功率，pp是导频发送功率，
Figure FDA0002383142950000016
是第n个用户对应信道功率
Figure FDA0002383142950000017
的估计值。
3.根据权利要求2所述的一种采用低精度模数转换器(ADC)的多用户大规模多输入多输出-正交频分复用(MIMO-OFDM)系统传输方法，其特征在于，在步骤3中，对第n个用户上行速率最有利的信道时延功率谱应均匀分布于如下
Figure FDA0002383142950000021
个非零抽头上：
Figure FDA0002383142950000022
其中，
Figure FDA0002383142950000023
Figure FDA0002383142950000024
表示向下取整，将已知参数α、βn(n＝0,1,…,Nt-1)、
Figure FDA0002383142950000025
代入权利要求2中的可达速率Rnt表达式，根据所需的用户速率，选择合适的参数pd、pp和Nc。
4.根据权利要求3所述的一种采用低精度模数转换器(ADC)的多用户大规模多输入多输出-正交频分复用(MIMO-OFDM)系统传输方法，其特征在于，在步骤4中，第j个用户使用长度为Nc的导频序列如下：
Figure FDA0002383142950000026
其中，m是OFDM符号的第m个子载波，u是与Nc互质的整数，mod 2表示模2运算，θj表示第j个用户的相移,对任意不同用户j和用户j′，为满足导频正交，其对应相移θj和θj′应满足如下条件：
|θj′-θj±Nc|mod Nc≥L。
5.根据权利要求4所述的一种采用低精度模数转换器(ADC)的多用户大规模多输入多输出-正交频分复用(MIMO-OFDM)系统传输方法，其特征在于，在步骤5中，每个采样点上的ADC量化噪声平均功率如下：
Figure FDA0002383142950000027
采用权利要求4中的导频序列，
Figure FDA0002383142950000028
与多径信道的时延功率谱无关，导频正交性不受信道时延功率谱的影响。
6.根据权利要求5所述的一种采用低精度模数转换器(ADC)的多用户大规模多输入多输出-正交频分复用(MIMO-OFDM)系统传输方法，其特征在于，在步骤6中，根据步骤5得到的量化噪声平均功率，以及接收导频信号，进行LMMSE信道估计，第i个基站接收天线上的信道向量估计式如下：
Figure FDA0002383142950000029
其中，
Figure FDA00023831429500000210
和IL分别表示Nt和L维的单位阵，
Figure FDA00023831429500000211
表示克罗内克积，Λ＝diag(S)表示以S为对角线元素的对角阵，
Figure FDA00023831429500000212
FL表示离散傅里叶变换矩阵的前L列矩阵，(■)H表示矩阵的共轭转置，
Figure FDA0002383142950000031
yqf表示经过量化、FFT变换的接收信号。
7.根据权利要求6所述的一种采用低精度模数转换器(ADC)的多用户大规模多输入多输出-正交频分复用(MIMO-OFDM)系统传输方法，其特征在于，在步骤7中，对接收的数据信号进行低精度ADC量化、FFT变换，并基于估计的信道进行最大比合并。
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