CN111029763A - 基于人工表面等离极化激元的谐振环微波涡旋波束发射器 - Google Patents

Abstract

本发明涉及基于人工表面等离极化激元的谐振环微波涡旋波束发射器，包括介质板、覆盖在该介质板上表面的金属圆环和直线波导，以及覆盖在该介质基板下表面的金属地板；金属圆环由若干周期排布的人工表面等离极化激元单元结构A组成；其中人工表面等离激元单元结构A为表面阻抗周期变化的开槽单元结构；直线波导包括两端的接地同轴连接器、位于中间的若干人工表面等离激元单元结构B、以及用于连接接地同轴连接器和若干人工表面等离激元单元结构B的匹配结构；人工表面等离激元单元结构B为槽深不变的开槽单元。本发明能够发射携带精确定义的轨道角动量的涡旋波束，且在不同频率下具有不同的轨道角动量模式，并且还可以发射圆极化的涡旋。

Description

基于人工表面等离极化激元的谐振环微波涡旋波束发射器

技术领域

本发明属于人工电磁材料领域，涉及一种基于人工表面等离极化激元的谐振环微波涡旋波束发射器。

背景技术

近些年来，无线通信技术快速发展，然而频谱的稀缺性成为限制其发展的瓶颈。目前广泛采用的解决频谱问题的技术有正交频分复用、码分多址以及空时编码技术等。而轨道角动量作为一个新的自由度，它的各个模态之间相互正交，正是这一特性使其成为提高通讯速率以及编码效率的基础，能够极大提高频谱利用率。携带轨道角动量的电磁波束是指螺旋前进的电磁波束，也称之为涡旋电磁波，主要特点是场量表达式具有相位因子

且辐射波束中心强度为零，具有独特的空间分布，可以将所需的信息调制到其具有的非平面结构的相位波前上，提高电磁波传递信息和获取信息的能力。现有产生轨道角动量电磁波的方法包括圆形阵列天线、抛物面天线、相位螺旋板等方式。但是这些方式都存在一定的局限性。例如：圆形阵列天线需要复杂的电路进行配合，来产生每个天线的相位差；抛物面天线一旦加工完成，每一个天线只能实现单一的涡旋波束，无法进行模式复用；相位螺旋板加工过程非常繁琐。

通过人工电磁材料的设计能够在低频(如微波、太赫兹波和远红外)波段实现类似表面等离激元的表面波，这种表面波被称为人工表面等离激元。这种表面波有着与光波段表面等离激元类似的亚波长特性，其色散特性与表面等离激元保持一致，为设计平面等离子体器件提供了可能。其中人工表面等离激元谐振单元结构由周期开槽金属片构成，对其表面进行阻抗调制以后可以向外辐射。

发明内容

本发明的目的在于针对现有轨道角动量实现方式过于复杂，产生的涡旋波束单一即无法实现天线复用，器件不易集成的技术问题，提供一种可以产生携带有轨道角动量波束的基于人工表面等离激元的环型谐振器的涡旋波束发射器。

基于人工表面等离极化激元的谐振环微波涡旋波束发射器，包括介质板、覆盖在该介质板上表面的金属圆环和直线波导，以及覆盖在该介质基板下表面的金属地板。

所述金属圆环由若干周期排布的人工表面等离极化激元单元结构A组成；其中人工表面等离激元单元结构A为表面阻抗周期变化的开槽单元结构,所有开槽方向均朝环外；阻抗变化周期可以采用正弦、余弦、三角波、锯齿波等函数周期。所述的开槽单元的表面阻抗，能够通过调节开槽单元的开槽深度、开槽宽度等参数来完成。

作为优选，人工表面等离激元单元结构A的调制周期为5个开槽单元。

所述直线波导包括两端的接地同轴连接器、位于中间的若干人工表面等离激元单元结构B、以及用于连接接地同轴连接器和若干人工表面等离激元单元结构B的匹配结构。人工表面等离激元单元结构B为槽深不变的开槽单元，所有开槽方向均朝向金属圆环。

