CN111245248A - 谐振电路、谐振电路的控制方法和设备终端 - Google Patents
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Abstract
本发明涉及谐振电路、谐振电路的控制方法和设备终端，该谐振电路包括多路并联连接的串联谐振电路，每路串联谐振电路均包括依次连接的开关控制单元、串联谐振单元和功率变压器单元，每路串联谐振单元均包括谐振电容、谐振电感和电压钳位单元，当谐振电路的带载功率增加时，每路串联谐振电路中开关控制单元均用于将开关频率从低向高调节至预设开关频率，预设开关频率小于或等于谐振电路的谐振频率，每路串联谐振电路中电压钳位单元均用于对各自串联谐振电路中谐振电容的谐振电压分别进行电压钳位以使每路串联谐振电路中功率变压器单元在预设开关频率所对应的开关周期内只进行谐振周期时间长度的功率传输，实现了各个串联谐振电路的自然均流输出。
Description
技术领域
本发明涉及电路领域，尤其涉及一种谐振电路、谐振电路的控制方法和设备终端。
背景技术
传统的串联谐振电路LLC拓扑具有原边开关管零电压软开关、电路高效和EMI电子干扰小等特点，广泛应用于DC-DC的直流变换部分。但由于其输出纹波电流大，在应用于大电流输出的电源设计时，通常需要引入很多的电容来减小输出的纹波，然而上述多相交错技术虽然能大大改善输出的纹波特性，但是在低压大电流应用时，通常无法很好的完成均流，且随着开关频率的提高，LLC谐振腔内的参数误差将越来越难控制，此时输出侧的均流误差越来越大。
发明内容
鉴于此，本发明提供一种谐振电路，该谐振电路包括多路串联谐振电路，能够通过每路串联谐振电路中的电压钳位单元与谐振电路中的开关控制单元、谐振电容、谐振电感和功率变压器单元的相互配合，进而在开关控制单元对应的每个开关周期内只进行谐振周期时间长度的功率传输，实现了各个串联谐振电路的自然均流输出，减小了电子干扰以及次级输出侧滤波电容的使用量，方便了次级同步整流的设计，极大地降低了谐振电路输出测的均流误差，解决了现有LLC技术中因谐振腔内的硬件参数误差而导致的均流偏移严重的问题，提高了可生产性以及对应的电路工作效率。
一种谐振电路，谐振电路包括多路并联连接的串联谐振电路，每路串联谐振电路均包括依次连接的开关控制单元、串联谐振单元和功率变压器单元，每路串联谐振单元均包括谐振电容、谐振电感和电压钳位单元；
当谐振电路的带载功率增加时，每路串联谐振电路中的开关控制单元均用于将开关频率从低向高调节至预设开关频率，预设开关频率小于或等于谐振电路的谐振频率；
每路串联谐振电路中电压钳位单元均用于对各自串联谐振电路中谐振电容的谐振电压分别进行电压钳位以使每路串联谐振电路中的功率变压器单元在预设开关频率所对应的开关周期内只进行谐振周期时间长度的功率传输，以实现各个串联谐振电路的自然均流。
在一个实施例中，每路串联谐振电路中的开关控制单元还用于在预设开关频率下的开关控制信号的占空比在同一个开关周期内的正负半周分别保持相同。
在一个实施例中，每路串联谐振电路中的开关控制单元还用于在预设开关频率下的开关控制信号在同一个开关周期内进行死区控制。
在一个实施例中，在每路串联谐振电路中，电压钳位单元采用电阻、电容、电感、压敏元件和变压器中的任意一种，电压钳位单元与谐振电容并联连接。
在一个实施例中，在每路串联谐振电路中，电压钳位单元采用二极管器件，电压钳位单元包括第一二极管和第二二极管，第一二极管与谐振电容并联连接，第二二极管的阳极分别与第一二极管的阴极和谐振电容相连接，第二二极管的阴极用于与电路电源相连接。
在一个实施例中，二极管采用瞬态抑制二极管或稳压二极管。
在一个实施例中，开关控制单元采用对称桥式电路或非对称桥式电路。
此外，还提供一种谐振电路的控制方法，控制方法应用于上述谐振电路，控制方法包括：
