CN111293919A - 一种减小级联型变换器内部绝缘应力的调制方法 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种减小级联型变换器内部绝缘应力的调制方法，其特征在于包括以下步骤：1)采用载波移相脉冲宽度调制方法对级联型变换器进行调制，得到级联型变换器内各级单元的输出电压以及初始移相角；2)对级联型变换器中各级单元的初始移相角进行优化，得到各级单元的最优移相角；3)根据步骤2)得到的级联型变换器内各级单元的最优移相角，对级联型变换器内各级单元的载波相位进行调整，以减小各级单元输出端口对地电压的高频谐波分量。本发明可以在不改变级联变换器总体输出的基础上，减小各单元输出对地电压的高频谐波分量，从而降低绝缘应力，提高电力电子变换器的绝缘性能。因而，可以广泛应用于电力电子变换器中。

Description

一种减小级联型变换器内部绝缘应力的调制方法

技术领域

本发明涉及电力电子技术领域，特别是关于一种在电力系统中应用的利用载波移相顺序减小级联型变换器内部绝缘应力的调制方法。

背景技术

电力电子变换器是一种能够实现电能形式转换的电力电子装置，受限于器件的耐压水平，高压大容量场合的应用常选用级联型变换器。级联型变换器中，级联结构的每一级单元均具有独立的直流母线，不同级的输出端口为串联关系。由于级联型变换器中，每一级单元内部绝缘应力较小，因此在对级联结构进行绝缘设计时，只需要按照每一级的直流母线电压进行设计即可；而对级联结构的每一级单元的外绝缘(包括单元外壳和输出端口)则需按照系统电压进行绝缘设计。

在电力电子变换器的设计中，为了减小整体体积和重量，提高电力电子变换器的功率密度，需要最大化利用空间。由于级联型变换器的级联结构的每一级单元的输出端口为方波电压，其对地的高频谐波分量较大。而较大的对地高频谐波分量一方面使得局部电场强度过大，出现局部放电，甚至空气间隙击穿等现象；另一方面加速绝缘老化，严重影响了电力电子变换器的安全稳定可靠运行。

现有级联型变换器常采用载波移相脉宽调制技术或令各级单元的载波相位依次错开一定角度的方式，来抵消一部分开关频率的倍次的谐波，以达到降低级联型变换器整体输出电压的谐波含量的目的。但是，由于其中间级单元的输出端口对地电压仍然含有较多的高频谐波分量，因此仍然会加快绝缘系统的老化。

发明内容

针对上述问题，本发明的目的是提供一种减小级联型变换器内部绝缘应力的调制方法，在载波移相脉冲宽度调制策略的基础上，调整级联型变换器中各级单元的载波相位，减小各级单元输出端口对地电压的高频谐波分量，从而降低绝缘应力，提高级联型变换器的绝缘性能。

为实现上述目的，本发明采取以下技术方案：一种减小级联型变换器内部绝缘应力的调制方法，其包括以下步骤：

1)采用载波移相脉冲宽度调制方法对级联型变换器进行调制，得到级联型变换器内各级单元的输出电压以及初始移相角；

2)对级联型变换器中各级单元的初始移相角进行优化，得到各级单元的最优移相角；

3)根据步骤2)得到的级联型变换器内各级单元的最优移相角，对级联型变换器内各级单元的载波相位进行调整，以减小各级单元输出端口对地电压的高频谐波分量。

进一步的，所述步骤1)中，各级单元的初始移相角为：

式中，i为单元编号，且1≤i≤N，N为级联型变换器的总级数；i_order为第i级单元的移相角编号，0≤i_order≤N-1，且移相角编号互不重复。

进一步的，所述步骤2)中，对级联型变换器中各级单元的初始移相角进行优化，得到各级单元的最优移相角的方法，包括以下步骤：

2.1)对绝缘材料的极化损耗进行分析，根据分析结果得到对级联型变换器进行绝缘设计时需要考虑的主要影响因素；

2.2)根据各级单元的输出电压以及步骤2.1)中得到的对级联型变换器进行绝缘设计时所需要考虑的主要影响因素，确定需要优化的谐波分量；

2.3)以步骤2.2)中确定的谐波分量附近谐波电压幅值之和最小为目标对各级单元的载波相位进行优化，得到各级单元的最优移相角。

进一步的，所述步骤2.1)中，绝缘材料的极化损耗为：

式中，f_l为输出电压的基波频率，ε″为相对介电常数ε的虚部分量，C₀为级联型变换器输出端口和大地之间等效电容，U_n,RMS为级联型变换器输出对地电压中第n次谐波分量的有效值。

