CN1113058A - 用于移动卫星通信终端的发射机装置 - Google Patents

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Abstract

一种用于移动卫星通信终端的发射机装置，它包 括具有输入给它的两列正交数据和均衡它们的波形 的一个奈奎斯滤波器，一个均衡该滤波器的输出，以 使包络(轨迹)的距离在正交轴上自原点是恒定的包 络均衡器，一个接收来自该包络均衡器的输出信号并 调制它们的相位调制器，和一个接收该相位调制器输 出，并在高频段功率放大它的功率放大器。这样，就 使得在功率放大器中消除AM-PM变换失真的影 响成为可能。

Description

本发明涉及一种用高频功率放大器放大相位调制信号，并发送这些信号的发射机，更具体地说，它涉及减少在一个移动卫星通信终端发送功率中AM/PM变换失真的发射机。
图1是表示一个普通发射机结构的方框图。在该图中，发射机的输入数据是两列传输数据信号DI和DQ，它们是由正交的二进制基带信号的同相信道（I信道）和正交信道（Q信道）构成的。这个数据被称为NRZ信号。
另外，这种发射机包括一个用于删除基带中失真成分的奈奎斯特滤波器11，一个接收该奈奎斯特滤波器11有输出作为其输入并输入出四相调制信号的四相调制器13，和一个用于把来自该四相调制器的已调信号（QPSK信号）变频至微波波段的高频信号，并且在该微波波段发送该信号的功率放大器14。这种结构被描述于，例如，日本公开的未审查专利申请No.3-171953，申请人是Minori  Kouno。
一般说来，带宽未限的QPSK信号具有一个对于已调信号的恒定包络，因而不受传输通路的非线性的影响（例如，PM-AM变换或AM-PM变换的影响，这里AM表示幅度调制，PM表示相应调制）。
但是，带宽限制的QPSK信号会因功率放大器的非线而使带宽增加并受AM-PM变换等的影响。这样使其误码率特性被变坏。所以，如果要求这些信号受功率放大器的非线性等的影响，则该包络的调制特性就必需尽可能的维持恒定。上述的原理全都被描述于出版物IECE  Japan（1989）第61-76页的“TDMA通信”中，作者为S.Kato等。该文描述了图1电路结构中的此种功率放大器的非线性影响。
在图1的发射机中，四相调制器13的输出通常用一个带宽滤波器进行带宽限制，以防止在射频范围内的不必要的寄生噪声和邻道信号的干扰。
该带宽限制已调信号被输入到一个高频功率放大器14。由于用于移动卫星通信终端的发射机中的功率放大器特别需要消耗少的功率，因此就需要尽可能处于输入/输出的非线性放大区域特性。如果在输入/输出特性的非线性放大区域使用，则AM-PM的变换失真就随同由该四相调制器13的各相输出信号的幅度变化而产生，由此又产生了传输信号的相位误差，以致在传输信号中的相位误差被增加。
这种具有相位误差的传输信号经过卫星被传送给其它地球站。在上述已调信号由一个在接收侧的确码器解码为正交I和Q信道的两列数据信号的情况时，直接解码在正交检测器的输出中引起了解调误差，而引起误码率增大。例如，当一个B类或C类高频FET放大器被用作功率放大器14且工作接近于饱和点时，AM-PM变换特性可能有高达8-12deg/dB的值。
结果，在该放大器输出中产生的AM-PM变换失真引起了在接收侧调制器输出中的相位误差，以致在比特差错率特性Eb/No中的Eb/No值与理论上的无失真值比较低了约0.3dB。这里Eb/No是接收机输入中的噪声功率密度（W/Hz）对于接收机输入中每比特功率（W）的比率。
Eb/No降低会引起严重的问题，诸如在卫星通信情况下需要重新检测电路设计或改变天线尺寸，在卫星通信情况下为传输尽可能多的信息而需工作在尽可能低的Eb/No。
本发明的目的是要解决上述的问题，并提供一种用于移动卫星通信终端的发射机装置，即使当功率放大器在非线性区域使用时，它也能进行传输，而没有由AM-PM变换失真而产生的有害影响。
为此目的，本发明在四相调制器之前提供了一个包络均衡器，该包络均衡器接收一个两级奈奎斯特滤器的输出作为它的输入，并使得在该奈奎斯特滤波器输出正交轴上的包络恒定。该包络均衡器的输出被输入到四相调制器。在这种情况下，由于该相位调制器输出的幅度可以被恒定，所以就有可能消除来自高功率放大器AM-PM变换失真的影响，以减少相位误差。
本发明将参照附图被进一步地描述，其中
图1是用于卫星通信终端的已有技术的发射机装置;
图2是本发明第一实施例的方框图;
图3是表示图2所示结构中在一个正交轴上各相位点的波形图;
图4是本发明包络均衡器12的第一实施例的方框图;
图5是表示图4所示包络均衡器12详细结构的图;
图6是本发明包络均衡器12的第二实施例的方框图;和
图7是在本发明的相位调制器被用于16一相制器时的第二实施例。
图2表示本发明使用的用于移动卫星通信终端的发射机装置的方框原理图。在图中，奈奎斯特滤波器11，四相调制器13和功率放大器14具有现图1所示那些单元相类似的结构，因此这里省略了对它们的描述。