直线波导的中心与金属圆环的中心位于涡旋波束发射器的中轴线上。

作为优选，金属圆环与直线波导的最优距离为0.5mm。

人工表面等离激元单元开槽结构A、B沿自身轴线方向的剖面形状为矩形、V形、梯形或多边形结构。

介质板可以采用PCB板、硅基底、石英基底或聚酰亚胺基底。

该发射器能够发射携带精确定义的轨道角动量的涡旋波束，且在不同频率下具有不同的轨道角动量模式，并且此装置还可以发射圆极化的涡旋。

本发明的有益效果为：

(1)与现有技术相比，本发明的涡旋波束发射器，将阻抗表面调制漏波天线理论和人工表面等离激元理论相结合，通过对表面等离激元单元结构A开槽深度的调整实现对其表面阻抗的调制，再通过对表面等离激元单元结构A进行周期排布后，实现电磁波辐射。

(2)若干表面等离激元结构A呈圆环周期排列形成谐振环，提高辐射效率。同时谐振环上相邻单元之间存在轨道角动量所需的相位差，可以通过调整单元周期数灵活控制轨道角动量的模式数。

(3)本发明能够在不改变结构的情况下，在不同频率产生具有不同轨道角动量的涡旋波束，实现天线复用。

(4)本发明采用双端口设计，不同的端口馈电将产生具有不同轨道角动量模式数的涡旋波束，实现天线复用。

(5)本发明设计所产生的涡旋波束，能够分解成为具有不同轨道角动量模式数的左旋极化涡旋波和右旋极化涡旋波，使得本发明所产生的辐射波束能够具有更多的信道，增大通信容量。

(6)本发明制造简单、操作方便、容易集成在系统中，节省造价。

附图说明

图1是印刷在带地介质基板上表面的金属圆环和直线波导图。

图2是组成三角波表面阻抗一个周期的人工表面等离激元结构图。

图3是用来近视提取其表面阻抗的开槽单元结构图。

图4是不同槽深的开槽单元的色散曲线图。

图5是槽深和阻抗表面的关系曲线图。

图6是S参数的曲线图。

图7是近场各个谐振点对应的光学周期数m；其中图a-g分别对应光学周期数m＝11至m＝17。

图8是各个谐振点方位角极化辐射波束的相位分布图；其中图a是仿真的结果，图b是测量的结果。

图9是远场下的左旋和右旋圆极化的三维辐射方向以及相位图；其中图a和b对应左旋圆极化，图c和d对应右旋圆极化。

具体实施方式

下面结合附图对本发明的技术方案进行详细说明

如图1所示，本发明主要包括介质基板3以及位于介质基板上表面的金属圆环1和直线波导2。

直线波导包括两端的接地同轴连接器5、位于中间的若干人工表面等离激元单元结构B6、以及用于连接接地同轴连接器和若干人工表面等离激元单元结构B的匹配结构4。

金属圆环由14个周期排布的人工表面等离激元单元结构A7弯曲而成。金属圆环和直线波导上下垂直间距为0.5mm。

如图2所示，周期排布的人工表面等离激元单元结构A为开槽单元结构，槽深与表面阻抗虚部呈指数关系。人工表面等离激元单元结构A的槽宽为a,调制周期为p,一个调制周期包括5个开槽单元结构，其对应的槽深分别为h1、h2、h3、h4和h5，所对应的值分别为1.27mm，3.24mm，4.26mm，3.24mm和1.27mm。其中a＝2mm,d＝4mm,p＝5*d＝20mm。

如图3所示，人工表面等离激元单元结构A的一个调制周期中的开槽单元槽深为h,槽宽为a。其中开槽深度h为根据三角波阻抗表面需要所确定，以4个数据为一组的数值从小到大依此为1mm,2mm,3mm和4mm。

在本实施例中，人工表面等离激元单元结构A的表面阻抗可以由以下公式得出：

其中，X_s为人工表面等离激元单元结构A的平均表面阻抗，M为调制深度，取值范围为0～1，p为调制周期，x方向为电磁波沿着阻抗表面的传播方向。

j为虚数单位。

通常阻抗表面所激发-1次快波总是最先辐射出来，因此第一辐射谐波模式的相位常数β_x可以由以下公式得出：

其中，k_-1为-1次快波的波数，k_x为波导上沿传播方向的表面等离极化激元波的波数，辐射波束的辐射角度α可以由以下公式给出：

α＝sin^-1(β_x/k₀) (3)

