CN111130317A - 一种开关电源控制电路 - Google Patents

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Abstract

本发明公开了一种开关电源控制电路，应用于电流控制型开关电源，其特征在于：包括触发电路和电流源控制电路，触发电路通过其输入端采样开关电源控制芯片工作状态引脚的状态信号，与基准电压VREF比较，当状态信号未达到基准电压VREF时，其输出端为电流源控制电路的输入端提供电流，电流源控制电路在电流源的作用下工作，增加开关电源控制芯片电流控制引脚的电流值；当状态信号达到基准电压VREF时，触发电路的输出端不为电流源控制电路的输入端提供电流源，电流源控制电路不工作。本发明不仅能实现在开关电源处于启动阶段时对输出频率进行调节控制的目的，还能解决开关电源在空载或轻载时的纹波噪声大与动态特性差的问题。

Description

一种开关电源控制电路
技术领域
本发明涉及开关电源，尤其涉及电流控制型开关电源的电流源控制电路。
背景技术
随着开关电源技术的不断进步与发展，开关电源电路的拓扑选择也是越来越多，针对于这些不同的电路拓扑，国内外各大半导体厂商也相继推出了它们自有的控制芯片。然而，查阅各大半导体厂商所推出的开关电源控制芯片的技术手册，可以发现，控制芯片的内部使用了大量的电流源电路。而这些电流源电路的电流变化，也往往与电源控制芯片的某一功能或状态相关联。
为了更好地讲述本发明的背景技术，对相关术语进行定义如下：
电流控制型开关电源：采用电流控制型芯片设计的开关电源；
电流控制型芯片：通过流经芯片的电流来控制开关电源工作的芯片；
电流控制引脚：电流控制型芯片中能输入或输出流经芯片电流的引脚。
一般情况下，各大半导体厂商在开关电源控制芯片的数据手册中，对这些内部含有电流源输出或输入功能的引脚(即上文定义的电流控制引脚)，会给出相关的外围推荐电路，即外接一固定阻值的电阻或者一固定容值的电容。半导体厂商还会给出该引脚接不同阻值下的电阻或者不同容值下的电容与某一功能(例如频率调节、死区时间调节、过载保护时间调节等)对应的计算公式或对应的表格。
然而，对于一些电流控制型开关电源，在其电流控制型芯片的电流控制引脚外接一固定阻值的电阻或者一固定容值的电容只能满足开关电源稳态下的功能需求，当开关电源处于启动阶段时，并不能实现对输出频率、死区时间等进行调节控制。
发明内容
有鉴于此，本发明要解决的技术问题是提供一种开关电源控制电路，用以实现对电流控制型开关电源进行控制，能实现在开关电源启动过程中，对输出频率进行控制，进一步地还能达到开关电源在空载或轻载时对死区时间的控制的目的。
为解决上述技术问题，本发明提供的技术方案如下：
一种开关电源控制电路，应用于采用电流控制型芯片的开关电源，其特征在于：包括触发电路和电流源控制电路，触发电路通过其输入端采样开关电源控制芯片启动工作状态检测引脚的状态信号，与基准电压VREF比较，当状态信号未达到基准电压VREF时，其输出端为电流源控制电路的输入端提供电流源，电流源控制电路在电流源的作用下工作，增加开关电源控制芯片电流控制引脚的电流值；当状态信号达到基准电压VREF时，触发电路的输出端不为电流源控制电路的输入端提供电流源，电流源控制电路不工作。
优选地，上述电流源由供电电源VCC提供。
进一步地，上述电流源由供电电源VCC和开关电源的母线电压VBUS共同提供。
进一步地，上述电流源由供电电源VCC、开关电源的母线电压VBUS和环境温度转换为的电压信号VTMP共同提供。