当谐振电路的带载功率增加时，将每路串联谐振电路中的开关控制单元的开关频率均从低向高调节至预设开关频率，预设开关频率小于或等于谐振电路的谐振频率；
通过各自对应的电压钳位单元对每路串联谐振电路中谐振电容的谐振电压分别进行电压钳位以使每路串联谐振电路中的功率变压器单元在预设开关频率所对应的开关周期内只进行谐振周期时间长度的功率传输，以实现各个串联谐振电路的自然均流。
在一个实施例中，上述控制方法还包括：
将任意相邻两个串联谐振电路中的开关控制单元在预设开关频率下的开关控制信号的相位角的差值设置为60度或90度。
此外，还提供一种设备终端，设备终端设置有上述谐振电路。
上述谐振电路，包括多路并联连接的串联谐振电路，每路串联谐振电路均包括依次连接的开关控制单元、串联谐振单元和功率变压器单元，每路串联谐振单元均包括谐振电容、谐振电感和电压钳位单元，当谐振电路的带载功率增加时，每路串联谐振电路中的开关控制单元均用于将开关频率从低向高调节至预设开关频率，预设开关频率小于或等于谐振电路的谐振频率，每路串联谐振电路中电压钳位单元均用于对各自串联谐振电路中谐振电容的谐振电压分别进行电压钳位以使每路串联谐振电路中的功率变压器单元在预设开关频率所对应的开关周期内只进行谐振周期时间长度的功率传输，以实现各个串联谐振电路的自然均流，能够通过每路串联谐振电路中的电压钳位单元与谐振电路中的开关控制单元、谐振电容、谐振电感和功率变压器单元的相互配合，进而在开关控制单元对应的每个开关周期内只进行谐振周期时间长度的功率传输，实现了各个串联谐振电路的自然均流输出，减小了电子干扰以及次级输出滤波电容使用量，方便了次级同步整流的设计，极大地降低了谐振电路输出测的均流误差，解决了现有LLC技术中因谐振腔内的硬件参数误差而导致的均流偏移严重的问题，提高了可生产性以及对应的电路工作效率。
附图说明
为了更清楚地说明本发明的技术方案，下面将对实施例中所需要使用的附图作简单地介绍，应当理解，以下附图仅示出了本发明的某些实施例，因此不应被看作是对本发明保护范围的限定。在各个附图中，类似的构成部分采用类似的编号。
图1为一个实施例中提供的一种谐振电路中的一路串联谐振电路的结构框图；
图2为一个实施例中提供的一种谐振电路的结构框图；
图3为一个实施例中提供的一种谐振电路中的一路串联谐振电路的电路结构图；
图4为一个实施例中提供的一种谐振电路中的一路串联谐振电路在开关控制周期正半周内工作在能量传输阶段的电路原理示意图；
图5为一个实施例中提供的一种谐振电路中的一路串联谐振电路在开关控制周期正半周内工作在钳位阶段的电路原理示意图；
图6为一个实施例中提供的一种谐振电路中的一路串联谐振电路实现软开关过程的电路原理示意图；
图7为一个实施例中提供的一种谐振电路中的一路串联谐振电路在开关控制周期负半周内工作在能量传输阶段的电路原理示意图；
图8为一个实施例中提供的一种谐振电路中的一路串联谐振电路在开关控制周期负半周内工作在钳位阶段的电路原理示意图；
图9为另一个实施例中提供的一种谐振电路中的一路串联谐振电路实现软开关过程的电路原理示意图；
图10为一个实施例中提供的一种谐振电路中两路并联连接的电路拓扑各自对应的初级电流波形；
图11为一个实施例中提供的一种谐振电路中两路并联连接的电路拓扑各自对应的次级输出电流波形；
图12为一个实施例中提供的一种谐振电路的控制方法的流程示意图；
图13为另一个实施例中提供的一种谐振电路的控制方法的流程示意图。
具体实施方式
下面将结合本发明实施例中附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。
通常在此处附图中描述和示出的本发明实施例的组件可以以各种不同的配置来布置和设计。因此，以下对在附图中提供的本发明的实施例的详细描述并非旨在限制要求保护的本发明的范围，而是仅仅表示本发明的选定实施例。基于本发明的实施例，本领域技术人员在没有做出创造性劳动的前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。
