CN111239694B - 一种中大功率有源相控阵雷达tr组件供电电路结构及控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种中大功率有源相控阵雷达TR组件供电电路结构，它包括控制器U1、LLC谐振电路、采样和保护电路和TR组件；所述控制器U1分别与LLC谐振电路和TR组件连接进行统一控制，所述采样和保护电路分别与所述控制器U1、LLC谐振电路和TR组件连接，实现电流电压的检测和限流过压保护。通过将传统射频电源管理芯片和TR组件控制芯片调整为同一的FPGA，同时对TR组件和LLC谐振电路统一控制，便于FPGA针对负载加载时间和时长实施更加智能的控制，同时避免了数字电路响应慢的缺点；可移植性强，针对不同的天线雷达阵列的供电，可以通过调整软件参数不需要更改硬件电路，可为后续电源和控制实现集成化。

Description

一种中大功率有源相控阵雷达TR组件供电电路结构及控制 方法

技术领域

本发明涉及相控阵雷达技术领域，尤其涉及一种中大功率有源相控阵雷达TR组件供电电路结构及控制方法。

背景技术

有源相控阵天线设计的核心是T/R组件。T/R组件设计考虑的主要因素有：不同形式集成电路的个数，功率输出的高低，接收的噪声系数大小，幅度和相位控制的精度。一个T/R模块的基本芯片设置包括了3个MMIC组件和1个数字大规模集成电路(VLSI)。

理想情况下，所有模块的电路需要集成到一个芯片上，在过去的几十年，大家也都在为这个目标而努力。然而，由于系统对不同功能单元需求的差别，现有的工程技术在系统性能与实现难度上进行了折衷的考虑，因此普遍的做法是将电路按功能进行了分类，然后放置于不同的芯片上，再通过混合的微电路进行连接。而其中PA功率放大器目前市场主要器件为第二代工艺GaAs，其主要的特点为供电电压5-8V,单个PA的功率普遍在10W以下。随着第三代半导体技术GaN的日趋成熟，GaN半导体MMIC将在有源相控阵领域逐渐取代GaAs器件。由于相较于GaAs的5-8V的工作电压，GaN的工作电压可以达到28V-50V，供电电压的上升，相较于以前输出小电压大电流的电源供电场合，可以供选择的电源拓扑变得更加广泛。

在工业领域DCDC开关变换电路尤以LLC谐振回路最为热门，因为LLC谐振回路能够实现MOS管的软开通以及副边二极管的零电流关断，系统效率提高的同时能够提高系统的可靠性；能够减少对外的EMI辐射水平，使得EMC设计更加容易；因为输出本身为正弦波所以输出不需要加滤波电感；同时，由于本身LLC为隔离电路，能够更好的将输入和射频电源隔离起来。早期的GaAs器件，由于供电电压很小，所以输出电流非常大。如果使用LLC电路，输出电流过大的话会出现由于输出钽电容或者电解电容的内阻在纹波电流下发热过大，增加了系统的不可靠性。不得不增加大量的输出电容，使得射频电源的供电电路过于庞大。所以，早期的GaAs器件的PA放大器供电一般采用的是移相全桥的拓扑，而移相全桥拓扑的电源结构缺点有：轻载时工作在非软开关模式效率较低；副边二极管不能实现零电流关断且容易出现电压震荡；占空比容易丢失。

除了变换器的拓扑外，在控制方案上面大功率的电源目前市场也在朝着数字化发展。小功率的DCDC开关电源主要还是模拟的PMIC芯片占主导地位。大功率电源数字化的主要原因在于控制更加智能化，像机场助航灯动则30KW的功率，也已经慢慢切换到数字电源；水利水电的操作电源由原来的模拟电路慢慢过渡到数字电源。在有源相控阵雷达领域，射频电源做的比较好的VICOR，实际使用过程中，还是会存在一些可靠性问题。以前的有源相控阵雷达的射频供电和移相器的数字控制处理器(VLSI)是两个完全不相干的电路。主要的供电方式和传统的UPS供电一致，射频供电电源根据输出电压或者电流的变化进行调节。针对新的半导体技术特点和供电智能化的需求，提出了新的雷达TR组件供电控制架构，并提出了相关的控制策略满足TR组件对射频供电的要求。