作为触发电路的一种具体的实施方式，其特征在于：包括电阻R1、电阻R2、电阻R4，以及比较器U1A；电阻R1的一端为触发电路的输入端，电阻R1的另一端连接比较器U1A的输入负端；电阻R2的一端用于输入固定的基准电压VREF，电阻R2的另一端连接比较器U1A的输入正端；电阻R4的一端用于输入供电电源VCC，电阻R4的另一端连接比较器U1A的输出端，比较器U1A的输出端为触发电路的输出端。
作为上述触发电路具体的实施方式的改进之一，其特征在于：触发电路还包括电阻R5，电阻R5的一端用于输入开关电源的母线电压VBUS，电阻R5的另一端连接触发电路的输出端。
作为上述触发电路具体的实施方式的改进之二，其特征在于：还包括电阻R5、电阻R6、二极管D1和二级管D2；二极管D1的阳极于输入开关电源的母线电压VBUS，二极管D1的阴极经电阻R5后连接至接触发电路的输出端；二极管D2的阳极于输入环境温度转换为的电压信号VTMP，二极管D2的阴极经电阻R6后连接至接触发电路的输出端。
作为触发电路的另外一种具体的实施方式，其特征在于：包括集成电路芯片TL431、电阻R1、电阻R2与电阻R4；电阻R1的一端为触发电路的输入端，电阻R1的另一端连接电阻R2的一端；电阻R2的另一端连接至电源负极；集成电路芯片TL431的基准电压脚R连接至电阻R1与电阻R2的连接点，阳极脚A连接至电源负极，阴极脚C与电阻R4的一端相连；电阻R4的另一端用于连接供电电源VCC，电阻R4与集成电路芯片TL431的阴极脚的连接点为触发电路的输出端。
作为电流源控制电路的一种具体的实施方式，其特征在于：包括电阻R3、NPN三极管Q1和NPN三极管Q2，且三极管Q1与Q2的特性参数保持一致；电阻R3的一端为电流源控制电路的输入端，电阻R3的另一端同时与NPN三极管Q1的集电极、NPN三极管Q1的基极和NPN三极管Q2的基极相连；NPN三极管Q1的发射极和NPN三极管Q2的发射极均连接电源负极；NPN三极管Q2的集电极为电流源控制电路的输出端。
术语解释：
工作状态检测引脚：电流控制型芯片中能反应开关电源工作状态信号的引脚，如启动状态、空载或轻载状态等，此时可称之为启动状态检测引脚、空载或轻载状态检测引脚。
本发明的工作原理将结合具体实施例进行详细分析，在此不赘述，有益效果如下：
(1)本发明在开关电源启动过程中，对电源的频率加以提高控制，当启动过程结束后，电源的最高频率与最低频率控制恢复为原设计频率；
(2)本发明通过合理改变电流控制型芯片振荡器外接电阻的阻值或电容的容值能实现改变变换器死区时间的特点，如此便可以达到改善开关电源在空载或轻载情况下输出电压的纹波噪声的与动态特性差的目的；
(3)当电流源由供电电源VCC和开关电源的母线电压VBUS共同提供时，由于存在电压加权的影响，还可以实现通过输入母线电压来调节开关电源在启动时的工作频率；
(4)当电流源由供电电源VCC、开关电源的母线电压VBUS和环境温度转换为的电压信号共同提供时，能进一步实现用温度来调节开关电源在启动时的工作频率。
附图说明
图1为本发明的示意框图；
图2为UCC25600的引脚示意图；
图3为本发明第一实施例的原理图；
图4为本发明第二实施例的原理图；
图5为本发明第三实施例的原理图；
图6为本发明第四实施例的原理图；
图7为UC2825的引脚示意图；
图8为UC2825芯片原技术手册给出的内部示意图；
图9为UC2825芯片原技术手册给出CT引脚外接电容容值与死区时间的关系图。
具体实施方式