在下文中，将更全面地描述本公开的各种实施例。本公开可具有各种实施例，并且可在其中做出调整和改变。然而，应理解：不存在将本公开的各种实施例限于在此公开的特定实施例的意图，而是应将本公开理解为涵盖落入本公开的各种实施例的精神和范围内的所有调整、等同物和/或可选方案。
在下文中，可在本发明的各种实施例中使用的术语“包括”、“具有”及其同源词仅意在表示特定特征、数字、步骤、操作、元件、组件或前述项的组合，并且不应被理解为首先排除一个或更多个其它特征、数字、步骤、操作、元件、组件或前述项的组合的存在或增加一个或更多个特征、数字、步骤、操作、元件、组件或前述项的组合的可能性。
此外，术语“第一”、“第二”、“第三”等仅用于区分描述，而不能理解为指示或暗示相对重要性。
除非另有限定，否则在这里使用的所有术语(包括技术术语和科学术语)具有与本发明的各种实施例所属领域普通技术人员通常理解的含义相同的含义。所述术语(诸如在一般使用的词典中限定的术语)将被解释为具有与在相关技术领域中的语境含义相同的含义并且将不被解释为具有理想化的含义或过于正式的含义，除非在本发明的各种实施例中被清楚地限定。
一种谐振电路，谐振电路包括多路并联连接的串联谐振电路，每路串联谐振电路均包括依次连接的开关控制单元、串联谐振单元和功率变压器单元，每路串联谐振单元均包括谐振电容、谐振电感和电压钳位单元。
当谐振电路的带载功率增加时，每路串联谐振电路中的开关控制单元均用于将开关频率从低向高调节至预设开关频率，预设开关频率小于或等于谐振电路的谐振频率。
每路串联谐振电路中电压钳位单元均用于对各自串联谐振电路中谐振电容的谐振电压分别进行电压钳位以使每路串联谐振电路中的功率变压器单元在预设开关频率所对应的开关周期内只进行谐振周期时间长度的功率传输，以实现各个串联谐振电路的自然均流。
上述谐振电路，能够通过每路串联谐振电路中的电压钳位单元与谐振电路中的开关控制单元、谐振电容、谐振电感和功率变压器单元的相互配合，进而在开关控制单元对应的每个开关周期内只进行谐振周期时间长度的功率传输，实现了各个串联谐振电路的自然均流输出，减小了电子干扰以及次级输出滤波电容使用量，方便了次级同步整流的设计，极大地降低了谐振电路输出测的均流误差，解决了现有LLC技术中因谐振腔内的硬件参数误差而导致的均流偏移严重的问题，提高了可生产性以及对应的电路工作效率。
图1为一个实施例中提供的一种谐振电路中其中任意一路串联谐振电路100的结构框图，包括开关控制单元110、串联谐振单元120和功率变压器单元130，该串联谐振单元120均包括谐振电容Cr1、谐振电感Lr和电压钳位单元122，开关控制单元110、串联谐振单元120和功率变压器单元130依次相连接，其中，开关控制单元110外接电源，功率变压器单元130外接负载，显然该谐振电路包括多路并联的串联谐振电路，每路串联谐振电路具有上述相同的电路结构以及对应的电路参数，其中，谐振电容Cr1和谐振电感Lr通常简称为谐振腔。
图2为一个实施例中提供的一种谐振电路200的结构框图，包括N路路并联的串联谐振电路，每一路串联谐振电路的电路结构以及电路参数理论上均与上述串联谐振电路100的电路结构以及电路参数相同，N为大于或等于2的正整数。
在一个实施例中，每路串联谐振电路中的开关控制单元还用于在预设开关频率下的开关控制信号的占空比在同一个开关周期内的正负半周分别保持相同。
其中，将开关控制单元在预设开关频率下的开关控制信号的占空比在同一个开关周期内的正负半周分别保持相同，有助于更进一步提高各路串联谐振电路在同一个开关周期内的均流输出特性。
在一个实施例中，每路串联谐振电路中的开关控制单元还用于在预设开关频率下的开关控制信号在同一个开关周期内进行死区控制。
