CN111211698A - 一种输出频率连续的交交变频的控制方法、装置及空调器 - Google Patents

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Abstract

本发明提供了一种输出频率连续的交交变频的控制方法、装置及空调器，涉及空调技术领域，包括：获取期望输出电压、高频斩波周期、三相网频电压；通过比较三相网频电压中的单相电压，分为多个电压区域，得到每一电压区域的正半周电压和负半周电压；根据期望输出电压、高频斩波周期和正半周电压，得到第一开闭时长和第二开闭时长；根据第一开闭时长和第二开闭时长，控制三相逆变桥单元中的各个开关器件的开闭时长以对每一电压区域进行斩波。本发明提供的输出频率连续的交交变频的控制方法变频范围宽，可实现输出电压频率的任意变化，当三相输入电压不平衡时，也可实现有效的输出电压的变频调幅。

Description

一种输出频率连续的交交变频的控制方法、装置及空调器
技术领域
本发明涉及空调技术领域，具体而言，涉及一种输出频率连续的交交变频的控制方法、装置及空调器。
背景技术
交交变频是变频系统中的一种直接变频方式，目的在于把电网频率的交流电变成可调频率的交流电的交流电路，广泛用于大功率交流电动机调速系统，以此带动空调、传送带等器件的变频运行。其基本原理就是从输入系统的输入电压中选取一些电压片段来拼接成具有需用基波分量的输出电压波形，以此调控电压的频率。传统的交交变频系统通常以晶闸管作为功率器件，采用相控方式调节晶闸管的导通角度以此调节波形导通时长，达到控制电压频率的目的，但相控调压的方式存在功率器件多、调频范围窄和功率因数较低等不利的缺点。
针对相控调压存在的多种缺陷，近年来，国内的一些研究者们致力于研究斩波调压的方式，提出了一种阻塞式交交变频方法。斩波调压把功率器件连续的脉冲信号替换成周期性阻塞的脉冲信号，将交流电源的正负半周分别当做一个短暂的直流电源，只要适当调节正负半周占空比的大小，就可以达到调压的目的。基于上述单相变频的原理，一种三相输入型阻塞式交交变频控制系统应运而生，具有功率器件少，功率因数高和体积小等优点。但一方面，由于采用了等幅等宽的脉冲信号，三相输入型阻塞式交交变频控制系统的输出电压频率范围受限，其输出电压频率范围窄、只能是输入电压频率的整数倍分频，且不能实现输出电压频率的连续变化。另一方面，当输入的三相电压不平衡时，若仍采用等幅等宽的脉冲信号，则不利于形成周期性的输出电压，也不利于对电压的斩控，因而在输入三相电压不平衡的情况下并不适用此种方法。
发明内容
本发明解决的是针对现有交交变频方法输出电压频率范围受限且不适于不平衡的三相输入电压的问题。
为解决上述问题，本发明提供一种输出频率连续的交交变频的控制方法，用于控制输出频率连续的交交变频系统，所述输出频率连续的交交变频系统包括三相逆变桥单元和功率单元，所述三相逆变桥单元用于进行斩波控制，所述功率单元用于续流，其中，所述三相逆变桥单元和所述功率单元包括多个开关器件；所述输出频率连续的交交变频的控制方法，包括：
获取期望输出电压、高频斩波周期、三相网频电压；
根据所述三相网频电压中的单相电压，将所述三相网频电压分为多个电压区域，得到每一所述电压区域的输入电压的正半周电压和负半周电压；
根据所述期望输出电压、所述高频斩波周期、所述正半周电压和所述负半周电压，得到第一开闭时长和第二开闭时长；
根据所述第一开闭时长和所述第二开闭时长，控制各个所述开关器件的开闭时长以对每一所述电压区域的所述正半周电压和所述负半周电压进行斩波。
由此，本发明根据平均值原则，即根据在一个开关周期内通过对基本电压矢量加以组合，使其平均值与给定电压矢量相等，两个矢量的作用时间在一个采样周期内分次施加，从而控制各个电压矢量的作用时间，继而控制各个开关器件的开闭时长，进行相应的斩波，以此控制频率的变化。本发明通过对输入的三相网频电压分区，确定每个区域的正半周电压和负半周电压的电压表达式，计算出每个采样周期内输入的三相网频电压转化为期望输出电压所作用的第一开闭时长和第二开闭时长，然后去控制各个开关器件的导通与关断，以形成相应的控制脉冲。利用控制脉冲，截取不同区域的三相网频电压的波形片段，达到变频的目的。本发明提供的输出频率连续的交交变频的控制方法，将输入的三相网频电压分区，针对每个区进行斩波调控，使变频范围宽，使斩波调控更有针对性、更高效准确，同时根据平均值原则计算第一开闭时长和第二开闭时长.控制一个采样周期内的脉冲信号的宽度、幅度的变化，可实现输出电压频率的连续性，当三相输入电压不平衡时，也可实现有效的输出电压的变频调幅，保证了交交变频方法的应用广泛性和有效性。
进一步地，所述单相电压包括第一相电压、第二相电压和第三相电压；所述根据所述三相网频电压中的单相电压，将所述三相网频电压分为多个电压区域，得到每一所述电压区域的输入电压的正半周电压和负半周电压，包括：
根据所述第一相电压、所述第二相电压和所述第三相电压的大小关系，确定第一数值；
根据所述第一数值，将所述三相网频电压划分成多个所述电压区域；
对于任一所述电压区域，根据所述三相网频电压的所述单相电压的电压表达式，确定在所述电压区域中所述输入电压的所述正半周电压和所述负半周电压。
由此，由于三相交流电压中，无论正半周电压、负半周电压，输出电压都为三相电压幅值最大的电压，因而通过比较第一相电压、第二相电压和第三相电压大小即可确定输出电压的正半周电压和负半周电压表达式，根据正半周电压和负半周电压调节各个开关器件的开闭，以便形成正确的正、负周期，保证交交变频方法调控下的输出电压的周期交替性。
进一步地，所述判断所述第一相电压、所述第二相电压和所述第三相电压的大小关系，根据所述大小关系确定第一数值，包括：
通过比较所述第一相电压和所述第二相电压，确定所述第二数值；
通过比较所述第二相电压和所述第三相电压，确定所述第三数值；
通过比较所述第三相电压和所述第一相电压，确定所述第四数值；
根据所述第二数值、所述第三数值和所述第四数值之和，确定所述第一数值。
由此，通过将三相电压中每一项电压与其他两项电压进行比较，确定第二数值、第三数值和第四数值。用第二数值、第三数值和第四数值的数值变化表征某两相电压的大小关系，更进一步地，第二数值、第三数值和第四数值的和值为第一数值，可表征整体上三相电路的整体大小关系。因而，仅通过第一数值就可快速确定此时输入的三相网频电压的各相电压的大小关系，高效、简洁地保证了准确的电压分区。
进一步地，所述电压区域包括第一电压区域、第二电压区域、第三电压区域、第四电压区域、第五电压区域和第六电压区域；所述第一数值包括第一和值、第二和值、第三和值、第四和值、第五和值以及第六和值；所述根据所述第一数值，将所述三相网频电压划分成多个所述电压区域，包括：
若所述第一数值为所述第一和值，则所述三相网频电压处于所述第一电压区域，在所述第一电压区域内，所述第一相电压小于所述第三相电压且大于所述第二相电压；
若所述第一数值为所述第二和值，则所述三相网频电压处于所述第二电压区域，在所述第二电压区域内，所述第三相电压小于所述第一相电压且大于所述第二相电压；
若所述第一数值为所述第三和值，则所述三相网频电压处于所述第三电压区域，在所述第三电压区域内，所述第二相电压小于所述第一相电压且大于所述第三相电压；
若所述第一数值为所述第四和值，则所述三相网频电压处于所述第四电压区域，在所述第四电压区域内，所述第一相电压小于所述第二相电压且大于所述第三相电压；
若所述第一数值为所述第五和值，则所述三相网频电压处于所述第五电压区域，在所述第五电压区域内，所述第三相电压小于所述第二相电压且大于所述第一相电压；
若所述第一数值为所述第六和值，则所述三相网频电压处于所述第六电压区域，在所述第六电压区域内，所述第二相电压小于所述第三相电压且大于所述第一相电压。
由此，通过不同的第一数值就可快速确定此时输入的三相网频电压的所在电压区域，由于第一数值是通过比较各相电压的大小关系得到，将三相网频电压划分成不同的区域后，通过该划分区域，即可快速得到划分后的电压区域中各相电压的大小关系。总体上，通过不同的第一数值进行快速的电压区域划分，并准确、高效地判断出每个电压区域中各相电压的大小关系。
进一步地，所述对于任一所述电压区域，根据所述三相网频电压的所述单相电压的电压表达式，确定在所述电压区域中所述输入电压的所述正半周电压和所述负半周电压，包括：
若所述三相网频电压处于所述第一电压区域，则所述正半周电压为所述第三相电压，所述负半周电压为所述第二相电压；
若所述三相网频电压处于所述第二电压区域，则所述正半周电压为所述第一相电压，所述负半周电压为所述第二相电压；
若所述三相网频电压处于所述第三电压区域，则所述正半周电压为所述第一相电压，所述负半周电压为所述第三相电压；
若所述三相网频电压处于所述第四电压区域，则所述正半周电压为所述第二相电压，所述负半周电压为所述第三相电压；
若所述三相网频电压处于所述第五电压区域，则所述正半周电压为所述第二相电压，所述负半周电压为所述第一相电压；