图1为本发明的示意框图，其中的10为本发明的一种开关电源控制电路，包括触发电路11和电流源控制电路12，触发电路11的输入端用于输入状态信号，触发电路11的输出端连接电流源控制电路12的输入端，电流源控制电路12的输出端连接至开关电源控制器20的电流型控制引脚。
下面结合附图和具体实施例对本发明做进一步的详细说明，便于清楚地了解本发明，但以下实施例并不对本发明构成限定。
第一实施例
LLC谐振变换器为典型的电流控制型开关电源，在LLC谐振变换器的设计中，设计者一般都清楚，变换器在启动过程中电路工作的频率越大越好，这样，谐振电感在高频特性下，表现出的高阻特性就会抑制变换器在启动过程中半导体开关器件动作对谐振腔产生的较大的冲击电流，进一步，也会减小谐振电容两端所产生的较大的电压应力。显然，如不提高变换器在启动时的工作频率，电源设计者常常就会选择电流裕量更大的开关晶体管与更高耐压值的薄膜电容器进行LLC谐振变换器的设计。然而，大电流的开关晶体管与高耐压值的薄膜电容器，也意味着设计成本的提升。
故本申请的发明构思对于采用LLC谐振变换器的开关电源尤为适用。
本实施例的开关电源选择为上述LLC谐振变换器，控制芯片选择为TI公司生产的型号为UCC25600的芯片，该芯片为电流控制型芯片，引脚示意图如图2所示，芯片UCC25600的原技术手册中的各引脚说明翻译后如下：
1PIN：DT，驱动死区控制引脚；
2PIN：RT，输出电压环反馈引脚，也是频率控制引脚；
3PIN：OC，输入过流保护引脚；
4PIN：SS，驱动软启动输出控制引脚；
5PIN：GD2，驱动2输出引脚；
6PIN：GND，芯片供电接负电源引脚；
7PIN：VCC，芯片供电接正电源引脚；
8PIN：GD1，驱动1输出引脚。
其中的RT引脚就是本发明所定义的电流控制引脚，本实施例选定SS引脚为启动状态检测引脚。
如图3所示为本发明第一实施例的原理图，本实施例包括触发电路11和电流源控制电路12。电流源控制电路12用于开关电源(LLC谐振变换器)控制芯片20在启动状态时输出频率的控制，触发电路11用于开关电源控制芯片20的启动状态检测，触发电路11输出为高、低电平两种状态，用于控制电流源控制电路12；
触发电路11包括电阻R1、电阻R2、电阻R4，以及比较器U1A。电阻R1的一端为触发电路11的输入端，用于输入状态信号，电阻R1的另一端连接比较器U1A的输入负端；电阻R2的一端用于输入固定的基准电压VREF，电阻R2的另一端连接比较器U1A的输入正端；电阻R4的一端用于输入供电电源VCC(此电压可以是来自比较器U1A的供电电压，也可以是来自开关电源控制器的供电电压)，电阻R4的另一端连接比较器U1A的输出端，比较器U1A的输出端为触发电路的输出端。
电流源控制电路12包括电阻R3、NPN三极管Q1和NPN三极管Q2，且三极管Q1与Q2的特性参数保持一致。电阻R3的一端为电流源控制电路12的输入端，连接至比较器U1A的输出端与电阻R4的连接点，电阻R3的另一端与NPN三极管Q1的集电极连接。NPN三极管Q1的集电极与基极相连，NPN三极管Q2的基极和NPN三极管Q1的基极与集电极相连接的连接点连接。NPN三极管Q1的发射极和NPN三极管Q2的发射极均连接电源负极GND。NPN三极管Q2的集电极为电流源控制电路12的输出端，连接至LLC谐振变换器的控制芯片UCC25600的RT引脚。
本实施例的电流源控制电路能对控制芯片UCC25600的RT引脚输出电流大小进行控制，从而达到对开关电源的频率进行控制的目的，具体分析如下：