进一步的，所述步骤2.2)中，各级单元的输出电压

的表达式为：

式中，M为电压利用率；E为各级单元的母线电压；J_n为贝塞尔函数，m和n为分解的谐波次数；ω_l为输出电压的角频率；t为时间；F为f_s和f_l的比值，f_l为输出电压的基波频率，f_s为每级单元的开关频率，且开关频率f_s远大于输出电压的基波频率f_l；α_i为各级单元的初始移相角。

进一步的，所述需要优化的谐波分量为：各级单元的输出电压中在m为偶数并且n为奇数的高频谐波分量。

进一步的，所述步骤2.3)中，建立的优化函数为：

式中，i为单元编号，且1≤i≤N，N为级联型变换器的总级数；k为第i级单元以下的单元编号，1≤k≤i；α_k为第k级单元的载波移相角。

本发明由于采取以上技术方案，其具有以下优点：1、本发明在载波移相脉冲宽度调制策略的基础上，通过调整级联结构的各个单元的载波相位，在不改变级联变换器总体输出的基础上，减小各单元输出对地电压的高频谐波分量，从而降低绝缘应力，提高电力电子变换器的绝缘性能。2、本发明有助于提高电力电子变换器的空间利用率，进一步缩小电力电子变换器的重量和体积，提高整体的功率密度。因此，本发明可以广泛应用于电子电子技术领域。

附图说明

图1是以H桥为单元的级联型变换器拓扑结构；

图2是实施例一中各单元载波在传统编号方式下的示意图；

图3是实施例一中各单元在优化编号方式下的载波示意图；

图4a和图4b分别是采用传统编号下，参考输出电压为U_ref＝4000sin(100πt)时第2单元的输出对地电压及其FFT分析；

图5a和图5b分别是采用传统编号下，参考输出电压为U_ref＝4000sin(100πt)时第3单元的输出对地电压及其FFT分析；

图6a和图6b分别是采用优化编号下，参考输出电压为U_ref＝4000sin(100πt)时第2单元的输出对地电压及其FFT分析；

图7a和图7b分别是采用优化编号下，参考输出电压为U_ref＝4000sin(100πt)时第3单元的输出对地电压及其FFT分析。

具体实施方式

下面结合附图和实施例对本发明进行详细的描述。

本发明提供的一种减小级联型变换器内部绝缘应力的调制方法，其包括以下步骤：

1)采用载波移相脉冲宽度调制方法对级联型变换器进行调制，得到级联型变换器内各级单元的输出电压以及初始移相角。

载波移相PWM是级联H桥常用的PWM调制方式，已经得到了非常广泛的应用。采用载波移相PWM，得到的各级单元的参考输出电压相同，但是各单元的三角载波之间错开一定时间，最大不超过开关周期的二分之一。

如图1所示，本发明以H桥为单元的级联型变换器拓扑结构为例进行介绍，该级联型变换器的级联数为N。该级联型变换器中，每级单元均包含一个直流母线电容和一个H桥，且第i级单元的直流母线电容的输出电压为V_Ci，各级母线电压均相等，其大小为E，即：

V_Ci＝E,i＝1,...,N (1)

级联型变换器的参考输出电压U_ref为相同的理想正弦波，表达式如下：

U_ref＝MEsin(2πf_lt),M∈[0,1] (2)

式中，f_l为输出电压频率，M为电压利用率。而实际情况中，H桥的输出电压U_Ai-Bi还包含大量的高频谐波分量。

设一个开关周期内对应的角度为2π，则对于一共N级级联的级联型变换器，各级单元之间的移相角最小为：

以第1级单元的载波相位为基准，各级单元的移相角的计算公式为：

式中，i为单元编号，且1≤i≤N，N为级联型变换器的总级数；i_order为第i级单元的移相角编号，0≤i_order≤N-1，且i_order互相不重复。传统的载波移相调制采用自然编号，各级单元依次错开一定角度，即有i_order＝i-1。在本发明中，通过调整各级单元的移相角编号i_order，以减小各级单元输出端口对地电压的谐波分量。