在该图中，与图1不同的构成是在奈奎斯特滤波器11与四相调制器13之间放置了一个包络均衡器12。在图中，两列传输数据信号DI和DQ被输入到该奈奎斯特滤波器11，并分别编码。然后，奈奎斯特滤波器11的输出被输入到包络均衡器12，在各信号的幅度被恒定之后，再送入功率放大器14。也就是说，包络均衡器12具有接收在奈奎斯特滤波器11中被波形均衡的两列数据信号DI′和DQ′作为其输入的功能，和把它们转变成在各相具有恒定幅度的两列数据信号DI″和DQ″的功能。
这里，图3是表示对于在一个相平面上两列数据I和Q在正交四相调制波中四点相位状态的图。该包络均衡器具有均衡信号的功能，以便各相点相位变化的轨迹构成一个具有到原点为恒定距离（在图中“a”的值）的圆形轨迹。
图4是包络均衡器12详细的一个例子。在图中输入端A和B被分别用于输入正交数据DI′和DQ″。在这种情况下第一象限的一个相位点在图3中以X来表示。这时，它处的位置不同于该圆形轨迹。该均衡器用一个绝对值电路20确定正交数据DI′和DQ的绝对值｜DI′｜和｜DQ′｜。各值被输入到一个除法电路21以进行｜DI′｜和｜DQ′｜运算。
这样，一个值
｜DI′｜/｜DQ′｜
就在该除法电路21的输出被产生了。
然后除法电路21的输出被输入到一个反正切计算器22，从下面根据该除法电路21确定的除法D值的关系表达式确定出数据DI和数据DQ′之间的相位θ。
θ＝tan-1D＝tan-1｜DI′｜/｜DQ′｜（2）
该反正切计算器21的输出被输入到一个余弦计算器23利用相位角θ去构成一个恒定的轨迹，进行下述计算，并得到输出数据DI″。
DI″＝a×COSθ（3）
同样，该正弦计算器24也进行下述计算而构成一个恒定的轨迹。
DI″＝a×COSθ（4）
因此，包络均衡器12的输出被转变为图3中相位点Y的数据。
这样，数据Y就可以被用于构成一个从原点具有恒定距离a的圆形轨迹。
尽管余弦计算器23和正弦计算器24在等式（3）和（4）乘点的距离a，但是该乘法可以用事先归一化被省去。
图5示出了一个包络均衡12的详细结构。
在该图中，两列正交数据DI′和DQ′被输入到输入端子34和35。在图中，它们分别被假定为，例如，并行的8比特数据信号。这些数据信号被分为1比特码比特36和37，和7比特信息比特38和39。
该7比特信息比特38和39被分别输入到绝对值变换电路42和43，以计算绝对｜DI′｜和｜DQ′｜。绝对值变换电路42和43的输出信号被组合并输入到一个只读存储器（ROM）32作为一个14比特信号。
ROM32利用由绝对值变换电路42和43确定的绝对值（｜DI′｜和｜DQ′｜））｜作为地址（14比特），输出下列值作为提供以前存储的园形轨形的数据：
｜cos（tan-1（｜DI′｜/｜DQ′））｜（5）
｜sin（tan-1（｜DI′｜/｜DQ′｜））｜（6）
这里如果假定ROM32的输出是16比特数据，则ROM可以用一个256千比特那么大的容量就能完全实现，这是因为该数据对于14比特输入地址是16比特。
在ROM32的输出数据被分为余弦输出和正弦输出之后，它们分别用乘法器电路31和33与码比特36和37相乘，这样具有距包络原点一个恒定距离的正交数据DI″和DQ″就被得到了。
下面，将参照图6描述包络均衡器12的其它实施例。
奈奎斯特滤波器11的两侧数据输出DI′和DQ′被输入到一个包络计算器53。该包络计算器53根据下述公式确定自原点的距离R：
R＝DI′2+D2 Q（7）
包络计算器53的输出R被输入到除法器电路51和52。除法器电路51和52也分别接收两列数据DI′和DQ′，并进行下述除法运算以确定DI″和DQ″：
DI″＝DI′/R（8）
DQ″＝DQ′/R（9）
这样就能够得到具有原点有恒定距离轨迹的正交数据信号DI″和DQ″。
尽管上述的实施例的描述是用于四相调制器结构，当然该实施例也能被应用于其它的数据调制类型。
例如，图7是本发明应用于16相调制（16PSK）中的一个结构。
参考标号61表示一个16相映射器（mapper），它用于把输入数字信号D1-D4分成正交的两部分DI′和DQ′。参考标号62和63表示从16相变换器分开的分量DI′和DQ′中删除高频分量的奈奎斯特滤波器。该奈奎斯特滤波器62和63的输出被输入到一包络均衡器12，在那该输出信号被均衡以使自原点的距离恒定，并得到数据DI″和DQ″。之后，这个数据被输入到16PSK调制器60，并由功率放大器14进行放大，以提供用于传输的高频信号。
如上所述，在本发明用于移动卫星通信终端的发射机装置中，相位调制器输出的幅度被进行恒定，以便发射机装置不被高频功率放大器AM-PM变换的失真所影响，即使其频率很高，因此相位误差可以被减少。
当根据本发明的发射机装置被使用时，即使是在非线性区域中使用的C类高频放大器也能靠在传输滤器输出用一个简单的包络滤波器对幅度分量进行波形均衡而防止增加码干扰，并能在具有低外偿（back  off）区域中工作，以便能够方便地获得对于移动卫星通信终端发射机装置所需的小尺寸和低功耗。