若所述三相网频电压处于所述第六电压区域，则所述正半周电压为所述第三相电压，所述负半周电压为所述第一相电压。
由此，将输入的所述三相网频电压划分成多个电压区域，通过所在的电压区域即可判断出三相网频电压各相电压的大小关系，根据无论正半周电压、负半周电压，输出电压都为三相电压幅形成的包络的原则，即输出电压为正半周幅值最大的电压或者负半周幅值最大的电压，因而通过电压区域的各相电压的大小关系，即可确定所在电压区域的正半周电压和负半周电压，以此达到正确表达各个电压区域的正半周电压和负半周电压的目的。
进一步地，所述根据所述期望输出电压、所述高频斩波周期、所述正半周电压和所述负半周电压，得到第一开闭时长和第二开闭时长，包括：
根据所述期望输出电压、所述正半周电压和所述负半周电压确定比值；
根据所述高频斩波周期和所述比值的乘积得到所述第一开闭时长；
根据所述高频斩波周期与所述乘积的差值得到所述第二开闭时长。
由此，根据平均值原则，首先确定正半周电压或负半周电压的作用时长，根据期望输出电压和正半周电压的比值或期望输出电压和负半周电压的比值，以此确定第一开闭时长，又由于，第一开闭时长与第二开闭时长之和等于高频斩波周期，因而根据第一开闭时长和高频斩波周期即可确定第二开闭时长，以此确定控制各个开关器件的导通时间和关闭时间，保证对电压斩波控制的准确性。
进一步地，所述根据所述期望输出电压、所述正半周电压和所述负半周电压确定比值，包括：
若所述三相网频电压的所述输入电压为所述正半周电压，则根据所述期望输出电压和所述正半周电压确定所述比值；
若所述三相网频电压的所述输入电压为所述负半周电压，则根据所述期望输出电压和所述负半周电压确定所述比值。
由此，在输入电压为正半周电压时，输出电压主要取决于正半周电压的作用时长，因而需计算期望输出电压和正半周电压的比值，确定第一开闭时长，以进一步控制正半周电压的作用时长；在输入电压为负半周电压时，输出电压主要取决于负半周电压的作用时长，因而需计算期望输出电压和负半周电压的比值，确定第一开闭时长，以进一步控制负半周电压的作用时长。通过确定比值，保证准确计算第一开闭时长，以此保证正确、高效的斩波控制。
进一步地，所述三相逆变桥单元包括并联的第一逆变桥单元、第二逆变桥单元和第三逆变桥单元，所述功率单元包括并联的第一功率单元、第二功率单元和第三功率单元，所述根据所述第一开闭时长和所述第二开闭时长，控制各个所述开关器件的开闭时长以对每一所述电压区域的所述正半周电压和所述负半周电压进行斩波，包括：
若所述电压区域的所述正半周电压或所述负半周电压为所述第一相电压，则控制所述第一逆变桥单元和所述第一功率单元中的所述开关器件导通所述第一开闭时长或所述第二开闭时长；
若所述电压区域的所述正半周电压或所述负半周电压为所述第二相电压，则控制所述第二逆变桥单元和所述第二功率单元中的所述开关器件导通所述第一开闭时长或所述第二开闭时长；
若所述电压区域的所述正半周电压或所述负半周电压为所述第三相电压，则控制所述第三逆变桥单元和所述第三功率单元中的所述开关器件导通所述第一开闭时长或所述第二开闭时长。
由此，输入的三相网频电压有三个相位的电压，因而设立第一逆变桥单元以对第一相电压进行斩控，并设立第一功率单元以对第一逆变桥单元进行续流；设立第二逆变桥单元以对第二相电压进行斩控，并设立第二功率单元以对第二逆变桥单元进行续流；设立第三逆变桥单元以对第三相电压进行斩控，并设立第三功率单元以对第三逆变桥单元进行续流。通过对第一逆变桥单元、第二逆变桥单元、第三逆变桥单元、第一功率单元、第二功率单元和第三功率单元的调控，实现对系统合理、高效、安全的斩波方式。
进一步地，所述第一逆变桥单元包括串联的第一开关器件和第二开关器件,所述第一功率单元包括串联的第七开关器件和第八开关器件以给所述第一逆变桥单元续流；所述控制所述第一逆变桥单元和所述第一功率单元中的所述开关器件导通所述第一开闭时长或所述第二开闭时长，包括：
当所述电压区域的所述正半周电压为所述第一相电压，在所述高频斩波周期内，则控制所述第一开关器件保持导通所述第一开闭时长再保持断开所述第二开闭时长，控制所述第七开关器件保持断开所述第一开闭时长再保持导通所述第二开闭时长，控制所述第二开关器件保持断开，控制所述第八开关器件保持导通；
当所述电压区域的所述正半周电压为所述第一相电压，在所述高频斩波周期内，则控制所述第二开关器件保持导通所述第一开闭时长再保持断开所述第二开闭时长，控制所述第八开关器件保持断开所述第一开闭时长再保持导通所述第二开闭时长，控制所述第一开关器件保持断开，控制所述第七开关器件保持导通。
由此，在电压区域的正半周电压为第一相电压的情况下，通过第一开关器件导通第一开闭时长、第二开关器件关闭第一开闭时长，实现对正半周电压的有效斩波；在电压区域的负半周电压为第一相电压的情况下，通过第一开关器件关闭第一开闭时长、第二开关器件单通第一开闭时长，实现对负半周电压的有效斩波。同时，控制第七开关器件、第八开关器件在斩波过程中进行续流，以强制电压输出为零，保护电路。
进一步地，所述第二逆变桥单元包括串联的第三开关器件和第四开关器件,所述第二功率单元包括串联的第九开关器件和第十开关器件以给所述第二逆变桥单元续流；所述控制所述第二逆变桥单元和所述第二功率单元中的所述开关器件导通所述第一开闭时长或所述第二开闭时长，包括：
当所述电压区域的所述正半周电压为所述第二相电压，在所述高频斩波周期内，则控制所述第三开关器件保持导通所述第一开闭时长再保持断开所述第二开闭时长，控制所述第九开关器件保持断开所述第一开闭时长再保持导通所述第二开闭时长，控制所述第四开关器件保持断开，控制所述第十开关器件保持导通；
当所述电压区域的所述负半周电压为所述第二相电压，在所述高频斩波周期内，则控制所述第四开关器件保持导通所述第一开闭时长再保持断开所述第二开闭时长，控制所述第十开关器件保持断开所述第一开闭时长再保持导通所述第二开闭时长，控制所述第三开关器件保持断开，控制所述第九开关器件保持导通。
由此，在电压区域的正半周电压为第二相电压的情况下，通过第三开关器件导通第一开闭时长、第四开关器件关闭第一开闭时长，实现对正半周电压的有效斩波；在电压区域的负半周电压为第二相电压的情况下，通过第三开关器件关闭第一开闭时长、第四开关器件单通第一开闭时长，实现对负半周电压的有效斩波。同时，控制第九开关器件、第十开关器件在斩波过程中进行续流，以强制电压输出为零，保护电路。
进一步地，所述第三逆变桥单元包括串联的第五开关器件和第六开关器件,所述第三功率单元包括串联的第十一开关器件和第十二开关器件以给所述第三逆变桥单元续流；所述控制所述第三逆变桥单元和所述第三功率单元中的所述开关器件导通所述第一开闭时长或所述第二开闭时长，包括：
当所述电压区域的所述正半周电压为所述第三相电压，在所述高频斩波周期内，则控制所述第五开关器件保持导通所述第一开闭时长再保持断开所述第二开闭时长，控制所述第十一开关器件保持断开所述第一开闭时长再保持导通所述第二开闭时长，控制所述第六开关器件保持断开，控制所述第十二开关器件保持导通；
当所述电压区域的所述负半周电压为所述第三相电压，在所述高频斩波周期内，则控制所述第六开关器件保持导通所述第一开闭时长再保持断开所述第二开闭时长，控制所述第十二开关器件保持断开所述第一开闭时长再保持导通所述第二开闭时长，控制所述第五开关器件保持断开，控制所述第十一开关器件保持导通。
由此，在电压区域的正半周电压为第三相电压的情况下，通过第五开关器件导通第一开闭时长、第六开关器件关闭第一开闭时长，实现对正半周电压的有效斩波；在电压区域的负半周电压为第三相电压的情况下，通过第五开关器件关闭第一开闭时长、第六开关器件单通第一开闭时长，实现对负半周电压的有效斩波。同时，控制第十一开关器件、第十二开关器件在斩波过程中进行续流，以强制电压输出为零，保护电路。
本发明的第二目的在于提供一种输出频率连续的交交变频的控制装置，根据平均值原则，控制不同的开关器件的导通时间，对不同电压区域的三相网频电压进行斩波调控，以此满足用户对频率的不同需求。
为达到上述目的，本发明的技术方案是这样实现的：
一种输出频率连续的交交变频的控制装置，用于控制输出频率连续的交交变频系统，所述输出频率连续的交交变频系统包括三相逆变桥单元和功率单元，所述三相逆变桥单元用于进行斩波控制，所述功率单元用于续流，其中，所述三相逆变桥单元和所述功率单元包括多个开关器件；所述输出频率连续的交交变频的控制装置，包括：
获取单元，用于获取期望输出电压、高频斩波周期、三相网频电压；
处理单元，用于通过比较输入系统的所述三相网频电压中的单相电压，将所述三相网频电压分为多个电压区域，得到每一所述电压区域的输入电压的正半周电压和负半周电压；并根据所述期望输出电压、所述高频斩波周期和所述正半周电压，得到第一开闭时长和第二开闭时长；
控制单元，用于根据所述第一开闭时长和所述第二开闭时长，控制各个所述开关器件的开闭时长以对每一所述电压区域的所述正半周电压和所述负半周电压进行斩波。