2)对级联型变换器中各级单元的初始移相角进行优化，得到各级单元的最优移相角。

具体的，包括以下步骤：

2.1)对绝缘材料的极化损耗进行分析，根据分析结果得到对级联型变换器进行绝缘设计时所需要考虑的主要影响因素，即高频谐波分量中幅值较大分量。

极化损耗可以用于评价系统的绝缘应力，本发明假设绝缘介质的相对介电常数ε关于电场为线性，且不随频率变化，也即相对介电常数ε可以表示为：

ε＝ε′-jε″ (5)

式中，ε′和ε″分别为相对介电常数ε的实部分量和虚部分量。

介质损耗角为：

则，绝缘材料的极化损耗P为：

式中，f_l为输出电压的基波频率，ε₀为真空介电常数，ε″为相对介电常数ε的虚部分量，E_n,RMS为绝缘材料电场中第n次谐波分量的有效值。

假设绝缘介质同温同质，则绝缘材料的极化损耗P可以简化为：

式中，f_l为输出电压的基波频率，ε″为相对介电常数ε的虚部分量，C₀为变换器输出端口和大地之间等效电容(之间主要为绝缘介质)，U_n,RMS为级联型变换器输出对地电压中第n次谐波分量的有效值。

可以看到，绝缘材料的极化损耗与频率乘以电压有效值的平方成正比。因此在对级联型变换器进行绝缘设计时主要考虑高频谐波分量中幅值较大分量。

2.2)根据步骤2.1)中得到的对级联型变换器进行绝缘设计时所需要考虑的主要影响因素，确定需要优化的谐波分量。

每级单元内部的部件之间电压差较小，因此单元的内绝缘设计较为简单。但是，级联型变换器中第i级单元的输出端口A_i的对地电压为其下所有单元的输出电压之和，其电压幅值较高，且含有丰富的高频谐波分量，故单元对地绝缘所需绝缘体积较大。其中，第i级单元的输出端口A_i的对地电压的计算公式如下：

式中，U_Ai为第i级单元的输出端口A_i的对地电压，U_Ak-Bk为第k级单元的输出电压，其中，1≤k≤i。

在载波移相脉冲宽度调制下，每级单元的开关频率均为f_s，对应的角频率ω_s为：

ω_s＝2πf_s (10)

假设有开关频率f_s远大于输出电压的基波频率f_l，第i级单元的载波移相角为α_i，则第i级单元的输出电压

可以表示为：

式中，J_n为贝塞尔函数，F为f_s和f_l的比值，t为时间，m和n为分解的谐波次数。

由式(11)可知，当m为奇数时，

为零，也即此时输出电压

的高频分量为零；当n为偶数时，

为零，也即此时输出电压

的高频分量也为零；因此，该输出电压的高频谐波在m为偶数并且n为奇数的谐波，其中尤以m＝2，即2f_s附近的边带谐波最大，故主要考虑减小该部分谐波。

2.3)以步骤2.2)中确定的谐波分量附近谐波电压幅值之和最小为目标对各级单元的载波相位进行优化，得到各级单元的最优移相角。

根据公式(11)可知，各级单元的输出电压中位于2f_s附近的边带谐波，其相位为

仅仅受载波移相角α_i影响。根据公式(9)和公式(11)可知，对于第i级单元，其输出端口的对地电压中2f_s附近边带谐波的表达式如下：

式中，α_k为第k级单元的载波移相角，其中，1≤k≤i。

以各级单元对地电压中2f_s附近谐波电压幅值之和最小为优化目标，即以(13)作为优化目标，对各级单元的载波移相角进行优化，即可得到各级单元的最优移相角及其对应的移相角编号。

3)根据步骤2)得到的级联型变换器内各级单元的最优移相角，对级联型变换器内各级单元的载波相位进行调整，达到在不改变级联型变换器总体输出的基础上，减小各级单元输出端口对地电压的高频谐波分量的目的。

实施例一

下面以一个5级级联的变换器为例对本发明方法做进一步介绍。本实施例中，器件的开关频率为2kHz，每级母线电压为1000V，电压利用率为0.8，输出电压的频率为50Hz，变换器整体参考输出电压为U_ref＝4000sin(100πt)。

如图2和图3所示，分别是各单元载波在传统编号方式下以及本发明优化编号方式下的示意图。可知，图2中各单元载波相位依次滞后π/N，而图3中，第1单元载波编号仍然为0，其余单元的载波相位按照表1所示编号的结果滞后。