发明内容

本发明的目的在于克服现有技术的不足，提供一种中大功率有源相控阵雷达TR组件供电电路结构及控制方法，解决了传统相控阵雷达TR组件供电方法存在的缺陷。

本发明的目的是通过以下技术方案来实现的：一种中大功率有源相控阵雷达TR组件供电电路结构，它包括控制器U1、LLC谐振电路、采样和保护电路以及TR组件；所述控制器U1分别与LLC谐振电路和TR组件连接进行统一控制，所述采样和保护电路分别与所述控制器U1、LLC谐振电路和TR组件连接，实现电流电压的检测和限流过压保护。

所述TR组件包括移相器、低噪声/功率放大器和有源相控天线阵列；所述移相器、低噪声/功率放大器和有源相控天线阵列依次连接，所述控制器U1与所述移相器控制连接；所述采样和保护电路与所述低噪声/功率放大器连接。

所述LLC谐振电路包括MOS管Q1和Q2、二极管D1和D2、电感L1、电容C1和变压器T1；MOS管Q1和Q2的栅极通过隔离驱动IC与控制器U1连接，MOS管Q1的漏极与Q2的源极连接，MOS管Q2的漏极连接输入电压的负极；MOS管Q1和Q2的漏极连接到变压器T1的原边端，主要实现LLC谐振电路的开关，通过控制器U1发出的PWM波形产生方波信号经过LLC谐振电路的谐振网络实现能量从变压器T1原边端到副边端的传递；电感T1和电容C1形成一个串联谐振腔连接到MOS管Q1漏极与变压器T1原边端之间；

二极管D1和D2的一端连接到变压器T1的副边端，另一端相互连接后与低噪声/功率放大器电源的输入端连接，变压器T1副边端的中点处连接到低噪声/功率放大器的电源输入端的负极；二极管D1和D2实现对LLC谐振电路输出波形的整流，减少对外的辐射并保证在关断时为零电流关断。

还包括隔离驱动IC，连接在所述控制器U1与所述MOS管Q1和Q2的栅极之间；实现将所述控制器U1的两路PWM波形和所述LLC谐振电路进行隔离，以及增加驱动MOS管的电流；低噪声/功率放大器供电电源的负电压输出端连接MOS管Q2的漏极；所述滤波电容C2连接到二极管D1和D2与变压器T副边端中点处之间。

所述采样和保护电路包括由器件U4、U5和U6组成的电流采样和限流保护电路，以及由器件U2和U3组成的输出电压采样和过压保护电路；

器件U2的正负相输入端与C2的输出端连接，U2的输出端连接到器件U3的正相输入端和所述控制器U1的ADC口；器件U3的负相输入端接电压可调电路，U3输出端连接到所述控制器U1的IO口；

器件U4的正相输入端连接到所述U5的输出口，负相输入端接电压可调电路，输出端连接到控制器U1的IO口；器件U5的正负相输入端与器件U6连接，输出端连接到控制器U1的ADC口；器件U6的输入端分别与所述MOS管Q1的源极和输入Vin+连接。

器件U2和U5为运算放大器，负责将输出电压和输入电流经过放大或衰减为控制器U1的ADC口能够承受的电压，实时反馈输出电压和输入电流情况并在过压和过流情况下实施保护机制；

器件U3和U4为比较器，将采样到的电压电流与设定的电压电流比较，如果超过设定允许的最大值时比较器发生反转，快速输入到控制器U1的IO口，实现控制器U1快速的采取保护机制。