根据LLC谐振变换器控制芯片UCC25600的数据手册描述，在UCC25600启动阶段，输出频率与流出RT引脚的电流值IRT和SS引脚两端电压VSS有关，且输出频率与流出RT引脚的电流值IRT成正比的关系，与SS引脚两端电压VSS成反比关系。因此，只要在UCC25600启动阶段增加流出RT引脚的电流值IRT，就可以达到提高输出频率的目的。
本实施例选定了LLC谐振变换器的控制芯片UCC25600的SS引脚为启动状态检测引脚，启动状态检测引脚输出的状态信号就是SS引脚两端电压VSS，即触发电路的触发电平。根据芯片UCC25600的数据手册中描述，可知，SS引脚内部为一恒流源输出。当电压值在0V至1.2V，输出为5uA的恒流电流，此阶段为准备阶段，控制芯片UCC25600无驱动输出；当电压值达到1.2V时，恒流源电流输出量由5uA变为了175uA，此阶段为软启动阶段，控制芯片UCC25600有驱动输出，驱动输出频率与最小工作频率设定电阻阻值和SS引脚电压相关，且此启动阶段初始频率直接是由最小工作频率设定电阻决定。因此，控制芯片UCC25600对启动时工作频率的设定将变得不够灵活。当电压值达到4V时，电源软启动阶段结束，控制芯片UCC25600驱动输出频率恢复为设计频率值。因此，比较电压VREF的取值范围为1.2V至4V时，通过本实施例的电路便可以对电源在启动阶段时的输出频率加以控制。电阻R1与电阻R2为限流电阻，主要目的是为了减小电路的工作损耗。
三极管Q1的基极与集电极短接，触发电路输出的高电平为VCC的电压值通过电阻R3为三极管Q1的基极提供偏置电流，让三极管工作于放大状态。
选择三极管Q1与三极管Q2为同一型号的晶体管，设定三极管Q1与三极管Q2的放大系数为β，且β>>1。流入三极管Q1的基极电流为IB1，流入三极管Q2的基极电流为IB2。流入三极管Q1的集电极电流为IC1，流入三极管Q2的集电极电流为IC2，流过电阻R3的电流为IREF，三极管Q2的输入电流为IOUT。三极管Q1的基极与发射极电压为VBE1，三极管Q1的基极与发射极电压为VBE2。那么，有VBE1＝VBE2。所以可以推导出IB1＝IB2＝IB，IC1＝IC2＝IOUT，进而可得IREF＝(VCC-VBE1)/(R4+R3)＝IO+2IB＝IOUT+2*IO/β。整理得到IOUT＝IREF/(1+2/β)。由于在设定中，已强调β>>1，因此，可得IO≈IREF,那么这就是电流源控制，通过改变电阻R3与R4的阻值，达到对三极管Q2输入电流的控制。
这样，结合上述分析，当SS引脚电压未达到基准电压VREF参考值时，比较器U1A输出为高电平，为后级的电流源控制电路提供恒定参考电流源，通过对控制芯片UCC25600 RT引脚的内部恒流源做分流作用，来增加RT引脚电流的输出值，来达到在电源启动过程中提高对控制芯片UCC25600输出驱动频率的控制。
当SS引脚电压达到基准电压VREF参考值时，比较器U1A输出为低电平。此时，无法为后级电流源控制电路提供恒定参考电流源，因此，电流源控制电路不工作。所以，电源在启动结束后，控制芯片UCC25600输出驱动频率恢复为原设计频率。
通过上述对电路工作原理的分析，本实施例能通过对LLC谐振变换器的状态进行检测，来控制谐振控制芯片UCC25600 RT引脚电流的输出，从而达到调节LLC谐振变换器在启动过程中控制频率的目的。
第二实施例
如图4所示，为本发明第二实施例原理框图，与第一实施例不同之处在于触发电路11中增加了电阻R5。电阻R5的一端用于连接LLC谐振变换器输入的母线电压VBUS，电阻R5的另一端连接至比较器U1A的输出端。这里，控制LLC谐振变换器启动过程中频率的工作原理与第一实施例相同，在此不做赘述。只对增加电阻R5后，所带来电路原理性的变化进行叙述。