Claims (4)

1、一种用于移动卫星通信终端的发射机装置，包括：
一个接收两列正交数据的奈奎斯特滤波器，用于从这些数据中删除高频分量；
一个包络均衡器，用于均衡所述奈奎斯特滤波器的输出，以便当把所述奈奎斯滤波器的输出表示在一个正交轴上时自原点的包络距离实质上是恒定的；
一个相位调制器，用于对从所述包络均衡器输出的信号调相；和
一个接收所述相位调制器输出信号的高功率放大器，用于把该信号转变为高频信号并以高功率发送它们。
2、如权利要求1的发射机装置，其中所述的包络均衡器包括：
一个接收来自所述奈奎斯特滤波器的两列输出信号的绝对值电路，用于确定它们的绝对值;
一个除以来自所述绝对值电路的所述绝对值的除法电路;
一个接收所述除法电路输出的反正切计算器，用于计算它们的反正切，以确定这两列滤波器输出的相位角;
一个余弦计算器，用于确定所述相位角的余弦值;和
一个正弦计算器，用于确定所述相位角的正弦值，因此
得到两列数据信号，其来自所述余弦计算器和来自正弦计算器的输出数据彼此是正交的。
3、如权利要求2的发射机装置，其中所述的包络均衡器包括：
第一和第二绝对值变换电路，它们各自接收来自所述奈奎斯特滤波器输出的正交数据的信息数据，用于计算所述信息数据的绝对值;
一个只读存储器（ROM），它接收来自所述第一和第二绝对值变换电路输出信号的组合数据，用于读出先前以所述组合数据作为地址而被存储的正弦值和余弦值;和
一个乘法器电路，把来自所述ROM的输出数据分为两列信息数据，并用来自所述第一和第二绝对值变换器的所述信号的码比特乘以所述信号数据每一个。
4、如权利要求2的发射机装置，其中所述的包络均衡器包括：
一个包络计算器，接收两列所述奈奎斯特滤波器输出的正交数据，并得它们各自的均方根;和
一个除法器电路，用于除以来自所述包络计算器输出信号两列数据的每一个，因此输出的两列正交数据信号，对于所述除法器电路来说，其包络被均衡了。
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