所述输出频率连续的交交变频的控制装置与上述输出频率连续的交交变频的控制方法相对于现有技术所具有的有益效果相同，在此不再赘述。
本发明的第三目的在于提供一种空调器，根据平均值原则，控制不同的开关器件的导通时间，对不同电压区域的三相网频电压进行斩波调控，以此满足用户对频率的不同需求。
为达到上述目的，本发明的技术方案是这样实现的：
一种空调器，包括存储有计算机程序的计算机可读存储介质和处理器，所述计算机程序被所述处理器读取并运行时，实现上述的输出频率连续的交交变频的控制方法。
所述空调器与上述的输出频率连续的交交变频的控制方法相对于现有技术所具有的有益效果相同，在此不再赘述。
本发明的第四目的在于提供一种计算机可读存储介质，根据平均值原则，控制不同的开关器件的导通时间，对不同电压区域的三相网频电压进行斩波调控，以此满足用户对频率的不同需求。
为达到上述目的，本发明的技术方案是这样实现的：
一种计算机可读存储介质，所述计算机可读存储介质存储有计算机程序，所述计算机程序被处理器读取并运行时，实现上述的输出频率连续的交交变频的控制方法。
所述计算机可读存储介质与上述的输出频率连续的交交变频的控制方法相对于现有技术所具有的有益效果相同，在此不再赘述。
附图说明
图1为单相相控调压电路的结构示意图；
图2为单相阻塞式交交变频电路的结构示意图；
图3为单相阻塞式交交变频电路的波形示意图；
图4为三相阻塞式交交变频电路的结构示意图；
图5为本发明实施例的输出频率连续的交交变频系统的结构示意图；
图6为本发明实施例的输出频率连续的交交变频系统的具体结构示意图；
图7为本发明实施例的输出频率连续的交交变频的控制方法的流程示意图；
图8为本发明实施例的划分电压区域的流程示意图；
图9为本发明实施例的电压分区示意图；
图10为本发明实施例的斩波示意图；
图11为本发明实施例的输出频率连续的交交变频的控制方法在异步电动机中的应用示意图；
图12为本发明实施例的输出频率连续的交交变频的控制方法应用于三相平衡电压的波形示意图；
图13为本发明实施例的输出频率连续的交交变频的控制方法应用于三相不平衡电压的波形示意图；
图14为本发明实施例的输出频率连续的交交变频的控制装置的结构示意图。
具体实施方式
为使本发明的上述目的、特征和优点能够更为明显易懂，下面结合附图对本发明的具体实施例做详细的说明。
现有技术中，相控调压方法利用晶闸管的单相导通性，控制晶闸管的移相角以满足各种负载的频率需求。结合图1来进行说明，图1为单相相控调压电路的结构示意图。图1中，输入感应电压u1经变压器T作用生成输出感应电压u2，再经晶闸管VT的调制，控制晶闸管VT的移相角θ，即可对施加在负载电阻R两端的电阻电压ud进行调节。电阻电压ud受控于移相角θ，只有在移相角θ的范围内，电阻电压ud的波形才能通过，而不在移相角θ范围内的电阻电压ud波形被截止。相控调压方法存在多种缺陷，最主要的问题是产生的输出电压并不连续且调频范围过窄。
近年来，国内的一些研究者们致力于研究斩波调压的方式，提出了一种阻塞式交交变频方法。斩波调压把功率器件连续的脉冲信号替换成周期性阻塞的脉冲信号，将交流电源的正负半周分别当做一个短暂的直流电源，只要适当调节正负半周占空比的大小，就可以达到调压的目的。结合图2、图3来进行说明，其中，图2为单相阻塞式交交变频电路的结构示意图，图3为单相阻塞式交交变频电路的波形示意图。在图2中，单相阻塞式交交变频电路包括第一晶体管V1、第二晶体管V2、第三晶体管V3、第四晶体管V4、第一二极管VD1、第二二极管VD2、第三二极管VD3、第四二极管VD4、负载电阻R以及电感L，通过第一晶体管V1、第二晶体管V2、第三晶体管V3、第四晶体管V4相互配合导通或断开，以此对输入感应电压u1进行斩波，输入感应电流i1也相应发生改变。在输入感应电压u1的正半周，用第一晶体管V1进行斩波控制，第三晶体管V3提供续流通道，在输入感应电压u1的负半周，用第二晶体管V2进行斩波控制，第四晶体管V4提供续流通道。在图3中，横坐标为相位角度ωt，纵坐标分别为输入感应电压u1、负载两端的电压uo和输入感应电流i1。可以看出，在第一晶体管V1、第二晶体管V2、第三晶体管V3、第四晶体管V4的作用下，产生脉冲电流，对输入感应电压u1进行斩控。
进一步地，图4为三相阻塞式交交变频电路的结构示意图，其中，A表示第一相电压，B表示第二相电压，C表示第三相电压，三相阻塞式交交变频电路包括第一开关器件VT1、第二开关器件VT2、第三开关器件VT3、第四开关器件VT4、第五开关器件VT5、第六开关器件VT6、第一二极管VD1、第二二极管VD2、第三二极管VD3、第四二极管VD4、第五二极管VD5、第六二极管VD6、第一续流单元K1、第二续流单元K2、第三续流单元K3、第一负载R1、第二负载R2和第三负载R3，通过第一开关器件VT1、第二开关器件VT2、第三开关器件VT3、第四开关器件VT4、第五开关器件VT5、第六开关器件VT6的开闭控制，对三相网频电压的第一相电压、第二相电压和第三相电压进行相应的斩波调控，从而控制输出电压的输出频率。
基于上述单相变频的原理，一种三相输入型阻塞式交交变频控制系统应运而生，具有功率器件少，功率因数高和体积小等优点。但一方面，由于采用了等幅等宽的脉冲信号，三相输入型阻塞式交交变频控制系统的输出电压频率范围受限，其输出电压频率范围窄、只能是输入电压频率的整数倍分频，且不能实现输出电压频率的连续变化。另一方面，当输入的三相电压不平衡时，若仍采用等幅等宽的脉冲信号，则不利于形成周期性的输出电压，也不利于对电压的斩控，因而在输入三相电压不平衡的情况下并不适用此种方法。针对现有交交变频方法输出电压频率范围受限且不适于不平衡的三相输入电压的问题，本发明提出了一种输出频率连续的交交变频的控制方法、装置及空调器。
本发明实施例提供一种输出频率连续的交交变频系统，结合图5来看，图5为本发明实施例的输出频率连续的交交变频系统的结构示意图，包括整流单元、三相逆变桥单元和功率单元，整流单元接入三相网频电压，其中，三相网频电压包括第一相电压、第二相电压和第三相电压。在本发明实施例中，A表示第一相电压，B表示第二相电压，C表示第三相电压，同时通过输出频率连续的交交变频系统接入第一负载R1、第二负载R2和第三负载R3。
可选地，三相逆变桥单元用于进行斩波控制，功率单元用于续流，其中，三相逆变桥单元和所述功率单元包括多个开关器件。输出频率连续的交交变频系统具体包括整流单元、三相逆变桥单元和功率单元，整流单元的输入端连接三相网频电压，用于整流；三相逆变桥单元的输入端连接整流单元的输出端，用于斩控电压；功率单元的输入端连接三相逆变桥单元的输出端，用于续流；其中，三相逆变桥单元和功率单元包括多个开关器件。由此，基于本发明实施例提供的交交变频系统，通过控制三相逆变桥单元和功率单元的各个开关器件的控制，即可有效地对三相网频电压的输入电压进行斩波控制，从而实现对输出电压频率的准确调控。
可选地，三相逆变桥单元包括并联的第一逆变桥单元、第二逆变桥单元和第三逆变桥单元，功率单元包括并联的第一功率单元、第二功率单元和第三功率单元，控制三相逆变桥单元和功率单元中的各个开关器件的开闭时长以对每一电压区域的输入电压的正半周电压和负半周电压进行斩波。由此，设置第一逆变桥单元、第二逆变桥单元和第三逆变桥单元以对三相网频电压的各相电压进行斩波控制，设置第一功率单元、第二功率单元和第三功率单元以进行有效的续流。可选地，功率单元的输出端连接至三相网频电压连接的地端，以此保证有效的续流。
图6为本发明实施例的输出频率连续的交交变频系统的具体结构示意图，可选地，整流单元包括第一二极管VD1、第二二极管VD2、第三二极管VD3、第四二极管VD4、第五二极管VD5、第六二极管VD6，其中，第一二极管VD1、第二二极管VD2串联形成第一二极管单元，第三二极管VD3、第四二极管VD4串联形成第二二极管单元，第五二极管VD5、第六二极管VD6形成第三二极管单元，以此分别对三相网频电压的的各相电压进行整流。
可选地，第一逆变桥单元包括第一开关器件VT1和第二开关器件VT2，进行相应的开闭控制，以此实现对输入电压的第一相电压斩波；第二逆变桥单元包括第三开关器件VT3和第四开关器件VT4，进行相应的开闭控制，以此实现对输入电压的第二相电压斩波，第三逆变桥单元包括第五开关器件VT5和第六开关器件VT6，进行相应的开闭控制，以此实现对输入电压的第三相电压斩波。
可选地，功率单元包括并联的第一功率单元、第二功率单元和第三功率单元。第一功率单元包括串联的第七开关器件VT7和第八开关器件VT8，为第一逆变桥单元提供续流电路；第二功率单元包括串联的第九开关器件VT9和第十开关器件VT10，为第二逆变桥单元提供续流电路；第三功率单元包括串联的第十一开关器件VT11和第十二开关器件VT12，为第三逆变桥单元提供续流电路。