比较器U1A的输出端上拉电阻R4与R5，分别接至一恒定电压VCC与LLC谐振变换器的母线电压VBUS。由于比较器U1A的输出端通过电阻R5有接入母线电压，进而为后级电流源控制电路提供电流由原仅有的VCC电压提供变化为由VCC电压与LLC谐振变换器的母线电压VBUS共同提供。这样，当LLC谐振变换器的母线电压VBUS的电压值发生变化，就会带来比较器U1A输出端电压值的变化。
具体的变化原理是，当LLC谐振变换器的母线电压VBUS电压值升高时，通过电阻R5为电流源控制电路的输入提供的电流信号将增加，进而就会导致电流源控制电路的输出电流加大，因此可以达到提高LLC谐振变换器在启动过程中工作频率的目的；当LLC谐振变换器的母线电压VBUS电压值降低时，通过电阻R5为电流源控制电路的输入提供的电流信号将减小，进而就会导致电流源控制电路的输出电流变小，因此可以达到减小LLC谐振变换器在启动过程中工作频率的目的。
第三实施例
如图5所示，为本发明第三实施例原理框图，与第二实施例不同之处在于触发电路11还增加了二极管D1、二极管D2和电阻R6；二极管D1的阳极接LLC谐振变换器的母线电压VBUS，二极管D1的阴极接电阻R5的一端，电阻R5的另一端连接至比较器U1A的输出端。二极管D2的阳极接由温度变化转换的电压信号VTMP，二极管D2的阴极连接电阻R6的一端，电阻R6的另一端连接至比较器U1A的输出端。这里，控制LLC谐振变换器启动过程中频率的工作原理仍与第一实施例相同，在此不做赘述。只对增加二极管D1、二极管D2与电阻R6后，所带来电路原理性的变化进行叙述。
二极管D1串接至电阻R5与LLC谐振变换器的母线电压VBUS之间，由于二极管有正向导通的特性，LLC谐振变换器的母线电压VBUS过低时，LLC谐振变换器的母线电压VBUS将不会参与对LLC谐振变换器在启动过程中频率的调节。只有当LLC谐振变换器的母线电压VBUS变高时，此时才能参与到控制LLC谐振变换器在启动过程中频率的调节。
同样，电阻R6的一端接比较器U1A的输出端，电阻R6的另一端接二极管D2的阴极，二极管D2的阳极接由温度变化转换的电压信号VTMP。通过调节温度大小与VTMP的数值对应，当温度达到一定的数值时，温度变化转换的电压信号VTMP就通过二极管D2与电阻R6为电流源控制电路的输入提供电流，达到通过温度来控制LLC谐振变换器在启动过程中工作频率的目的。当温度过低时，此时温度变化转换的电压信号VTMP就无法使二极管D2正向导通，这样温度降低将不参与到对控制LLC谐振变换器在启动过程中频率的调节。
第四实施例
如图6所示，为本发明的第四实施例。较第一实施例不同之处在于触发电路改为采用集成电路芯片TL431(内置VREF参考电压)进行设计，电流源控制电路同第一实施例。
本实施例中，触发电路包括一集成电路芯片TL431(本领域的技术人员也称之为可控精密稳压源)、电阻R1、电阻R2与电阻R4。电阻R1的一端为触发电路的输入端，用于输入状态信号，电阻R1的另一端连接电阻R2的一端。电阻R2的另一端连接至电源负极GND。集成电路芯片TL431的基准电压脚R连接至电阻R1与电阻R2的连接点，阳极脚A连接至电源负极GND，阴极脚C与电阻R4的一端相连。电阻R4的另一端连接输入供电电源VCC，电阻R4与集成电路芯片TL431的阴极脚的连接点为触发电路的输出端。触发电路的输出端连接至电流源控制电路的输入端。这里，将不对电流源电路进行叙述。下面将对本实施例中的触发电路的工作原理进行叙述。