一种基于中大功率有源相控阵雷达TR组件供电电路结构的供电控制方法，所述供电控制方法包括：

控制器U1分别控制移相器和LLC谐振电路的发波以及输出，实现统一控制；

判断控制器U1控制信号的状态，当控制器U1为加载状态时采用定频加积分的控制策略进行供电调节。

所述定频加积分控制策略包括以下步骤:

空载：此时系统工作频率最大值，为了稳住输出电压不至于高于目标值，还存在脉冲模式发波，即PWM波不连续；

加载：此时由上位机下发命令，会输出额定电流值，所以系统控制策略为定频，如果没有上位机下发指令，继续处于PID自适应调节模式，实际工作再频率最大值；

定频F1：当上位机下发加载指令后，LLC控制系统会进行快速响应，在多个周期内将工作频率调整到F1处，能够保证快速的向TR组件提供能量；

PID(F1±F2)：定频到一定时间后，会进行小范围的PID调节，目的在于输入电压可能会存在小许波动，便于系统稳定输出同时对输出的电流影响不大；

卸载：此时LLC控制器跳出定频+PID(F1±F2)的模式，进行自适应调节。最终工作频率工作在最高频率处。

所述供电控制方法还包括当控制器U1为空载状态时采用PID控制策略进行供电调节。

所述供电控制方法还包括：

当器件传感器U6检测到输入电流超过阈值时，通过运算放大器U5与设定的限流点电压做比较，运算放大器U5输出高电平到控制器U1的IO口，使LLC谐振电路的工作频率往谐振频率调整，避免LLC谐振电路工作在硬开关状态和限制过流输入的情况；

当传感器U6检测到输入电压超过阈值时，通过运算放大器U2采样后和比较器U3进行比较，超过设定的输出值时通过定频加积分控制策略进行供电调节实现过压保护。

本发明的有益效果是：一种中大功率有源相控阵雷达TR组件供电电路结构及控制方法，通过将传统射频电源管理芯片和TR组件控制芯片调整为同一的FPGA，同时对TR组件和LLC谐振电路统一控制，便于FPGA针对负载加载时间和时长实施更加智能的控制，同时避免了数字电路响应慢的缺点；可移植性强，针对不同的天线雷达阵列的供电，可以通过调整软件参数不需要更改硬件电路，可为后续电源和控制实现集成化；

通过将射频电路的拓扑由其他的DCDC拓扑更换为LLC拓扑，让LLC整个工作区间为软开关状态，提高了DCDC变换的效率，且由于采用软开关技术向外辐射的能量更小，使得后续的滤波器更便于设计；采用了新式的限流使LLC工作在非ZVS区，系统可靠性更高，且LLC因为减少了输出的整流电感，体积可以设计得更小。

附图说明

图1为本发明的供电电路拓扑图；

图2为PID调节的策略图；

图3为本发明供电控制方法的策略图；

图4为在不同负载下LLC输出增益和工作频率曲线图；

图5为在额定负载下LLC输出增益和工作频率曲线图；

图6为在特定情况下LLC输出增益和工作频率曲线图。

具体实施方式

为使本发明实施例的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。通常在此处附图中描述和示出的本发明实施例的组件可以以各种不同的配置来布置和设计。

因此，以下对在附图中提供的本发明的实施例的详细描述并非旨在限制要求保护的本发明的范围，而是仅仅表示本发明的选定实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有作出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。

应注意到：相似的标号和字母在下面的附图中表示类似项，因此，一旦某一项在一个附图中被定义，则在随后的附图中不需要对其进行进一步定义和解释。

在本发明的描述中，需要说明的是，术语“上”、“内”、“外”等指示的方位或位置关系为基于附图所示的方位或位置关系，或者是该发明产品使用时惯常摆放的方位或位置关系，仅是为了便于描述本发明和简化描述，而不是指示或暗示所指的装置或元件必须具有特定的方位、以特定的方位构造和操作，因此不能理解为对本发明的限制。