可选地，第一开关器件VT1和第二开关器件VT2之间设置第一分流点，三开关器件VT3和第四开关器件VT4之间设置第二分流点，第五开关器件VT5和第六开关器件VT6之间设置第三分流点，第一分流点、第二分流点和第三分流点接入三个并联的电阻，分别为第一负载R1、第二负载R2和第三负载R3。
可选地，第一分流点、第二分流点和第三分流点可作为三个信号输出端，以此输出不同频率的脉冲信号。
可选地，各个开关器件由MOSFET管或IGBT组成，以此起到有效斩波或续流的作用。
本发明实施例提供的输出频率连续的交交变频系统，利用多个开关器件，有效地对三相网频电压的输入电压进行斩波控制，从而实现对输出电压频率的准确调控，实现了有效的变频调控，能有效应用于诸如空调等多种器件中，满足用户对频率的多种需求。
图7为本发明实施例的输出频率连续的交交变频的控制方法的流程示意图，包括步骤S1至步骤S4。
在步骤S1中，获取期望输出电压、高频斩波周期、三相网频电压。其中，期望输出电压为用户期望理想状态下达到的输出电压；高频斩波周期为一个采样周期，在该采样周期内实现一次斩波；三相网频电压为交流变换的三相电压，包括第一相电压va(t)、第二相电压vb(t)和第三相电压vc(t)。
在步骤S2中，根据输入系统的三相网频电压中的单相电压，将三相网频电压分为多个电压区域，得到每一电压区域的正半周电压和负半周电压。由此，本发明通过对输入的三相网频电压分区，确定每个区域的正半周电压和负半周电压的电压表达式，保证快速判断电压区域，以此有针对性地对每个电压区域实现有效的斩波控制。
本发明实施例中，结合图8来看，图8为本发明实施例的划分电压区域的流程示意图，在步骤S2中，包括步骤S21至步骤S23。
在步骤S21中，根据第一相电压va(t)、第二相电压vb(t)和第三相电压vc(t)的大小关系确定第一数值。由此，由于三相交流电压中，无论正半周电压、负半周电压，输出电压都为三相电压幅值最大的电压，因而通过比较第一相电压va(t)、第二相电压vb(t)和第三相电压vc(t)大小即可有效地确定输出电压的正半周电压和负半周电压表达式。
具体地，结合表1来看，表1中给出了在各个电压区域、第一数值、各电压区域的正半周电压和负半周电压的对应关系，其中，vll(t)表示正半周电压，vd(t)表示负半周电压。
表1
Figure BDA0002377928160000161
在本发明实施例中，步骤S21包括步骤S211至步骤S214。
在步骤S211中，通过比较第一相电压va(t)和第二相电压vb(t)的电压幅值，确定第二数值；由此，用第二数值有效地表示第一相电压va(t)和第二相电压vb(t)的大小关系。
在本发明实施例中，优选地，若第一相电压va(t)大于第二相电压vb(t)，则第二数值为1；若第一相电压va(t)小于或等于第二相电压vb(t)，则第二数值为0。可以理解的是，本发明中第二数值的取值不限于这种方式，只要能有效表示第一相电压va(t)和第二相电压vb(t)的大小关系即可。
在步骤S212中，通过比较第二相电压vb(t)和第三相电压vc(t)的电压幅值，确定第三数值；由此，用第三数值有效地表示第二相电压vb(t)和第三相电压vc(t)的大小关系。
在本发明实施例中，优选地，若第二相电压vb(t)大于第三相电压vc(t)，则第三数值为2；若第二相电压vb(t)小于或等于第三相电压vc(t)，则第三数值为0。可以理解的是，本发明中第三数值的取值不限于这种方式，只要能有效表示第二相电压vb(t)和第三相电压vc(t)的大小关系即可。
在步骤S213中，通过比较第三相电压vc(t)和第一相电压va(t)的电压幅值，确定第四数值；由此，用第四数值有效地表示第三相电压vc(t)和第一相电压va(t)的大小关系。
在本发明实施例中，优选地，若第三相电压vc(t)大于第一相电压va(t)，则第四数值为4；若第三相电压vc(t)小于或等于第一相电压va(t)，则第四数值为0。可以理解的是，本发明中第四数值的取值不限于这种方式，只要能有效表示第三相电压vc(t)和第一相电压va(t)的大小关系即可。
在步骤S214中，根据第二数值、第三数值和第四数值之和，确定第一数值；由此，过将三相电压中每一项电压与其他两项电压进行比较，确定第二数值、第三数值和第四数值。用第二数值、第三数值和第四数值的数值变化表征某两相电压的大小关系，更进一步地，第二数值、第三数值和第四数值的和值为第一数值，可表征整体上三相电路的整体大小关系。因而，仅通过第一数值就可快速确定此时输入的三相网频电压的各相电压的大小关系，高效、简洁地保证了准确的电压分区。
在本发明实施例中，第一数值等于第二数值、第三数值和第四数值之和。优选地，若第一相电压va(t)大于第二相电压vb(t)，则第二数值为1；若第一相电压va(t)小于或等于第二相电压vb(t)，则第二数值为0。若第二相电压vb(t)大于第三相电压vc(t)，则第三数值为2；若第二相电压vb(t)小于或等于第三相电压vc(t)，则第三数值为0。若第三相电压vc(t)大于第一相电压va(t)，则第四数值为4；若第三相电压vc(t)小于或等于第一相电压va(t)，则第四数值为0；则第一数值的取值范围为1、2、3、4、5和6。可以理解的是，本发明中第一数值的取值与第二数值、第三数值、第四数值的取值方式相关，由于第二数值、第三数值、第四数值的取值方式不限于这种方式，因而第一数值也不限于这种取值范围，能有效表示三相网频电压中单相电压的大小关系即可。
下面给出一个具体数值示例以便更好的解释本发明：
当第一相电压va(t)大于第二相电压vb(t)，第二数值为1；第二相电压vb(t)大于第三相电压vc(t)，第三数值为2；第三相电压vc(t)小于第一相电压va(t)，则第四数值为0。第一数值等于第二数值、第三数值和第四数值之和，则第一数值最终等于3。此时，根据第一数值等于3，可快速确定在第三电压区域，由此也确定三相网频电压中单相电压的大小关系：第二相电压vb(t)小于第一相电压va(t)且大于第三相电压vc(t)。
在步骤S22中，根据第一数值，将三相网频电压划分成多个电压区域。由此，根据第一数值可快速确认三相网频电压中单相电压的大小关系，根据单相电压的大小关系则可将三相网频电压划分成不同的区域。
在本发明实施例中，具体地，步骤S22包括步骤S221至步骤S226。
在步骤S221中，若第一数值为第一和值，则三相网频电压处于第一电压区域，在第一电压区域内，第一相电压va(t)小于第三相电压vc(t)且大于第二相电压vb(t)。优选地，第一和值取值为5，在第一电压区域内：第一相电压va(t)大于第二相电压vb(t)，则第二常数为1；第二相电压vb(t)小于第三相电压vc(t)，则第三常数为0；第三相电压vc(t)大于第一相电压va(t)，则第四常数为4，因而第一电压区域内，第一和值取值为5。
在步骤S222中，若第一数值为第二和值，则三相网频电压处于第二电压区域，在第二电压区域内，第三相电压vc(t)小于第一相电压va(t)且大于第二相电压vb(t)。优选地，第二和值取值为1，在第二电压区域内：第一相电压va(t)大于第二相电压vb(t)，则第二常数为1；第二相电压vb(t)小于第三相电压vc(t)，则第三常数为0；第三相电压vc(t)小于第一相电压va(t)，则第四常数为0，因而第二电压区域内，第二和值取值为1。
在步骤S223中，若第一数值为第三和值，则三相网频电压处于第三电压区域，在第三电压区域内，第二相电压vb(t)小于第一相电压va(t)且大于第三相电压vc(t)。优选地，第三和值取值为3，在第三电压区域内：第一相电压va(t)大于第二相电压vb(t)，则第二常数为1；第二相电压vb(t)大于第三相电压vc(t)，则第三常数为2；第三相电压vc(t)小于第一相电压va(t)，则第四常数为0，因而第三电压区域内，第三和值取值为3。
在步骤S224中，若第一数值为第四和值，则三相网频电压处于第四电压区域，在第四电压区域内，第一相电压va(t)小于第二相电压vb(t)且大于第三相电压vc(t)。优选地，第四和值取值为2，在第四电压区域内：第一相电压va(t)小于第二相电压vb(t)，则第二常数为0；第二相电压vb(t)大于第三相电压vc(t)，则第三常数为2；第三相电压vc(t)小于第一相电压va(t)，则第四常数为0，因而第四电压区域内，第四和值取值为3。
在步骤S225中，若第一数值为第五和值，则三相网频电压处于第五电压区域，在第五电压区域内，第三相电压vc(t)小于第二相电压vb(t)且大于第一相电压va(t)。优选地，第五和值取值为6，在第五电压区域内：第一相电压va(t)小于第二相电压vb(t)，则第二常数为0；第二相电压vb(t)大于第三相电压vc(t)，则第三常数为2；第三相电压vc(t)大于第一相电压va(t)，则第四常数为4，因而第五电压区域内，第五和值取值为6。