其中k₀为真空的波数。为获得不同谐振频点下垂直方向(α＝0)的漏波，进而获得该辐射谐波模式下的相位常数β_x。然后代入到公式(2)获得所对应的k_x。(在此处，我们设置α＝0以获得一个8GHZ处垂直方向的漏波，此时可以得到β_x＝0；

)所以根据以下公式我们可以算出人工表面等离激元单元结构A对应的表面阻抗Z:

其中η₀为自由空间波阻抗。选择调制深度M＝0.5，由公式(1)-(4),就可以根据图4不同槽深单元的色散曲线计算出图5的阻抗和槽深的关系曲线。

如图4所示的不同槽深的单元色散曲线，可以看出不同槽深对应着不同的色散截止频率，且槽深越大截止频率越低。

如图5所示，为槽深h和表面阻抗Z_s的关系曲线，纵坐标为表面阻抗，单位为ohm，ohm表示欧姆。横坐标为槽深h，单位为mm，表示毫米。

我们将上述n(n＝14)个表面阻抗调制的周期排布的人工表面等离激元单元结构A首尾相连弯曲成一个圆环，其周长是调制周期P长度的n倍。为了将波耦合到谐振环中，直线波导放置在离圆环垂直距离为0.5mm的位置处。圆环谐振条件满足以下方程：

2πR＝mλ/n_eff (5)

其中m为谐振环的模式数，R为圆环半径，

为人工表面等离极化激元模式的有效折射率，

为方位角方向的波数，λ为自由空间的波长。因为圆环半径R比圆环上的槽宽大的多，因此周期调制的环形谐振器发射的第一辐射谐波在方位角方向的波数满足下述公式：

其中

为方位角方向-1次快波的波数。

由方程(5)和(6)，可以得到谐振点处辐射波束的方位角传播常数

其中m是谐振环包含的光学周期数，n为谐振环所包含的调制周期数。此时谐振环辐射的波束为圆柱矢量涡旋波束，具有携带有

的相位特性，l为拓扑电荷数，

为方位角。而且这种矢量涡旋具有螺旋波前，并携带有和l一一对应的轨道角动量模式，对应关系为在各谐振点处

更为重要的是此装置相较于其他结构可以通过调整谐振环的调制周期数n,就能达到灵活获取轨道角动量模式数的效果。

如图6和7所示，共有7个谐振频点，分别为6.53GHZ、7.06GHZ、7.55GHZ、8GHZ、8.87GHZ、8.45GH以及9.23GH，这些频点所对应的光学周期数为m＝11一直递增到m＝17。

如图8所示在各个谐振点处对应的轨道角动量数l以及对应的方位角极化辐射波束的相位分布。上述频点对应的轨道角动量模式数l依次为-3，-2，-1，0，1，2，3；特别的，在8GHZ处，l＝0，所对应的波束未呈现出螺旋相位，其余频点则出现2π整数倍的相位梯度变化，因此可以在不同的频率下观察到不同的轨道角动量模式数，表明辐射波束携带有多个精确定义的轨道角动量。

圆柱矢量涡旋可以分解为左旋圆极化和右旋圆极化的叠加，即两个标量涡旋相加。对应的方程如下：

其中

是方位角方向的矢量电场强度，E₀是电场强度的振幅值。

如图9所示为各谐振点处远场下的左旋和右旋圆极化的三位辐射图以及对应的相位图。可以看出左旋圆极化在7.55GHZ、右旋圆极化在8.45GHZ处对应的远场图看起来像铅笔状的波束，而在其他频点下中心区域的振幅为0，辐射波束类似于一个中空的圆饼状。这就表明此装置所产生的涡旋波束，能够分解成为具有不同轨道角动量模式数的左旋极化涡旋波和右旋极化涡旋波。

以上详细描述了本发明的优选实施方式，但是，本发明并不限于上述事实方式中的具体细节，在本发明的技术构思范围内，可以对发明的技术方案进行多种等同变换，这些等同变换均属于本发明的保护范围。

Claims (10)