当输入状态信号经过电阻R1与电阻R2的进行分压，在电阻R2两端产生的电压值低于集成电路芯片TL431的基准电压脚R的内置参考电压VREF时，集成电路芯片TL431的阴极脚C输出为高阻抗，此时供电电源VCC通过电阻R4为电流源输入端提供电流信号。反之，当输入状态信号经过电阻R1与电阻R2的进行分压，在电阻R2两端产生的电压值高于集成电路芯片TL431的基准电压脚R的内置参考电压VREF时，集成电路芯片TL431的阴极脚C输出为低阻抗，此时触发电路输出端无法为电流源电路的输入端提供电流信号，因此，此时后级电流源电路将不工作。
经过分析，本实施例触发电路可以达到第一实施例中触发电路的效果，因此，本实施例也可用于第一实施例中对控制LLC谐振变换器在启动过程中频率的调节。
第五实施例
一般有电源设计经验的电源工作者都清楚，电源在空载或轻载情况下，电源的输出驱动容易工作于Burst mode(中文翻译“突发模式”或“点放模式”或“跳频模式”)时，电源的输出纹波噪声就会变得很大，动态特性也会变得很差。因此，只要将电源的驱动维持连续，不进入Burst mode时，输出纹波噪声与动态特性差将会得到改善。
本实施例的开关电源选择为PWM变换器，控制芯片选择为TI公司生产的型号为UC2825的芯片，该芯片为电流控制型芯片，引脚示意图如图7。在此，只针对使用引脚的功能进行描述，如下：
3PIN：E/AOut，误差放大器输出引脚；
6PIN：CT，驱动的频率控制引脚与死区控制引脚；
如图8所示，为UC2825芯片原技术手册给出的内部示意图，CT引脚内部连接有一电流源，为本发明所定义的电流控制型引脚。
如图9所示，为UC2825芯片原技术手册给出改变CT引脚外接电容容值，所带来死区时间改变的关系图。
本实施例，将沿用第一实施例的原理图对PWM半桥变换器在空载或轻载情况下，达到改善输出电压的纹波噪声与动态特性的目的进行说明。其中的CT引脚就是本发明所定义的电流控制引脚，本实施例选定E/AOut引脚为空载或轻载状态检测引脚。
这里需要说明的是，UC2825芯片的E/A Out即为一些常规开关电源控制芯片的电压反馈脚，都符合当电源输出电流逐渐减小时，电压反馈脚电压呈上升趋势；当电源输出电流逐渐增大时，电压反馈电压呈减小趋势的特点。因此，E/AOut脚的电压可以用于反应电源的负载状态。
如图3所示，电流源控制电路的状态信号连接至电流控制型芯片UC2825的E/A Out引脚，电流源控制电路的输出端连接至电流控制型芯片UC2825的CT引脚。
当E/AOut引脚电压未达到基准电压VREF参考值时，比较器U1A输出为高电平，为后级的电流源控制电路提供恒定参考电流源，通过对控制芯片UC2825 CT引脚的内部恒流源做分流作用，以减小流入外接CT电容的电流。进而达到增加CT引脚外接CT电容容值的效果。结合图9所示CT引脚外接电容容值与死区时间对应的关系图进行分析，此时，死区时间将会增加，进而达到减小占空比的作用，以避免电源驱动进入Burst mode，从而实现改善开关电源在空载情况下输出电压的纹波噪声大与动态特性差的特点。
当E/AOut引脚电压达到基准电压VREF参考值时，比较器U1A输出为低电平。此时，无法为后级电流源控制电路提供恒定参考电流源，因此，电流源控制电路不工作。所以，电源一定负载情况下后，控制芯片UC2825输出驱动的死区时间将恢复为原设计死区时间。
通过上述对电路工作原理的分析，第一实施例中的原理图图3可以达到对本实施例中采用电流型控制芯片设计的PWM变换器在空载或轻载情况下，达到改善输出电压的纹波噪声大与动态特性差的目的。