在步骤S226中，若第一数值为第六和值，则三相网频电压处于第六电压区域，在第六电压区域内，第二相电压vb(t)小于第三相电压vc(t)且大于第一相电压va(t)。优选地，第六和值取值为4，在第六电压区域内：第一相电压va(t)小于第二相电压vb(t)，则第二常数为0；第二相电压vb(t)小于第三相电压vc(t)，则第三常数为0；第三相电压vc(t)大于第一相电压va(t)，则第四常数为4，因而第六电压区域内，第六和值取值为4。
本发明实施例通过不同的第一数值就可快速确定此时输入的三相网频电压的所在电压区域，由于第一数值是通过比较各相电压的大小关系得到，将三相网频电压划分成不同的区域后，通过该划分区域，即可快速得到划分后的电压区域中各相电压的大小关系。总体上，通过不同的第一数值进行快速的电压区域划分，并准确、高效地判断出每个电压区域中各相电压的大小关系。
在步骤S23中，对于任一电压区域，根据三相网频电压的单相电压的电压表达式，确定电压区域的正半周电压和负半周电压。
在本发明实施例中，具体地，步骤S23包括步骤S231至步骤S236。
在步骤S231中，若三相网频电压处于第一电压区域，则正半周电压为第三相电压vc(t)，负半周电压为第二相电压vb(t)。由此，划分第一电压区域即可快速确定其正半周电压和负半周电压的电压表达式。
在步骤S232中，若三相网频电压处于第二电压区域，则正半周电压为第一相电压va(t)，负半周电压为第二相电压vb(t)。由此，划分第二电压区域即可快速确定其正半周电压和负半周电压的电压表达式。
在步骤S233中，若三相网频电压处于第三电压区域，则正半周电压为第一相电压va(t)，负半周电压为第三相电压vc(t)。由此，划分第三电压区域即可快速确定其正半周电压和负半周电压的电压表达式。
在步骤S234中，若三相网频电压处于第四电压区域，则正半周电压为第二相电压vb(t)，负半周电压为第三相电压vc(t)。由此，划分第四电压区域即可快速确定其正半周电压和负半周电压的电压表达式。
在步骤S235中，若三相网频电压处于第五电压区域，则正半周电压为第二相电压vb(t)，负半周电压为第一相电压va(t)。由此，划分第五电压区域即可快速确定其正半周电压和负半周电压的电压表达式。
在步骤S236中，若三相网频电压处于第六电压区域，则正半周电压为第三相电压vc(t)，负半周电压为第一相电压va(t)。由此，划分第六电压区域即可快速确定其正半周电压和负半周电压的电压表达式。
由此，由于三相网频电压的输入电压是各相电压形成的包络，因而形成的正半周电压是正半周最大幅值的单相电压，形成的负半周电压是负半周最大幅值的单相电压。将输入的三相网频电压划分成多个电压区域，通过所在的电压区域即可判断出三相网频电压各相电压的大小关系，根据无论正半周电压、负半周电压，输出电压都为三相电压幅值最大的电压的原则，因而再通过电压区域的各相电压的大小关系，即可确定所在电压区域的正半周电压和负半周电压，以此达到正确表达各个电压区域的正半周电压和负半周电压的目的。
下面给出一个具体数值示例以便更好的解释本发明：
第一相电压表示为va(t)，第二相电压表示为vb(t)，第三相电压vc(t)表示为vc(t)，正半周电压表示为vll(t)，负半周电压表示为vdd(t)，其中：
Figure BDA0002377928160000211
下面以第一电压区域更好地解释说明：结合上述表1和图9来看，其中，图9为本发明实施例的电压分区示意图，其中a为第一相电压的波形，b为第二相电压的波形，c为第三相电压的波形。从图中可以看出各区域的各相电压的大小关系，其中，Ⅰ表示第一电压区域，Ⅱ表示第二电压区域，Ⅲ表示第三电压区域，Ⅳ表示第四电压区域，Ⅴ表示第五电压区域，Ⅵ表示第六电压区域。三相网频电压中，当第一相电压va(t)大于第二相电压vb(t)，第三相电压vc(t)大于第二相电压vb(t)，第三相电压vc(t)大于第一相电压va(t)，根据上述方法，确定第一数值为5，再根据第一数值为5确定电压区域在第一电压区域，由于确定了三相电压的大小关系，因而确定了电压区域在第一电压区域，即可确定其正半周电压vll(t)的表达式为vu(t)＝Vim sin(w1t+120°)，负半周电压vd(t)为vd(t)＝Vim sin(w1t-120°)。
本发明实施例中，在步骤S3中，根据期望输出电压、高频斩波周期、正半周电压和负半周电压，得到第一开闭时长和第二开闭时长。
具体地，步骤S3包括步骤S31至步骤S33。
在步骤S31中，根据期望输出电压、正半周电压和负半周电压确定比值；由此，根据平均值原则，首先确定正半周电压或负半周电压的作用时长，根据期望输出电压和正半周电压的比值或期望输出电压和负半周电压的比值，通过确定比值，保证准确计算第一开闭时长，以此保证正确、高效的斩波控制。
具体地，步骤S31包括步骤S311至步骤S312。
在步骤S311中，若三相网频电压的输入电压为正半周电压，则根据期望输出电压和正半周电压确定比值。在输入电压为正半周电压时，输出电压主要取决于正半周电压的作用时长，因而需计算期望输出电压和正半周电压的比值，确定第一开闭时长，以进一步有效控制正半周电压的作用时长。
在步骤S312中，若三相网频电压的输入电压为负半周电压，则根据期望输出电压和负半周电压确定比值。在输入电压为负半周电压时，输出电压主要取决于负半周电压的作用时长，因而需计算期望输出电压和负半周电压的比值，确定第一开闭时长，以进一步有效控制负半周电压的作用时长。
在步骤S32中，根据高频斩波周期和比值的乘积得到第一开闭时长；根据期望输出电压和正半周电压的比值或期望输出电压和负半周电压的比值，得到正半周电压或负半周电压的作用时长占高频斩波周期的比值，以此确定第一开闭时长。
在步骤S33中，根据高频斩波周期与乘积的差值得到第二开闭时长。由于第一开闭时长和第二开闭时长之和就是高频斩波周期，第一开闭时长是高频斩波周期内电压的作用时长，而第二开闭时长是高频斩波周期内电压的未作用的时长，由此计算第一开闭时长和第二开闭时长就可有效调节占空比，以此有效对电压进行斩波。
本发明实施例中，在步骤S4中，根据第一开闭时长和第二开闭时长，控制各个开关器件的开闭时长以对每一电压区域的正半周电压和负半周电压进行斩波。由此，根据开关器件的导通性，控制其开闭时长，就可有效对电压进行相应的斩波。
具体地，步骤S4包括步骤S41至步骤S43。结合图6进行相应的说明。
在步骤S41中，若电压区域的正半周电压或负半周电压为第一相电压va(t)，则控制第一逆变桥单元和第一功率单元中的开关器件导通第一开闭时长或第二开闭时长。由此，设立第一逆变桥单元以对第一相电压va(t)进行斩控，并设立第一功率单元以对第一逆变桥单元进行续流。
可选地，步骤S41包括步骤S411，在步骤S411中，当电压区域的正半周电压为第一相电压va(t)，在高频斩波周期内，则控制第一开关器件VT1保持导通第一开闭时长再保持断开第二开闭时长，控制第七开关器件VT7保持断开第一开闭时长再导通第二开闭时长，控制第二开关器件VT2保持断开，控制第八开关器件VT8保持导通。由此，在电压区域的正半周电压为第一相电压va(t)的情况下，通过第一开关器件VT1导通第一开闭时长、第二开关器件VT2关闭第一开闭时长，实现对正半周电压的有效斩波。同时，控制第七开关器件VT7、第八开关器件VT8在斩波过程中进行续流，以强制电压输出为零，保护电路。
可选地，步骤S41包括步骤S412，在步骤S412中，当电压区域的负半周电压为第一相电压va(t)，在高频斩波周期内，则控制第二开关器件VT2保持导通第一开闭时长再保持断开第二开闭时长，控制第八开关器件VT8保持断开第一开闭时长再保持导通第二开闭时长，控制第一开关器件VT1保持断开，控制第七开关器件VT7保持导通。由此，在电压区域的负半周电压为第一相电压va(t)的情况下，通过第一开关器件VT1关闭第一开闭时长、第二开关器件VT2导通第一开闭时长，实现对负半周电压的有效斩波。同时，控制第七开关器件VT7、第八开关器件VT8在斩波过程中进行续流，以强制电压输出为零，保护电路。
在步骤S42中，若电压区域的正半周电压或负半周电压为第二相电压vb(t)，则控制第二逆变桥单元和第二功率单元中的开关器件导通第一开闭时长或第二开闭时长。由此，设立第二逆变桥单元以对第二相电压vb(t)进行斩控，并设立第二功率单元以对第二逆变桥单元进行续流。
可选地，步骤S42包括步骤S421。在步骤S421中，当电压区域的正半周电压为第二相电压vb(t)，在高频斩波周期内，则控制第三开关器件VT3保持导通第一开闭时长再保持断开第二开闭时长，控制第九开关器件VT9保持断开第一开闭时长再保持导通第二开闭时长，控制第四开关器件VT4保持断开，控制第十开关器件保持导通。由此，在电压区域的正半周电压为第二相电压vb(t)的情况下，通过第三开关器件VT3导通第一开闭时长、第四开关器件VT4关闭第一开闭时长，实现对正半周电压的有效斩波。同时，控制第九开关器件VT9、第十开关器件VT10在斩波过程中进行续流，以强制电压输出为零，保护电路。