如图4a～图4b、图5a～图5b所示，分别是采用传统编号方式下，参考输出电压为U_ref＝4000sin(100πt)时第2单元和第3单元的输出对地电压及其FFT分析。可以看出，主高频谐波在2f_s＝4kHz附近，幅值非常大。

如图6a～图6b、图7a～图7b所示，分别是采用本发明优化编号方式下，参考输出电压为U_ref＝4000sin(100πt)时第2单元和第3单元的输出对地电压及其FFT分析。主高频谐波仍然在2f_s＝4kHz附近，但相比于传统的编号方式，幅值降低到了三分之一。同时，THD系数也大幅降低。这验证了本发明提出方法的正确性与有效性。

以上给出一种具体的实施方式，但本发明不局限于所描述的实施方式。本发明的基本思路在于上述方案，对本领域普通技术人员而言，根据本发明的教导，设计出各种变形的模型、公式、参数并不需要花费创造性劳动。在不脱离本发明的原理和精神的情况下对实施方式进行的变化、修改、替换和变形仍落入本发明的保护范围内。

Claims (7)

1.一种减小级联型变换器内部绝缘应力的调制方法，其特征在于包括以下步骤：

1)采用载波移相脉冲宽度调制方法对级联型变换器进行调制，得到级联型变换器内各级单元的输出电压以及初始移相角；

2)对级联型变换器中各级单元的初始移相角进行优化，得到各级单元的最优移相角；

3)根据步骤2)得到的级联型变换器内各级单元的最优移相角，对级联型变换器内各级单元的载波相位进行调整，以减小各级单元输出端口对地电压的高频谐波分量。

2.如权利要求1所述的一种减小级联型变换器内部绝缘应力的调制方法，其特征在于：所述步骤1)中，各级单元的初始移相角为：

式中，i为单元编号，且1≤i≤N，N为级联型变换器的总级数；i_order为第i级单元的移相角编号，0≤i_order≤N-1，且移相角编号互不重复。

3.如权利要求1所述的一种减小级联型变换器内部绝缘应力的调制方法，其特征在于：所述步骤2)中，对级联型变换器中各级单元的初始移相角进行优化，得到各级单元的最优移相角的方法，包括以下步骤：

2.1)对绝缘材料的极化损耗进行分析，根据分析结果得到对级联型变换器进行绝缘设计时需要考虑的主要影响因素；

2.2)根据各级单元的输出电压以及步骤2.1)中得到的对级联型变换器进行绝缘设计时所需要考虑的主要影响因素，确定需要优化的谐波分量；

2.3)以步骤2.2)中确定的谐波分量的谐波电压幅值之和最小为目标对各级单元的载波相位进行优化，得到各级单元的最优移相角。

4.如权利要求3所述的一种减小级联型变换器内部绝缘应力的调制方法，其特征在于：所述步骤2.1)中，绝缘材料的极化损耗P为：

式中，f_l为输出电压的基波频率，ε″为相对介电常数ε的虚部分量，C₀为级联型变换器输出端口和大地之间等效电容，U_n,RMS为级联型变换器输出对地电压中第n次谐波分量的有效值。

5.如权利要求3所述的一种减小级联型变换器内部绝缘应力的调制方法，其特征在于：所述步骤2.2)中，各级单元的输出电压

的表达式为：

式中，M为电压利用率；E为各级单元的母线电压；J_n为贝塞尔函数，m和n为分解的谐波次数；ω_l为输出电压的角频率；t为时间；F为f_s和f_l的比值，f_l为输出电压的基波频率，f_s为每级单元的开关频率，且开关频率f_s远大于输出电压的基波频率f_l；α_i为各级单元的初始移相角。

6.如权利要求5所述的一种减小级联型变换器内部绝缘应力的调制方法，其特征在于：所述需要优化的谐波分量为：各级单元的输出电压中在m为偶数并且n为奇数的高频谐波分量。

7.如权利要求3所述的一种减小级联型变换器内部绝缘应力的调制方法，其特征在于：所述步骤2.3)中，建立的优化函数为：

式中，i为单元编号，且1≤i≤N，N为级联型变换器的总级数；k为第i级单元以下的单元编号，1≤k≤i；α_k为第k级单元的载波移相角。

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