在本发明的描述中，还需要说明的是，除非另有明确的规定和限定，术语“设置”、“安装”、“连接”应做广义理解，例如，可以是固定连接，也可以是可拆卸连接，或一体地连接；可以是机械连接，也可以是电连接；可以是直接相连，也可以通过中间媒介间接相连，可以是两个元件内部的连通。对于本领域的普通技术人员而言，可以具体情况理解上述术语在本发明中的具体含义。

下面结合附图进一步详细描述本发明的技术方案，但本发明的保护范围不局限于以下所述。

如图1所示，一种中大功率有源相控阵雷达TR组件供电电路结构，它包括FPGA、LLC谐振电路、采样和保护电路以及TR组件；所述FPGA分别与LLC谐振电路和TR组件连接进行统一控制，所述采样和保护电路分别与所述FPGA、LLC谐振电路和TR组件连接，实现电流电压的检测和限流过压保护。

所述TR组件包括移相器、低噪声/功率放大器和有源相控天线阵列；所述移相器、低噪声/功率放大器和有源相控天线阵列依次连接，所述FPGA与所述移相器控制连接；所述采样和保护电路与所述低噪声/功率放大器连接。

进一步地，移相器为有源相控阵实现扫描功能的驱动装置,主要为数字控制，直接用FPGA的IO口进行驱动。内部为GaN工艺的MOS开关电路,每个开关电路有一个相移,通过控制多个MOS的开关实现相位的改变；低噪声/功率放大器主要为提高雷达天线的电流,增大雷达天线的发射功率,实现原纪录高灵敏度的有源相控阵雷达；有源相控天线阵列实现信号的发射和接收。

所述LLC谐振电路包括MOS管Q1和Q2、二极管D1和D2、电感L1、电容C1和变压器T1；MOS管Q1和Q2的栅极通过隔离驱动IC与控制器U1连接，MOS管Q1的漏极与Q2的源极连接，MOS管Q2的漏极连接输入电压的负极；MOS管Q1和Q2的漏极连接到变压器T1的原边端，主要实现LLC谐振电路的开关，通过控制器U1发出的PWM波形产生方波信号经过LLC谐振电路的谐振网络实现能量从变压器T1原边端到副边端的传递；电感T1和电容C1形成一个串联谐振腔连接到MOS管Q1漏极与变压器T1原边端之间；

二极管D1和D2的一端连接到变压器T1的副边端，另一端相互连接后与低噪声/功率放大器电源的输入端连接，变压器T1副边端的中点处连接到低噪声/功率放大器的电源输入端的负极；二极管D1和D2实现对LLC谐振电路输出波形的整流，减少对外的辐射并保证在关断时为零电流关断。

还包括隔离驱动IC，连接在所述控制器U1与所述MOS管Q1和Q2的栅极之间；实现将所述控制器U1的两路PWM波形和所述LLC谐振电路进行隔离，以及增加驱动MOS管的电流；低噪声/功率放大器供电电源的负电压输出端连接MOS管Q2的漏极；所述滤波电容C2连接到二极管D1和D2与变压器T副边端中点处之间。

进一步地，隔离驱动IC为LLC谐振电路的开关管的驱动电路，其主要功能包括：其一，能将U1的两路PWM波形和LLC主电路隔离开关，因为LLC主拓扑工作电压较高；其二，能够增加驱动MOS的电流,FPGA的输出IO口不能够直接驱动MOS,电压和电流都存在不足。

所述采样和保护电路包括由器件U4、U5和U6组成的电流采样和限流保护电路，以及由器件U2和U3组成的输出电压采样和过压保护电路；

器件U2的正负相输入端与C2的输出端连接，U2的输出端连接到器件U3的正相输入端和所述控制器U1的ADC口；器件U3的负相输入端接电压可调电路，U3输出端连接到所述控制器U1的IO口；