可选地，步骤S42包括步骤S422，在步骤S422中，当电压区域的负半周电压为第二相电压vb(t)，在高频斩波周期内，则控制第四开关器件VT4保持导通第一开闭时长再保持断开第二开闭时长，控制第十开关器件VT10保持断开第一开闭时长再保持导通第二开闭时长，控制第三开关器件VT3保持断开，控制第九开关器件VT9保持导通。在电压区域的负半周电压为第二相电压vb(t)的情况下，通过第三开关器件VT3关闭第一开闭时长、第四开关器件VT4单通第一开闭时长，实现对负半周电压的有效斩波。同时，控制第九开关器件VT9、第十开关器件VT10在斩波过程中进行续流，以强制电压输出为零，保护电路。
在步骤S43中，若电压区域的正半周电压或负半周电压为第三相电压vc(t)，则控制第三逆变桥单元和第三功率单元中的开关器件导通第一开闭时长或第二开闭时长。设立第三逆变桥单元以对第三相电压vc(t)进行斩控，并设立第三功率单元以对第三逆变桥单元进行续流。
可选地，步骤S43包括步骤S431，在步骤S431中，当电压区域的正半周电压为第三相电压vc(t)，在高频斩波周期内，则控制第五开关器件VT5保持导通第一开闭时长再保持断开第二开闭时长，控制第十一开关器件VT11保持断开第一开闭时长再保持导通第二开闭时长，控制第六开关器件VT6保持断开，控制第十二开关器件VT12保持导通。由此，在电压区域的正半周电压为第三相电压vc(t)的情况下，通过第五开关器件VT5导通第一开闭时长、第六开关器件VT6关闭第一开闭时长，实现对正半周电压的有效斩波；同时，控制第十一开关器件VT11、第十二开关器件VT12在斩波过程中进行续流，以强制电压输出为零，保护电路。
可选地，步骤S43包括步骤S432，在步骤S432中，当电压区域的负半周电压为第三相电压vc(t)，在高频斩波周期内，则控制第六开关器件VT6保持导通第一开闭时长再保持断开第二开闭时长，控制第十二开关器件VT12保持断开第一开闭时长再保持导通所述第二开闭时长，控制第五开关器件VT5保持断开，控制第十一开关器件VT11保持导通。由此，在电压区域的负半周电压为第三相电压vc(t)的情况下，通过第五开关器件VT5关闭第一开闭时长、第六开关器件VT6导通第一开闭时长，实现对负半周电压的有效斩波。同时，控制第十一开关器件VT11、第十二开关器件VT12在斩波过程中进行续流，以强制电压输出为零，保护电路。
下面给出一个具体数值示例以便更好的解释本发明。
当确定三相网频电压处于第二电压区域时，则输入电压的正半周电压为vu(t)＝Vim sin(w1t)。设期望输出电压为vo(t)，高频斩波周期为Ts，第一开闭时长为tu，第二开闭时长为td，则一个高频斩波周期由tu和td组成。第一开闭时长tu是在一个高频斩波周期Ts内输入的三相网频电压转化为输出电压的时间，第二开闭时长td是在一个高频斩波周期Ts内输出电压为零的时间。则高频斩波周期Ts可表示为：
Ts＝tu+td (2)
该系统控制策略为在一个开关周期内使输出电压的平均值跟随期望电压波形变化。在高频的开关频率下，一个高频斩波周期Ts内期望输出电压vo(t)可近似表示为：
Figure BDA0002377928160000251
其中，正半周电压vu(t)是在一个高频斩波周期Ts内输入的三相网频电压转化为输出电压的值。结合公式(2)和(3)可得在一个高频斩波周期Ts内，第一开闭时长tu和第二开闭时长td作用的时间分别为：
Figure BDA0002377928160000252
Figure BDA0002377928160000261
在期望输出电压的正半周期内，第一开闭时长tu就是在一个高频斩波周期Ts内第一开关器件VT1导通的时间，第二开闭时长td就是在一个高频斩波周期Ts内第一开关器件VT1关闭的时间；其中第七开关器件VT7与第一开关器件VT1互补，用于给第一开关器件VT1续流，第一开闭时长tll就是在一个高频斩波周期Ts内第七开关器件VT7关闭的时间，第二开闭时长td就是在一个高频斩波周期Ts内第七开关器件VT7导通的时间。由于此时处于正半周电压vll(t)作用的状态，在正半周期内，第二开关器件VT2一直处于断开状态，而第八开关器件VT8与第二开关器件VT2互补，用于给第二开关器件VT2续流，则第八开关器件VT8一直导通，形成续流回路，强制使输出电压为零。
结合图10来看，图10为本发明实施例的斩波示意图，其中纵坐标Vim表示电压幅值，横坐标t表示时间，可以看出，一个高频斩波周期Ts内，在第一开闭时长tu内电压波形通过，第二开闭时长td内电压波形被截止，由此在各个开关器件的控制下完成了有效的斩波。
进一步地，若作用电压为第一相电压va(t)的负半周电压，则此时第一开闭时长tu就是在一个高频斩波周期Ts内第二开关器件VT2导通的时间，第二开闭时长td就是在一个高频斩波周期Ts内第二开关器件VT2关闭的时间，形成过程类似于正半周期，不再赘述。其它两相类似于此。
图11为本发明实施例的输出频率连续的交交变频的控制方法在异步电动机中的应用示意图，其中，第一相电压表示为va(t)，第二相电压表示为vb(t)，第三相电压表示为vc(t)，高频斩波周期表示为Ts。图10实质上应用于异步电动机的软硬件结合的示意图，其中控制器控制完成电压信号采集、区域划分、计算正半周电压、计算负半周电压、形成脉冲信号，由此对主功率电路进行相应的控制，主功率电路输出不同频率的电压信号，控制异步电动机以不同的频率运转。可以看出，通过控制器，将输入的三相网频电压分区，根据平均值原则计算第一开闭时长和第二开闭时长，有针对性地对每一电压区域的信号进行斩波处理。调整第一开闭时长和第二开闭时长，即可形成相应不同频率的脉冲信号输出，从而有效控制异步电动机的变频运行。
下面给出两个具体的实验波形以便更好地说明本发明：
结合图12来看，图12为本发明实施例的输出频率连续的交交变频的控制方法应用于三相平衡电压的波形示意图；此时，三相网频电压的各相电压幅值均为311V，频率为50Hz，互错120°相位，期望输出电压的幅值为50V，采样频率为60Hz。
结合图13来看，图13为本发明实施例的输出频率连续的交交变频的控制方法应用于三相不平衡电压的波形示意图；对第一相电压和第二相电压输入电压幅值311V，而第三相电压的输入电压幅值为200V。频率均为50Hz，互错120°相位，期望输出电压的幅值为50V，采样频率为60Hz。
本发明提供的一种输出频率连续的交交变频的控制方法，根据平均值原则，即根据在一个开关周期内通过对基本电压矢量加以组合，使其平均值与给定电压矢量相等，两个矢量的作用时间在一个采样周期内分次施加，从而控制各个电压矢量的作用时间，继而控制各个开关器件的开闭时长，进行相应的斩波，以此控制频率的变化。本发明通过对输入的三相网频电压分区，确定每个区域的正半周电压和负半周电压的电压表达式，计算出每个采样周期内输入的三相网频电压转化为期望输出电压所作用的第一开闭时长和第二开闭时长，然后去控制各个开关器件的导通与关断，以形成相应的控制脉冲。利用控制脉冲，截取不同区域的三相网频电压的波形片段，达到变频的目的。本发明提供的输出频率连续的交交变频的控制方法，将输入的三相网频电压分区，针对每个区进行斩波调控，使变频范围宽，同时根据平均值原则计算第一开闭时长和第二开闭时长，控制一个采样周期内的脉冲信号的宽度、幅度的变化，可实现输出电压频率的连续性，当三相输入电压不平衡时，也可实现有效的输出电压的变频调幅，保证了交交变频方法的应用广泛性和有效性。
图14所示为本发明实施例的输出频率连续的交交变频的控制装置800的结构示意图，包括获取单元801、处理单元802和控制单元803。
获取单元801，用于获取期望输出电压、高频斩波周期、三相网频电压；
处理单元802，用于根据输入系统的三相网频电压中的单相电压，将三相网频电压分为多个电压区域，得到每一电压区域的输入电压的正半周电压和负半周电压；并根据期望输出电压、高频斩波周期、正半周电压和负半周电压，得到第一开闭时长和第二开闭时长；
控制单元803，用于根据第一开闭时长和第二开闭时长，控制各个开关器件的开闭时长以对每一电压区域的正半周电压和负半周电压进行斩波。
本发明提供的一种输出频率连续的交交变频的控制装置，根据平均值原则，控制不同的开关器件的导通时间，对不同电压区域的三相网频电压进行斩波调控，以此满足用户对频率的不同需求。
在本发明另一实施例中，一种空调器包括存储有计算机程序的计算机可读存储介质和处理器，计算机程序被所述处理器读取并运行时，实现如上所述的输出频率连续的交交变频的控制方法，根据平均值原则，控制不同的开关器件的导通时间，对不同电压区域的三相网频电压进行斩波调控，以此满足用户对频率的不同需求。
本发明的又一实施例还提供一种计算机可读存储介质，计算机可读存储介质存储有计算机程序，计算机程序被处理器读取并运行时，实现如上所述的任一输出频率连续的交交变频的控制方法，根据平均值原则，控制不同的开关器件的导通时间，对不同电压区域的三相网频电压进行斩波调控，以此满足用户对频率的不同需求。