其中，开关控制单元在预设开关频率下的开关控制信号通常分为正半周和负半周，因此，开关控制单元中的开关在断开之后电路电流继续保持原有方向，因而存在死区控制。
在一个实施例中，在每路串联谐振电路中，电压钳位单元采用电阻、电容、电感、压敏元件和变压器中的任意一种，电压钳位单元与谐振电容并联连接。
其中，当采用电压钳位单元采用电阻、电容、电感、压敏元件和变压器中的任意一种时，例如采用变压器时，电压钳位单元与谐振电容并联连接，该变压器通常采用功率变压器，通过功率变压器能够实现上述电压钳位单元的功能，以将每路串联谐振电路中在一个开关周期内除谐振周期长度所传输的能量外多余的电路能量输出到功率变压器的负载。
在一个实施例中，在每路串联谐振电路中，电压钳位单元采用二极管器件，电压钳位单元包括第一二极管和第二二极管，第一二极管与谐振电容并联连接，第二二极管的阳极分别与第一二极管的阴极和谐振电容相连接，第二二极管的阴极用于与电路电源相连接。
在一个实施例中，二极管采用瞬态抑制二极管或稳压二极管。
在一个实施例中，开关控制单元采用对称桥式电路或非对称桥式电路。
在一个实施例中，如图3所示，以图1中所示的谐振电路中的一路串联谐振电路100为例，开关控制单元110采用非对称桥式电路，包括开关管S1和开关管S2，串联谐振单元120包括谐振电容Cr1、电容Cr2、谐振电感Lr和电压钳位单元122，电压钳位单元122包括第一二极管D1和第二二极管D2，第一二极管D1与谐振电容Cr1并联连接，第二二极管D2的阳极分别与第一二管D1的阴极和谐振电容Cr1相连接，第二二极管D2的阴极用于与电路电源相连接，此外功率变压器单元130中功率变压器以T表示，功率变压器T副边相连接还有整流滤波输出控制单元140，该整流滤波输出控制单元140由二极管电路和电容构成，如图3所示，该整流滤波输出控制单元140包括二极管D3、D4、D5和D6，以及电容Cr3，其中，功率变压器T的中的原边电感以Lm表示。
其中，以上述图3所示的串联谐振电路100为例，说明串联谐振电路的工作过程原理，由于开关控制单元中的开关控制周期内存在正负半周，该串联谐振电路100包括以下过程(为便于理解，将各个阶段的电流通路方向以黑色加粗实线示出)：
模式一：能量传输阶段
如图4所示，在开关控制周期的正半周内，开关管S1导通，功率变压器T原边正向励磁，通过Lr、Cr1及功率变压器T向副边传输能量，进一步通过整流滤波输出控制单元140进行输出。
模式二：钳位阶段
如图5所示，在开关控制周期的正半周内，开关管S1继续保持导通状态，功率变压器T原边正向励磁，当谐振电容Cr1的电压达到谐振电压Vin时(或者其它钳位电路达到钳位的等效电压时)，D2导通，谐振电容Cr1上的电压被钳位到Vin，此时不再向副边传输能量，随着开关管S1的开关频率从低频向高频控制调节至预设开关频率，预设开关频率的最大值略小于或等于谐振频率fr，就保证了每个开关周期只有谐振周期时间长度进行功率传输，进而控制了每个周期传输的能量相同，并且在不同的参数下的多路仍可以保证传输的能量基本相同，进而控制了次级输出侧的均流，从而实现多路串联谐振短路并联时的自然均流特性。
模式三：软开关实现过程
如图6所示，开关管S1关断，进入死区时间，在死区时间内，电流继续保持原来的方向，D2关断，将开关管S2的体二极管打通，将S2的结电容电压放电，完成开关管S2的零电压开通的条件。
模式四：能量传输阶段
如图7所示，在开关控制周期的负半周内，开关管S2开通，谐振电容Cr1储存的能量进行释放，电流反向，流过谐振电感Lr，通过功率变压器T反向励磁，向副边传输能量，进一步通过整流滤波输出控制单元140进行输出。
模式五：钳位阶段