器件U4的正相输入端连接到所述U5的输出口，负相输入端接电压可调电路，输出端连接到控制器U1的IO口；器件U5的正负相输入端与器件U6连接，输出端连接到控制器U1的ADC口；器件U6的输入端分别与所述MOS管Q1的源极和输入Vin+连接。

器件U2和U5为运算放大器，负责将输出电压和电流经过放大或衰减为FPGA的ADC口能够承受的电压，实时反馈输出电压情况并在过压和过流情况下实施保护机制；

器件U3和U4为比较器，将采样到的电压电流与设定的电压电流比较，如果超过设定允许的最大值时比较器发生反转，快速输入到FPGA的IO口，便于FPGA快速的采取保护机制，而运放采样由于需要采样保持时间一般都比较慢。

进一步地，供电电路结构还包括保证FPGA正常工作需要的外围电路，X1晶振，U10为配置FLASH，加载需要运行的程序，U11为程序执行过程中间数据，J1为程序烧写入口，A3为FPGA需要正常工作需要的电源，A1电路主要为和上位机进行通信的转换电路.包括485、网口、422、LVDS等电路。

进一步地，FPGA器件内部包含有多个DSP内核，ADC模数转换模块，多路IO口；其主要作用为：通过编程实现和上位机通信，接收上位机的指令，进而控制移相器和PA(功率放大器)工作；通过编程实现LLC的发波和经过采样输出电压和输入电流，控制LLC电路稳定可靠的给U8功率放大器电路供电；通过编程实现控制移相器和PA功率放大器按照上位机的指令进行相位和幅度的变化。

如图2所示，传统的电源设计，因为只是单独的开发电源，电源开发者需要根据可能存在的负载设计相对应的环路控制，来满足电源系统的动态和稳态的特性。传统的电源控制理论还是主要依赖于经典的控制理论。因为是单输入对单输出。经典的自动控制原理为了实现输出的快速调节，稳定又引入了PID环路控制；其中，Kp负责调节输出调节快慢的，Ki负责稳态输出精度调节，Kd负责过冲和下冲斜率控制。

有源相控阵雷达的PA功率放大器的电源设计，按道理也可以按照传统的PID控制策略进行控制。因为大部分电源调节主要还是Kp比例系数进行动态调节，微分项Kd起辅助作用。PA功率放大器的电源有不同于以往的负载特性，按照以往的PID控制方法理论上也是可行，但存在一个问题：就是Kp如果使用模拟控制器进行控制，Kp项比较单一，为了平衡输出过充和下冲，往往需要在输出增加很多电容，不利于小型化的大体方向。

所以，本发明针对传统模拟的PID调节，引入了数字PID控制策略，并且加载控制和电源控制为一个控制器FPGA。针对功率放大器的脉冲性质的负载，电源调节的PID中的Kp比例系数，实际设计可以设定为非常数，根据实际的电路特性整定一个Kp(t)的函数，使得输出能够十分平滑，且不需要增加更多的输出电容，而且能够满足快速响应的要求。特别是后续电源拓扑采用LLC，且因为新器件引入LLC能够超高频化后，有源相控阵的脉冲可重复频率能够响应的提高。其PID的相控阵TR组件雷达脉冲电源其主要特点为：输出电流固定和加载的起止时间已知。

根据这两个特点，我们能够看出和以往的电源相比，其主要特点为电源的输出为主动式的，以往传统的电源只能根据负载变化，不停的进行适应，包括响应时间和调节强度，不管怎么调节因为电源的一阶二阶特性，其调节总是具有很大的滞后性。相控阵的脉冲电源输出电流已知，宽度已知，相当于需要FPGA或者其它CPU主动的去实现特定的电流波形，相比传统的被动实现脉冲电源来说，数字化的相控阵TR组件电源能够很好的实现相控阵雷达的要求。