虽然本发明披露如上，但本发明并非限定于此。任何本领域技术人员，在不脱离本发明的精神和范围内，均可作各种更动与修改，因此本发明的保护范围应当以权利要求所限定的范围为准。

Claims (14)

1.一种输出频率连续的交交变频的控制方法，其特征在于，用于控制输出频率连续的交交变频系统，所述输出频率连续的交交变频系统包括三相逆变桥单元和功率单元，所述三相逆变桥单元用于进行斩波控制，所述功率单元用于续流，其中，所述三相逆变桥单元和所述功率单元包括多个开关器件；所述输出频率连续的交交变频的控制方法，包括：
获取期望输出电压、高频斩波周期、三相网频电压；
根据所述三相网频电压中的单相电压，将所述三相网频电压分为多个电压区域，得到每一所述电压区域的输入电压的正半周电压和负半周电压；
根据所述期望输出电压、所述高频斩波周期、所述正半周电压和所述负半周电压，得到第一开闭时长和第二开闭时长；
根据所述第一开闭时长和所述第二开闭时长，控制各个所述开关器件的开闭时长以对每一所述电压区域的所述正半周电压和所述负半周电压进行斩波。
2.如权利要求1所述的输出频率连续的交交变频的控制方法，其特征在于，所述单相电压包括第一相电压、第二相电压和第三相电压；所述根据所述三相网频电压中的单相电压，将所述三相网频电压分为多个电压区域，得到每一所述电压区域的输入电压的正半周电压和负半周电压，包括：
根据所述第一相电压、所述第二相电压和所述第三相电压的大小关系，确定第一数值；
根据所述第一数值，将所述三相网频电压划分成多个所述电压区域；
对于任一所述电压区域，根据所述三相网频电压的所述单相电压的电压表达式，确定在所述电压区域中所述输入电压的所述正半周电压和所述负半周电压。
3.如权利要求2所述的输出频率连续的交交变频的控制方法，其特征在于，所述根据所述第一相电压、所述第二相电压和所述第三相电压的大小关系确定第一数值，包括：
通过比较所述第一相电压和所述第二相电压，确定所述第二数值；
通过比较所述第二相电压和所述第三相电压，确定所述第三数值；
通过比较所述第三相电压和所述第一相电压，确定所述第四数值；
根据所述第二数值、所述第三数值和所述第四数值之和，确定所述第一数值。
4.如权利要求3所述的输出频率连续的交交变频的控制方法，其特征在于，所述电压区域包括第一电压区域、第二电压区域、第三电压区域、第四电压区域、第五电压区域和第六电压区域；所述第一数值包括第一和值、第二和值、第三和值、第四和值、第五和值以及第六和值；所述根据所述第一数值，将所述三相网频电压划分成多个所述电压区域，包括：
若所述第一数值为所述第一和值，则所述三相网频电压处于所述第一电压区域，在所述第一电压区域内，所述第一相电压小于所述第三相电压且大于所述第二相电压；
若所述第一数值为所述第二和值，则所述三相网频电压处于所述第二电压区域，在所述第二电压区域内，所述第三相电压小于所述第一相电压且大于所述第二相电压；
若所述第一数值为所述第三和值，则所述三相网频电压处于所述第三电压区域，在所述第三电压区域内，所述第二相电压小于所述第一相电压且大于所述第三相电压；
若所述第一数值为所述第四和值，则所述三相网频电压处于所述第四电压区域，在所述第四电压区域内，所述第一相电压小于所述第二相电压且大于所述第三相电压；
若所述第一数值为所述第五和值，则所述三相网频电压处于所述第五电压区域，在所述第五电压区域内，所述第三相电压小于所述第二相电压且大于所述第一相电压；
若所述第一数值为所述第六和值，则所述三相网频电压处于所述第六电压区域，在所述第六电压区域内，所述第二相电压小于所述第三相电压且大于所述第一相电压。
5.如权利要求4所述的输出频率连续的交交变频的控制方法，其特征在于，所述对于任一所述电压区域，根据所述三相网频电压的所述单相电压的电压表达式，确定在所述电压区域中所述输入电压的所述正半周电压和所述负半周电压，包括：
若所述三相网频电压处于所述第一电压区域，则所述正半周电压为所述第三相电压，所述负半周电压为所述第二相电压；
若所述三相网频电压处于所述第二电压区域，则所述正半周电压为所述第一相电压，所述负半周电压为所述第二相电压；
若所述三相网频电压处于所述第三电压区域，则所述正半周电压为所述第一相电压，所述负半周电压为所述第三相电压；
若所述三相网频电压处于所述第四电压区域，则所述正半周电压为所述第二相电压，所述负半周电压为所述第三相电压；
若所述三相网频电压处于所述第五电压区域，则所述正半周电压为所述第二相电压，所述负半周电压为所述第一相电压；
若所述三相网频电压处于所述第六电压区域，则所述正半周电压为所述第三相电压，所述负半周电压为所述第一相电压。
6.如权利要求2所述的输出频率连续的交交变频的控制方法，其特征在于，所述根据所述期望输出电压、所述高频斩波周期、所述正半周电压和所述负半周电压，得到第一开闭时长和第二开闭时长，包括：
根据所述期望输出电压、所述正半周电压和所述负半周电压确定比值；
根据所述高频斩波周期和所述比值的乘积得到所述第一开闭时长；
根据所述高频斩波周期与所述乘积的差值得到所述第二开闭时长。
7.如权利要求6所述的输出频率连续的交交变频的控制方法，其特征在于，所述根据所述期望输出电压、所述正半周电压和所述负半周电压确定比值，包括：
若所述三相网频电压的所述输入电压为所述正半周电压，则根据所述期望输出电压和所述正半周电压确定所述比值；
若所述三相网频电压的所述输入电压为所述负半周电压，则根据所述期望输出电压和所述负半周电压确定所述比值。
8.如权利要求7所述的输出频率连续的交交变频的控制方法，其特征在于，所述三相逆变桥单元包括并联的第一逆变桥单元、第二逆变桥单元和第三逆变桥单元，所述功率单元包括并联的第一功率单元、第二功率单元和第三功率单元；所述根据所述第一开闭时长和所述第二开闭时长，控制各个所述开关器件的开闭时长以对每一所述电压区域的所述正半周电压和所述负半周电压进行斩波，包括：
若所述电压区域的所述正半周电压或所述负半周电压为所述第一相电压，则控制所述第一逆变桥单元和所述第一功率单元中的所述开关器件导通所述第一开闭时长或所述第二开闭时长；
若所述电压区域的所述正半周电压或所述负半周电压为所述第二相电压，则控制所述第二逆变桥单元和所述第二功率单元中的所述开关器件导通所述第一开闭时长或所述第二开闭时长；
若所述电压区域的所述正半周电压或所述负半周电压为所述第三相电压，则控制所述第三逆变桥单元和所述第三功率单元中的所述开关器件导通所述第一开闭时长或所述第二开闭时长。
9.如权利要求8所述的输出频率连续的交交变频的控制方法，其特征在于，所述第一逆变桥单元包括串联的第一开关器件和第二开关器件,所述第一功率单元包括串联的第七开关器件和第八开关器件以给所述第一逆变桥单元续流；所述控制所述第一逆变桥单元和所述第一功率单元中的所述开关器件导通所述第一开闭时长或所述第二开闭时长，包括：
当所述电压区域的所述正半周电压为所述第一相电压，在所述高频斩波周期内，则控制所述第一开关器件保持导通所述第一开闭时长再保持断开所述第二开闭时长，控制所述第七开关器件保持断开所述第一开闭时长再保持导通所述第二开闭时长，控制所述第二开关器件保持断开，控制所述第八开关器件保持导通；
当所述电压区域的所述负半周电压为所述第一相电压，在所述高频斩波周期内，则控制所述第二开关器件保持导通所述第一开闭时长再保持断开所述第二开闭时长，控制所述第八开关器件保持断开所述第一开闭时长再保持导通所述第二开闭时长，控制所述第一开关器件保持断开，控制所述第七开关器件保持导通。
10.如权利要求8所述的输出频率连续的交交变频的控制方法，其特征在于，所述第二逆变桥单元包括串联的第三开关器件和第四开关器件,所述第二功率单元包括串联的第九开关器件和第十开关器件以给所述第二逆变桥单元续流；所述控制所述第二逆变桥单元和所述第二功率单元中的所述开关器件导通所述第一开闭时长或所述第二开闭时长，包括：
当所述电压区域的所述正半周电压为所述第二相电压，在所述高频斩波周期内，则控制所述第三开关器件保持导通所述第一开闭时长再保持断开所述第二开闭时长，控制所述第九开关器件保持断开所述第一开闭时长再保持导通所述第二开闭时长，控制所述第四开关器件保持断开，控制所述第十开关器件保持导通；
当所述电压区域的所述负半周电压为所述第二相电压，在所述高频斩波周期内，则控制所述第四开关器件保持导通所述第一开闭时长再保持断开所述第二开闭时长，控制所述第十开关器件保持断开所述第一开闭时长再保持导通所述第二开闭时长，控制所述第三开关器件保持断开，控制所述第九开关器件保持导通。
11.如权利要求8所述的输出频率连续的交交变频的控制方法，其特征在于，所述第三逆变桥单元包括串联的第五开关器件和第六开关器件,所述第三功率单元包括串联的第十一开关器件和第十二开关器件以给所述第三逆变桥单元续流；所述控制所述第三逆变桥单元和所述第三功率单元中的所述开关器件导通所述第一开闭时长或所述第二开闭时长，包括：
当所述电压区域的所述正半周电压为所述第三相电压，在所述高频斩波周期内，则控制所述第五开关器件保持导通所述第一开闭时长再保持断开所述第二开闭时长，控制所述第十一开关器件保持断开所述第一开闭时长再保持导通所述第二开闭时长，控制所述第六开关器件保持断开，控制所述第十二开关器件保持导通；