如图8所示，在开关控制周期的负半周内，开关管S2导通，D1开通，电流继续保持原来的方向，此时不再向副边输出能量，与正半周的模式二的阶段相同，保证了每个开关周期只有谐振周期时间长度进行功率传输，进而控制了每个周期传输的能量相同，并且在不同的参数下的多路仍可以保证传输的能量基本相同，进而控制了次级输出侧的均流，从而实现多路串联谐振短路并联时的自然均流特性。
模式六：软开关实现过程
如图9所示，开关管S2关断，在死区时间内，电流继续保持原来的方向，D1关断，将开关管S1的体二极管打通，将开关管S1的结电容电压放电，完成开关管S1的零电压开通的条件。
其中，在开关管调节开关频率的过程中，若要实现控制每个周期的增益相同，从而达到次级均流的效果，则首先在设计谐振腔参数时要有指向性的使用fs<fr(谐振频率)的工作区域，并且在电路参数上通过二极管或者其他钳位结构实现谐振电容电压钳位(以电流形式的钳位也可)。进一步地，结合上述谐振电路，得出了增益关系式如下：
其中，Uin表示每路串联谐振电路对应的电源侧输入电压，Uo表示每路串联谐振电路对应的负载侧输出电压，G为增益，fs为开关频率，fr为谐振频率，Lr为谐振电感参数，Cr为谐振电容参数。Ro为负载电阻，η为变换效率。tr为谐振周期，ts为开关周期。
上述增益G的推导主要是利用能量守恒进行推导，原边谐振腔内谐振电容存储的能量减去原边谐振腔的损耗能量等于副边的负载消耗的能量。其中，原边谐振腔的损耗是指钳位时的励磁能量、原边励磁能量及开关管损耗能量，推导过程如下：
其中，
表示为在一个开关周期内谐振电容存储的能量，
表示原边谐振腔的损耗能量，该项值非常小，可忽略不计，则化简后，增益为：
归一化后，得到该串联谐振电路的增益为：
变量定义：Uin为输入电压，Uo为输出电压，Ro为负载电阻，η为转换效率，fs为开关频率，fr为谐振频率，Cr为谐振电容，N为变压器的初次级线圈匝数比。
进一步地，其中，η的取值在模型近似研究时可取1或者非常接近1的一个常数(如0.95)，这里取1代入后，简化后的增益G及归一化增益M分别如下所示：
简化后的增益G：
归一化增益M：
传统串联谐振电路并联下的不均流原因，主要是由于谐振腔的谐振电容Cr、谐振电感Lr和功率变压器电感Lm在实际生产中的误差造成了均流的不均衡，甚至多变量影响下的均流问题的叠加与放大，进而影响产品的可靠性，根据上述增益G公式，我们有以下结论：
结论一：增益G与(负载电阻Ro、开关频率fs和谐振电容Cr)的二分之一次方有关，与谐振电感Lr无关，与功率变压器的原边电感Lm无关。即当两路或多路并联输出时，增益与谐振电感Lr无关，从而解决了传统LLC(串联谐振电路)并联时的增益影响均流问题；
结论二：增益G与控制方式中的开关管的开关控制信号的交错或者不交错发波控制无关，保持开关频率一致或者近似即可；
结论三：并联时，负载电阻Ro相同，开关频率fs相同，此时增益G仅仅与谐振电容Cr有关，此时的增益G正相关于谐振电容Cr的二分之一次方。
进一步地，这里进行误差分析，若谐振电容的误差△Cr在5％，则增益的误差相差△G，可进一步地计算对应的误差比例。这里以两路为例，进行直接相除，得到误差比例K：
其中，实际器件厂商标称值假设为Cr，Cr1为其中一路串联谐振电路的谐振电容，Cr2为并联的另外一路串联谐振电路的谐振电容值，其中，G为增益，fs为开关频率，fr为谐振频率，Lr为谐振电感参数，Cr为谐振电容参数，Ro为负载电阻，η为变换效率。tr为谐振周期，ts为开关周期，显然可得到：
可发现，实际器件在该控制思想下的增益误差K的最大值为2.5％，对均流影响比较小。
综上所述，通过上述的数学推导分析，从理论层面上验证了均流的控制思想。
进一步地，以两路串联谐振电路并联时的谐振电路进行验证，以Uin＝400V电源输入，14V 150A输出进行两路交错设计，此时谐振腔内的参数选择为：谐振电容Cr1＝100nF,谐振电感Lr1＝16uH，主变压器Lm1＝200uH(匝比14:1)，由于考虑到实际的制造工艺偏差，电感偏差一般较大，而电容一般偏差较小。此时选择第二路的谐振腔的参数为：谐振电容Cr2＝100nF,谐振电感Lr2＝18uH，主变压器Lm2＝200uH(匝比14:1)。此时，谐振电感偏差较大，差值为2uH，此时进行仿真验证设计,此时电感量偏差(将该两路进行比较)：