所以，本发明的又一实施例为一种基于中大功率有源相控阵雷达TR组件供电电路结构的供电控制方法，能够解决传统电源被动的实现输出脉冲波形；所述供电控制方法包括：

S1、FPGA分别与移相器和LLC谐振电路实现统一控制；

S2、判断FPGA控制信号的状态，当FPGA为加载状态时采用定频加积分的控制策略进行供电调节。

进一步地，其中，定频加积分的控制策略为：

空载：此时系统工作频率最大值，为了稳住输出电压不至于高于目标值，还存在脉冲模式发波，即PWM波不连续；

加载：此时由上位机下发命令，会输出额定电流值，所以系统控制策略为定频，如果没有上位机下发指令，继续处于PID自适应调节模式，实际工作再频率最大值；

定频F1：当上位机下发加载指令后，LLC控制系统会进行快速响应，在2-5个周期内将工作频率调整到F1处，能够保证快速的向TR组件提供能量；

PID(F1±F2)：定频到一定时间后，会进行小范围的PID调节，目的在于输入电压可能会存在小许波动，便于系统稳定输出同时对输出的电流影响不大；

卸载：此时LLC控制器跳出定频+PID(F1±F2)的模式，进行自适应调节。最终工作频率工作在最高频率处。

其中，PID(F1±F2)，表示PID控制频率的范围为(F1-F2，F1+F2)。此控制方法目的在于输出能够及时提供需要的能量，同时也能使得输入电压有轻微变化带来的输出波动问题。

在加载的时候，输出电流很大，如果输出储能电容不大的情况下，要保证输出电压不至于跌落太多，采用以往的PID调节方法明显是不可行，但是，空载由于对响应要求不高，那么可以使用经典的PID方法。所以，整个相控阵雷达TR组件电源的控制策略分两部分。第一部分：加载的时候采用响应较快的控制策略—定频+积分调节；第二部分：空载的时候采用—经典的PID调节，其中，定频为输出电流稳态后的工作频率。

如图3所示，t1-t3为加载脉冲，其主要的控制策略为定频加积分调节；其余区间基本处于软起动或者空载状态，实施PID调节。t1-t2为PID状态向定频状态调整的时间，一般为5个周波以内，大约5uS左右。

LLC由于采用了铁氧体材料作为LLC的变压器和谐振电感的磁芯，铁氧体存在过饱和问题以及在上述的控制策略下，输出电压存在过压的风险，需要对输出电压进行过压保护和LLC限流保护。其中，U4、U5、U6则是限流保护检测的主要器件，U2和U3为输出过压保护主要的反馈器件。

如图4所示，LLC主要依靠调整频率实现电压稳压输出，图中不同曲线代表不同负载，0.3-0.7代表Q值，实际要求LLC工作在图中的ZVS区域，即曲线斜率为正的区域，因为该区域是能够保证LLC开关管工作在软开关状态的条件，而Q值的计算公式为：

对已知的LLC谐振电路，L_r和C_r代表不同的谐振电感感值和谐振电容容值，其参数是固定的而Q值的变化主要是负载的变化，LLC谐振腔负载R_e等于变压器副边端反馈到原边端的等效负载，这个R_e阻值越小，表示负载越重，其计算公式为：

当LLC输出负载越重V₀跌落越多，那么反馈到原边端的等效R_e越小负载越重，Q_f越大；在考虑R_e极端情况，即为原来的三分之一时(在早起UPS负载为服务器其电流峰值比的确存在三分之一的情况)；

如图5所示，在额定负载的情况下Q_f值为0.2，在归一化频率大于0.45是本发明中要求的ZVS区域，这个区域是保证开关管属于软开通的边界条件；所以，一般设置最小的工作频率大于0.45，如最小为0.5。