当所述电压区域的所述负半周电压为所述第三相电压，在所述高频斩波周期内，则控制所述第六开关器件保持导通所述第一开闭时长再保持断开所述第二开闭时长，控制所述第十二开关器件保持断开所述第一开闭时长再保持导通所述第二开闭时长，控制所述第五开关器件保持断开，控制所述第十一开关器件保持导通。
12.一种输出频率连续的交交变频的控制装置，其特征在于，用于控制输出频率连续的交交变频系统，所述输出频率连续的交交变频系统包括三相逆变桥单元和功率单元，所述三相逆变桥单元用于进行斩波控制，所述功率单元用于续流，其中，所述三相逆变桥单元和所述功率单元包括多个开关器件；所述输出频率连续的交交变频的控制装置，包括：
获取单元，用于获取期望输出电压、高频斩波周期、三相网频电压；
处理单元，用于通过比较输入系统的所述三相网频电压中的单相电压，将所述三相网频电压分为多个电压区域，得到每一所述电压区域的输入电压的正半周电压和负半周电压；并根据所述期望输出电压、所述高频斩波周期和所述正半周电压，得到第一开闭时长和第二开闭时长；
控制单元，用于根据所述第一开闭时长和所述第二开闭时长，控制各个所述开关器件的开闭时长以对每一所述电压区域的所述正半周电压和所述负半周电压进行斩波。
13.一种空调器，其特征在于，包括存储有计算机程序的计算机可读存储介质和处理器，所述计算机程序被所述处理器读取并运行时，实现如权利要求1-11中任一项所述的输出频率连续的交交变频的控制方法。
14.一种计算机可读存储介质，其特征在于，所述计算机可读存储介质存储有计算机程序，所述计算机程序被处理器读取并运行时，实现如权利要求1-11中任一项所述的输出频率连续的交交变频的控制方法。
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Citations (11)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US4461985A (en) * 1983-10-11 1984-07-24 General Electric Company Speed reducing control system for a polyphase electric motor
US6459606B1 (en) * 2001-09-27 2002-10-01 York International Corporation Control system and method for four-quadrant switches in three-phase PWM AC voltage regulators
US20060138994A1 (en) * 2004-12-29 2006-06-29 Prolific Technology Inc. Space vector-based current controlled pwm inverter for motor drives
US7072778B2 (en) * 2004-06-17 2006-07-04 Stmicroelectronics, Inc. Method and system for determining a rotor position in a wound field DC motor
CN101056065A (zh) * 2007-03-12 2007-10-17 安徽工业大学 脉冲阻塞式斩波控制的交交变频装置
CN200976697Y (zh) * 2006-12-01 2007-11-14 萧国强 大功率智能调光环保节能装置
CN101295918A (zh) * 2007-04-24 2008-10-29 艾默生网络能源系统有限公司 一种三相交流输入电路电控开关软开关方法
US8169179B2 (en) * 2006-08-22 2012-05-01 Regents Of The University Of Minnesota Open-ended control circuit for electrical apparatus
CN102780402A (zh) * 2011-05-10 2012-11-14 株式会社安川电机 矩阵变流器
WO2015119708A1 (en) * 2014-02-07 2015-08-13 Abb Technology Ag Multi-phase ac/ac step-down converter for distribution systems
CN108258915A (zh) * 2018-03-02 2018-07-06 东南大学 一种基于查表法的单相直接交交变频电路及控制方法

Patent Citations (11)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US4461985A (en) * 1983-10-11 1984-07-24 General Electric Company Speed reducing control system for a polyphase electric motor
US6459606B1 (en) * 2001-09-27 2002-10-01 York International Corporation Control system and method for four-quadrant switches in three-phase PWM AC voltage regulators
US7072778B2 (en) * 2004-06-17 2006-07-04 Stmicroelectronics, Inc. Method and system for determining a rotor position in a wound field DC motor
US20060138994A1 (en) * 2004-12-29 2006-06-29 Prolific Technology Inc. Space vector-based current controlled pwm inverter for motor drives
US8169179B2 (en) * 2006-08-22 2012-05-01 Regents Of The University Of Minnesota Open-ended control circuit for electrical apparatus
CN200976697Y (zh) * 2006-12-01 2007-11-14 萧国强 大功率智能调光环保节能装置
CN101056065A (zh) * 2007-03-12 2007-10-17 安徽工业大学 脉冲阻塞式斩波控制的交交变频装置
CN101295918A (zh) * 2007-04-24 2008-10-29 艾默生网络能源系统有限公司 一种三相交流输入电路电控开关软开关方法
CN102780402A (zh) * 2011-05-10 2012-11-14 株式会社安川电机 矩阵变流器
WO2015119708A1 (en) * 2014-02-07 2015-08-13 Abb Technology Ag Multi-phase ac/ac step-down converter for distribution systems
CN108258915A (zh) * 2018-03-02 2018-07-06 东南大学 一种基于查表法的单相直接交交变频电路及控制方法

Non-Patent Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
EBRAHIM BABAEI,等: ""PWM-based Control Strategy for Forced Commutated Cycloconverters"", 《2009 IEEE SYMPOSIUM ON INDUSTRIAL ELECTRONICS AND APPLICATIONS (ISIEA 2009)》 *
JIANGHAN ZHANG,等: ""High-Performance Fault Diagnosis in PWM Voltage-Source Inverters for Vector-Controlled Induction Motor Drives"", 《IEEE TRANSACTIONS ON POWER ELECTRONICS》 *
郑诗程，等: ""基于脉冲阻塞原理的三相AC/AC系统等脉宽斩波控制"", 《电力自动化设备》 *

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