需要说明的是，上述图4至图6同样适用于开关电源选择为PWM变换器的开关电源，并且上述图3至图6还适用于其它的电流控制型开关电源，限于篇幅，不再一一举例说明。
以上所述仅为本发明优选的实施例，并非因此限制本发明的实施方式及保护范围，对于本领域技术人员而言，应当能够意识到凡运用本发明说明书及图示内容所作出的等同替换和显而易见的变化所得到的方案，均应当包含在本发明的保护范围内。

Claims (9)

1.一种开关电源控制电路，应用于电流控制型开关电源，其特征在于：包括触发电路和电流源控制电路，触发电路通过其输入端采样开关电源控制芯片工作状态检测引脚的状态信号，与基准电压VREF比较，当状态信号未达到基准电压VREF时，其输出端为电流源控制电路的输入端提供电流源，电流源控制电路在电流源的作用下工作，增加开关电源控制芯片电流控制引脚的电流值；当状态信号达到基准电压VREF时，触发电路的输出端不为电流源控制电路的输入端提供电流源，电流源控制电路不工作。
2.根据权利要求1所述的一种开关电源控制电路，其特征在于：电流源由供电电源VCC提供。
3.根据权利要求1所述的一种开关电源控制电路，其特征在于：电流源由供电电源VCC和开关电源的母线电压VBUS共同提供。
4.根据权利要求1所述的一种开关电源控制电路，其特征在于：电流源由供电电源VCC、开关电源的母线电压VBUS和环境温度转换为的电压信号VTMP共同提供。
5.根据权利要求1所述的一种开关电源控制电路，其特征在于：触发电路包括电阻R1、电阻R2、电阻R4，以及比较器U1A；电阻R1的一端为触发电路的输入端，电阻R1的另一端连接比较器U1A的输入负端；电阻R2的一端用于输入固定的基准电压VREF，电阻R2的另一端连接比较器U1A的输入正端；电阻R4的一端用于输入供电电源VCC，电阻R4的另一端连接比较器U1A的输出端，比较器U1A的输出端为触发电路的输出端。
6.根据权利要求5所述的一种开关电源控制电路，其特征在于：触发电路还包括电阻R5，电阻R5的一端用于输入开关电源的母线电压VBUS，电阻R5的另一端连接触发电路的输出端。
7.根据权利要求5所述的一种开关电源控制电路，其特征在于：触发电路还包括电阻R5、电阻R6、二极管D1和二级管D2；二极管D1的阳极于输入开关电源的母线电压VBUS，二极管D1的阴极经电阻R5后连接至接触发电路的输出端；二极管D2的阳极于输入环境温度转换为的电压信号VTMP，二极管D2的阴极经电阻R6后连接至接触发电路的输出端。
8.根据权利要求1所述的一种开关电源控制电路，其特征在于：触发电路包括集成电路芯片TL431、电阻R1、电阻R2与电阻R4；电阻R1的一端为触发电路的输入端，电阻R1的另一端连接电阻R2的一端；电阻R2的另一端连接至电源负极；集成电路芯片TL431的基准电压脚R连接至电阻R1与电阻R2的连接点，阳极脚A连接至电源负极，阴极脚C与电阻R4的一端相连；电阻R4的另一端用于连接供电电源VCC，电阻R4与集成电路芯片TL431的阴极脚的连接点为触发电路的输出端。
9.根据权利要求1所述的一种开关电源控制电路，其特征在于：电流源控制电路包括电阻R3、NPN三极管Q1和NPN三极管Q2，且三极管Q1与Q2的特性参数保持一致；电阻R3的一端为电流源控制电路的输入端，电阻R3的另一端同时与NPN三极管Q1的集电极、NPN三极管Q1的基极和NPN三极管Q2的基极相连；NPN三极管Q1的发射极和NPN三极管Q2的发射极均连接电源负极；NPN三极管Q2的集电极为电流源控制电路的输出端。
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