如图6所示，在特定的情况下，比如雷达负载突然加很重的载，或者其它原因导致R_e为原来的1/3.则Q_f增加到0.6，此时，LLC环路会调整工作频率到最低工作频率0.5，此时，参考红色曲线，其频率为0.5时，LLC工作在非ZVS区域，因为这一点的斜率小于0，产品存在不可靠的风险。

因为负载R_e加重伴随着LLC谐振腔的电流增大，所以，我们可以依赖于检测谐振腔的电流，当检测谐振腔的电流大于某个值后，我们就启动相关保护措施。又因为谐振腔的电流和输入电流是正比例关系，实际设计就可以不用去检测谐振腔的高频电流，降低了设计检测电流的难度。

U6霍尔传感器负责检测输入测的电流，将电流转换为电压，送至FPGA以便实时监控输入电流的情况。当U6检测到的电流超过某一数值的时候，通过U5运算放大器去和设定的限流点电压做比较，运算放大器输出高电平到FPGA的IO口，整个时间控制在2-3uS内，因为在谐振点附近始终不存在硬开通的问题，所以，只要检测到过流信号，LLC的工作频率就往谐振频率调整。定频一定的时间数后再缓慢放开。从而，避免LLC工作在硬开关的情况，同时也限制了过流的情况。

输出过压，也是同样的原理，通过U2采样后，和U3比较器进行比较，超过设定的输出值，触发保护机制，整个响应时间为uS级别。和LLC过流一样也是通过定频调节实现过压保护。

相较以往的过流和过压封波的保护机制，定频的好处主要表现为能够维持LLC的谐振状态，避免封波后的大占空比或者软起动，系统运行更加的平滑，可靠性更高。

以上所述仅为本发明的实施例，并非因此限制本发明的专利范围，凡是利用本发明说明书及附图内容所作的等效结构或等效流程变换，或直接或间接运用在其他相关的技术领域，均同理包括在本发明的专利保护范围内。

Claims (8)

1.一种中大功率有源相控阵雷达TR组件供电电路结构，其特征在于：它包括控制器U1、LLC谐振电路、采样和保护电路以及TR组件；所述控制器U1分别与LLC谐振电路和TR组件连接进行统一控制，所述采样和保护电路分别与所述控制器U1、LLC谐振电路和TR组件连接，实现电流电压的检测和限流过压保护；

所述TR组件包括移相器、低噪声/功率放大器和有源相控天线阵列；所述移相器、低噪声/功率放大器和有源相控天线阵列依次连接，所述控制器U1与所述移相器控制连接；所述采样和保护电路与所述低噪声/功率放大器连接；

所述LLC谐振电路包括MOS管Q1和Q2、二极管D1和D2、电感L1、电容C1和变压器T1；MOS管Q1和Q2的栅极通过隔离驱动IC与控制器U1连接，MOS管Q1的漏极与Q2的源极连接，MOS管Q2的漏极连接输入电压的负极；MOS管Q1和Q2的漏极连接到变压器T1的原边端，主要实现LLC谐振电路的开关，通过控制器U1发出的PWM波形产生方波信号经过LLC谐振电路的谐振网络实现能量从变压器T1原边端到副边端的传递；电感T1和电容C1形成一个串联谐振腔连接到MOS管Q1漏极与变压器T1原边端之间；

二极管D1和D2的一端连接到变压器T1的副边端，另一端相互连接后与低噪声/功率放大器电源的输入端连接，变压器T1副边端的中点处连接到低噪声/功率放大器的电源输入端的负极；二极管D1和D2实现对LLC谐振电路输出波形的整流，减少对外的辐射并保证在关断时为零电流关断。

2.根据权利要求1所述的一种中大功率有源相控阵雷达TR组件供电电路结构，其特征在于：还包括隔离驱动IC和滤波电容C2，连接在所述控制器U1与所述MOS管Q1和Q2的栅极之间；实现将所述控制器U1的两路PWM波形和所述LLC谐振电路进行隔离，以及增加驱动MOS管的电流；低噪声/功率放大器供电电源的负电压输出端连接MOS管Q2的漏极；所述滤波电容C2连接到二极管D1和D2与变压器T副边端中点处之间。