利用PSIM工具进行搭建仿真模型，以两路交错为例进行的仿真，为了方便软件进行自动测量功能，该种控制策略的均流可以适用于任意相位角，这里使用原边相差180度进行仿真实验(通常情况下默认的两路交错为90度相位角)，得到如下图10和图11所示波形：
如图10所示，两路电路拓扑各自的初级电流波形，Ip1为第一路，Ip2为第二路，如图11所示，两路拓扑各自的次级电流波形，Isec1为第一路，Isec2为第二路。
显然，根据图11，可得到在时间0.4000009S-0.4000150S内：Isec1＝78.517705A(平均电流)，Isec2＝77.147702A(平均电流)，此时，两路副边的电流偏差较小，基本可以忽略不计，以两位有效数字进行均流度计算：
显然，在谐振腔内的谐振电感相差11.75％的情况下，均流度ΔI为1.75％。以目前普通厂商的实际批量产品的制作水平，一般都可保证电感量偏差在8％以内，而电源产品要求均流度5％以下，这样就可以用廉价的制作成本来获得更高的均流度性能，具有非常深远的实用意义。
其中，需要指出的是，任意相位角度均可以实现均流功能，特别需要单独说明的是，通过控制预设频率下的开关控制信号相位角呈现多路交错时(即并联支路中的每路串联谐振电路对应的开关控制信号的相位角均相差一定角度)可以优化相位角度，就可以实现更少的输出电容、更高的效率和更低的成本，该谐振电路将在在高频开关电源(10kHz到10MHz)中具有广泛的应用价值。
此外，如图12所示，还提供一种谐振电路的控制方法，控制方法应用于上述谐振电路，该控制方法包括：
步骤S210，当谐振电路的带载功率增加时，将每路串联谐振电路中的开关控制单元的开关频率均从低向高调节至预设开关频率，预设开关频率小于或等于谐振电路的谐振频率。
步骤S220，通过各自对应的电压钳位单元对每路串联谐振电路中谐振电容的谐振电压分别进行电压钳位以使每路串联谐振电路中的功率变压器单元在预设开关频率所对应的开关周期内只进行谐振周期时间长度的功率传输，以实现各个串联谐振电路的自然均流。
在一个实施例中，如图13所示，上述控制方法还包括：
步骤S230，将任意相邻两个串联谐振电路中的开关控制单元在预设开关频率下的开关控制信号的相位角的差值设置为60度或90度。
通过控制多路交错时可以优化相位角度，就可以实现更少的输出电容、更高的效率和更低的成本，该谐振电路将在在高频开关电源(10kHz到10MHz)中具有广泛的应用价值。
此外，还提供一种设备终端，设备终端设置有上述谐振电路。
在本申请所提供的几个实施例中，应该理解到，所揭露的装置和方法，也可以通过其它的方式实现。以上所描述的装置实施例仅仅是示意性的，例如，附图中的流程图和结构图显示了根据本发明的多个实施例的装置、方法和计算机程序产品的可能实现的体系架构、功能和操作。在这点上，流程图或框图中的每个方框可以代表一个模块、程序段或代码的一部分，所述模块、程序段或代码的一部分包含一个或多个用于实现规定的逻辑功能的可执行指令。也应当注意，在作为替换的实现方式中，方框中所标注的功能也可以以不同于附图中所标注的顺序发生。例如，两个连续的方框实际上可以基本并行地执行，它们有时也可以按相反的顺序执行，这依所涉及的功能而定。也要注意的是，结构图和/或流程图中的每个方框、以及结构图和/或流程图中的方框的组合，可以用执行规定的功能或动作的专用的基于硬件的系统来实现，或者可以用专用硬件与计算机指令的组合来实现。
另外，在本发明各个实施例中的各功能模块或单元可以集成在一起形成一个独立的部分，也可以是各个模块单独存在，也可以两个或更多个模块集成形成一个独立的部分。