1.基于人工表面等离极化激元的谐振环微波涡旋波束发射器，其特征在于包括介质板、覆盖在该介质板上表面的金属圆环和直线波导，以及覆盖在该介质基板下表面的金属地板；

所述金属圆环由若干周期排布的人工表面等离极化激元单元结构A组成；其中人工表面等离激元单元结构A为表面阻抗周期变化的开槽单元结构,所有开槽方向均朝环外；

所述直线波导包括两端的接地同轴连接器、位于中间的若干人工表面等离激元单元结构B、以及用于连接接地同轴连接器和若干人工表面等离激元单元结构B的匹配结构；人工表面等离激元单元结构B为槽深不变的开槽单元，所有开槽方向均朝向金属圆环；

直线波导的中心与金属圆环的中心位于涡旋波束发射器的中轴线上。

2.如权利要求1所述的基于人工表面等离极化激元的谐振环微波涡旋波束发射器，其特征在于人工表面等离激元单元结构A的调制周期为5个开槽单元。

3.如权利要求1-2任一所述的基于人工表面等离极化激元的谐振环微波涡旋波束发射器，其特征在于人工表面等离激元单元结构A的开槽单元结构表面阻抗变化周期可以采用正弦、余弦、三角波、锯齿波等函数周期。

4.如权利要求1-3任一所述的基于人工表面等离极化激元的谐振环微波涡旋波束发射器，其特征在于所述的开槽单元的表面阻抗，能够通过调节开槽单元的开槽深度、开槽宽度等参数来完成。

5.如权利要求1-4任一所述的基于人工表面等离极化激元的谐振环微波涡旋波束发射器，其特征在于金属圆环与直线波导的最优距离为0.5mm。

6.如权利要求1-5任一所述的基于人工表面等离极化激元的谐振环微波涡旋波束发射器，其特征在于人工表面等离激元单元开槽结构A、B沿自身轴线方向的剖面形状为矩形、V形、梯形或多边形结构。

7.如权利要求1-6任一所述的基于人工表面等离极化激元的谐振环微波涡旋波束发射器，其特征在于介质板可以采用PCB板、硅基底、石英基底或聚酰亚胺基底。

8.如权利要求1-7任一所述的基于人工表面等离极化激元的谐振环微波涡旋波束发射器，其特征在于若干人工表面等离激元单元结构A呈圆环周期排列形成谐振环；同时谐振环上相邻人工表面等离激元单元结构A之间存在轨道角动量所需的相位差，可以通过调整单元周期数灵活控制轨道角动量的模式数。

9.如权利要求1-8任一所述的基于人工表面等离极化激元的谐振环微波涡旋波束发射器，其特征在于所产生的涡旋波束能够分解成为具有不同轨道角动量模式数的左旋极化涡旋波和右旋极化涡旋波。

10.如权利要求1-9任一所述的基于人工表面等离极化激元的谐振环微波涡旋波束发射器，其特征在于若干表面阻抗调制的周期排布的人工表面等离激元单元结构A首尾相连弯曲成一个圆环，其周长是调制周期P长度的n倍；为了将波耦合到谐振环中，直线波导放置在离圆环垂直距离为0.5mm的位置处；圆环谐振条件满足以下方程：

2πR＝mλ/n_eff (5)

其中m为谐振环的模式数，R为圆环半径，

为人工表面等离极化激元模式的有效折射率，

为方位角方向的波数，λ为自由空间的波长；因为圆环半径R比圆环上的槽宽大的多，因此周期调制的环形谐振器发射的第一辐射谐波在方位角方向的波数满足下述公式：

其中

为方位角方向-1次快波的波数；

由公式(5)和(6)，得到谐振点处辐射波束的方位角传播常数

其中m是谐振环包含的光学周期数，n为谐振环所包含的调制周期数；此时谐振环辐射的波束为圆柱矢量涡旋波束，具有携带有

的相位特性，l为拓扑电荷数，

为方位角；谐振环辐射的波束为圆柱矢量涡旋波束具有螺旋波前，并携带有和l一一对应的轨道角动量模式，对应关系为在各谐振点处

因此通过调整谐振环的调制周期数n,就能达到灵活获取轨道角动量模式数的效果。

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