3.根据权利要求1所述的一种中大功率有源相控阵雷达TR组件供电电路结构，其特征在于：所述采样和保护电路包括由器件U4、U5和U6组成的电流采样和限流保护电路，以及由器件U2和U3组成的输出电压采样和过压保护电路；

器件U2的正负相输入端与C2的输出端连接，U2的输出端连接到器件U3的正相输入端和所述控制器U1的ADC口；器件U3的负相输入端接电压可调电路，U3输出端连接到所述控制器U1的IO口；

器件U4的正相输入端连接到所述U5的输出口，负相输入端接电压可调电路，输出端连接到控制器U1的IO口；器件U5的正负相输入端与器件U6连接，输出端连接到控制器U1的ADC口；器件U6的输入端分别与所述MOS管Q1的源极和输入Vin+连接。

4.根据权利要求3所述的一种中大功率有源相控阵雷达TR组件供电电路结构，其特征在于：器件U2和U5为运算放大器，负责将输出电压和输入电流经过放大或衰减为控制器U1的ADC口能够承受的电压，实时反馈输出电压和输入电流情况并在过压和过流情况下实施保护机制；

器件U3和U4为比较器，将采样到的电压电流与设定的电压电流比较，如果超过设定允许的最大值时比较器发生反转，快速输入到控制器U1的IO口，实现控制器U1快速的采取保护机制。

5.根据权利要求1-4中任意一项所述的一种基于中大功率有源相控阵雷达TR组件供电电路结构的供电控制方法，其特征在于：所述供电控制方法包括：

控制器U1分别控制移相器和LLC谐振电路的发波以及输出，实现统一控制；

判断控制器U1控制信号的状态，当控制器U1为加载状态时采用定频加积分的控制策略进行供电调节；定频加积分的控制策略包括：加载时由上位机下发命令，会输出额定电流值，所以系统控制策略为定频，如果没有上位机下发指令，继续处于PID自适应调节模式，实际工作再频率最大值。

6.根据权利要求5所述的一种基于中大功率有源相控阵雷达TR组件供电电路结构的供电控制方法，其特征在于：所述定频加积分控制策略还包括以下步骤:

空载：此时系统工作频率最大值，为了稳住输出电压不至于高于目标值，还存在脉冲模式发波，即PWM波不连续；

定频F1：当上位机下发加载指令后，LLC控制系统会进行快速响应，在多个周期内将工作频率调整到F1处，能够保证快速的向TR组件提供能量；

PID(F1±F2)：定频到一定时间后，会进行小范围的PID调节，目的在于输入电压可能会存在小许波动，便于系统稳定输出同时对输出的电流影响不大；

卸载：此时LLC控制器跳出定频+PID(F1±F2)的模式，进行自适应调节，最终工作频率工作在最高频率处。

7.根据权利要求5所述的一种基于中大功率有源相控阵雷达TR组件供电电路结构的供电控制方法，其特征在于：所述供电控制方法还包括当控制器U1为空载状态时采用PID控制策略进行供电调节。

8.根据权利要求5所述的一种基于中大功率有源相控阵雷达TR组件供电电路结构的供电控制方法，其特征在于：所述供电控制方法还包括：

当器件传感器U6检测到输入电流超过阈值时，通过运算放大器U5与设定的限流点电压做比较，运算放大器U5输出高电平到控制器U1的IO口，使LLC谐振电路的工作频率往谐振频率调整，避免LLC谐振电路工作在硬开关状态和限制过流输入的情况；

当传感器U6检测到输入电压超过阈值时，通过运算放大器U2采样后和比较器U3进行比较，超过设定的输出值时通过定频加积分控制策略进行供电调节实现过压保护。

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