所述功能如果以软件功能模块的形式实现并作为独立的产品销售或使用时，可以存储在一个计算机可读取存储介质中。基于这样的理解，本发明的技术方案本质上或者说对现有技术做出贡献的部分或者该技术方案的部分可以以软件产品的形式体现出来，该计算机软件产品存储在一个存储介质中，包括若干指令用以使得一台计算机设备(可以是智能手机、个人计算机、服务器、或者网络设备等)执行本发明各个实施例所述方法的全部或部分步骤。而前述的存储介质包括：U盘、移动硬盘、只读存储器(ROM，Read-Only Memory)、随机存取存储器(RAM，Random Access Memory)、磁碟或者光盘等各种可以存储程序代码的介质。
以上所述，仅为本发明的具体实施方式，但本发明的保护范围并不局限于此，任何熟悉本技术领域的技术人员在本发明揭露的技术范围内，可轻易想到变化或替换，都应涵盖在本发明的保护范围之内。
Claims (10)
1.一种谐振电路，其特征在于，所述谐振电路包括多路并联连接的串联谐振电路，每路串联谐振电路均包括依次连接的开关控制单元、串联谐振单元和功率变压器单元，每路串联谐振单元均包括谐振电容、谐振电感和电压钳位单元；
当所述谐振电路的带载功率增加时，每路串联谐振电路中的开关控制单元均用于将开关频率从低向高调节至预设开关频率，所述预设开关频率小于或等于所述谐振电路的谐振频率；
每路串联谐振电路中电压钳位单元均用于对各自串联谐振电路中谐振电容的谐振电压分别进行电压钳位以使每路串联谐振电路中的功率变压器单元在所述预设开关频率所对应的开关周期内只进行谐振周期时间长度的功率传输，以实现各个串联谐振电路的自然均流。
2.根据权利要求1所述的谐振电路，其特征在于，每路串联谐振电路中的开关控制单元还用于在所述预设开关频率下的开关控制信号的占空比在同一个开关周期内的正负半周分别保持相同。
3.根据权利要求2所述的谐振电路，其特征在于，每路串联谐振电路中的开关控制单元还用于在所述预设开关频率下的开关控制信号在同一个开关周期内进行死区控制。
4.根据权利要求1所述的谐振电路，其特征在于，在每路串联谐振电路中，电压钳位单元采用电阻、电容、电感、压敏元件和变压器中的任意一种，所述电压钳位单元与谐振电容并联连接。
5.根据权利要求1所述的谐振电路，其特征在于，在每路串联谐振电路中，电压钳位单元采用二极管器件，所述电压钳位单元包括第一二极管和第二二极管，所述第一二极管与谐振电容并联连接，所述第二二极管的阳极分别与所述第一二极管的阴极和所述谐振电容相连接，所述第二二极管的阴极用于与电路电源相连接。
6.根据权利要求5所述的谐振电路，其特征在于，所述二极管采用瞬态抑制二极管或稳压二极管。
7.根据权利要求1所述的谐振电路，其特征在于，所述开关控制单元采用对称桥式电路或非对称桥式电路。
8.一种谐振电路的控制方法，其特征在于，所述控制方法应用于权利要求1-7中任一项所述的谐振电路，所述控制方法包括：
当所述谐振电路的带载功率增加时，将每路串联谐振电路中的开关控制单元的开关频率均从低向高调节至预设开关频率，所述预设开关频率小于或等于所述谐振电路的谐振频率；
通过各自对应的电压钳位单元对每路串联谐振电路中谐振电容的谐振电压分别进行电压钳位以使每路串联谐振电路中的功率变压器单元在所述预设开关频率所对应的开关周期内只进行谐振周期时间长度的功率传输，以实现各个串联谐振电路的自然均流。
9.根据权利要求8所述的控制方法，其特征在于，所述控制方法还包括：
将任意相邻两个串联谐振电路中的开关控制单元在所述预设开关频率下的开关控制信号的相位角的差值设置为60度或90度。
10.一种设备终端，其特征在于，所述设备终端设置有权利要求1-7中任一项所述的谐振电路。
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