CN110994670A - 一种基于单相电流源型PWM整流器和dq解耦的电力弹簧系统 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种基于单相电流源型PWM整流器和dq解耦的电力弹簧系统及其控制方法。本发明所提系统由于采用了单相电流源型PWM整流器，有效解决了单相电流源型电力弹簧直流侧电流的实现问题，保证了其能量的双向流动。另外，本发明首次在电流源型电力弹簧中采用基于单相dq解耦控制的控制策略，通过dq变换将正弦电流转化成直流量加以控制，实现跟踪给定值的功能。基于上述系统及其控制策略，当输入功率产生波动时，单相电流源型电力弹簧一方面能够保证关键负载的电能质量并使关键负载电压幅值能够精确跟踪给定值，另一方面也能使关键负载功率的波动转移给非关键负载，从而实现电力弹簧四两拨千斤的功能。

Description

一种基于单相电流源型PWM整流器和dq解耦的电力弹簧系统

技术领域

本发明涉及一种基于单相电流源型PWM整流器和dq解耦的电力弹簧系统，属于智能电网运行控制技术领域，属于电力电子在电力系统中的应用技术领域。

背景技术

随着我国的能源结构的不断调整，清洁能源的发电比例逐年增加，而由于风能、太阳能等可再生能源的间歇性和不确定性，大规模的清洁能源集中接入电网会导致其消纳问题日益凸显。由于电力系统传统的运行方式仍是需求量决定供电量，可再生能源发电并网比例较小时，大型电网对于电压的波动能够起到自我调节的作用，而随着可再生能源并网比例不断增加，此时电网的自我调节能力无法使得电网达到电能质量的要求，对电力系统的稳定运行产生了一定的冲击。而针对可再生能源的间歇性和不确定性问题。现在普遍解决方法是利用相应的储能装置，在发电量和用电量不匹配时利用储能装置完成发电量和用电量的匹配，而这些储能装置大都体积较大且会使得系统成本增加。

针对上述现状，有学者提出了电力弹簧(Electric Spring，ES)的概念，ES装置的提出可改变电力系统的传统运行模式，可实现用电量随发电量的变化而变化，可再生能源的间歇性问题将迎刃而解。ES理论将电力系统中的负载分为两大类：一类为关键负载，工作电压要求较为严格，端电压只允许在极小范围内波动；另一类为非关键负载，相对关键负载来说，其端电压可以在较大的范围内波动。ES的核心思想是将机械弹簧对偶到电力系统中，与汽车减震器的原理类似，在电网波动时，将关键负载上的电压控制在规定的范围内，同时将本应在关键负载上的电压波动转移给非关键负载，自动调节非关键负载的耗电量，实现发电量与用电量的自动匹配。而且相对于各种传统的柔性交流输电装置，电力弹簧都有其独特的优势，使得其在电力系统中的应用前景广阔。

发明内容

发明目的：针对现有的电力弹簧的知识以及技术，提出一种基于单相电流源型PWM整流器和dq解耦的电力弹簧系统，该系统能够实现对于输出电流的并网控制，使其达到并网要求。

发明内容：一种基于单相电流源型PWM整流器和dq解耦的电力弹簧系统，该电力弹簧系统包括单相电流源型PWM整流器和单相电流源型电力弹簧，整个拓扑是一个背靠背式的结构，由单相电流源型PWM整流器提供单相电流源型电力弹簧的直流侧电流；

所述单相电流源型PWM整流器的输入侧为交流电网v_ac，其拓扑结构包括整流桥滤波电感L、整流桥滤波电容C、电流源全桥整流器，所述交流电网v_ac通过等效电阻R以及整流桥滤波电感L、整流桥滤波电容C接电流源全桥整流器，所述单相电流源型PWM整流器的输出端接直流侧滤波电感L_d，所述直流侧滤波电感L_d后接单相电流源型电力弹簧；

所述单相电流源型电力弹簧的拓扑结构包括电流源全桥逆变器、逆变桥输出侧滤波电感L_r、逆变桥输出侧滤波电容C_f、关键负载Z₂、非关键负载Z₃以及输电线等效电感L₁、输电线等效电阻R₁、并网点电压v_G；其中，所述逆变桥输出侧滤波电容C_f的一端与逆变桥输出侧滤波电感L_r的一端以及关键负载Z₂的一端相连，另一端与非关键负载Z₃的一端相连；所述电流源全桥逆变器的输入端接直流侧滤波电感L_d，输出端接逆变桥输出侧滤波电感L_r的另一端和逆变桥输出侧滤波电容C_f的另一端；所述关键负载Z₂的另一端与非关键负载Z₃的另一端和并网点电压v_G的一端相连，所述并网点电压v_G的另一端与关键负载Z₂的一端通过线路电感L₁和线路电阻R₁连接。

进一步地，所述基于电流源型PWM整流器的输出电流的控制方法，其包括以下环节：

1)采样所述单相电流源型PWM整流器的输出电流值，采样网侧输入电流；

2)将采样的输出电流值i_dc，与直流电流参考值作差，得到输出电流偏差i_dc-error；

3)将i_dc-error通过PI控制器后，与参考单位正弦波相乘，得到网侧参考电流i_s ^*，所述参考单位正弦波的相位与并网点电压v_G相同；

4)采样的网侧输入电流i_s与i_s ^*作差，得到网侧电流偏差i_s-error；

5)将i_s-error通过I控制器后得到调制波，与三角载波作对比，调制波与三角载波的瞬时值进行比较得到的逻辑信号作为电流源全桥整流器中桥臂通断的控制。

进一步地，所述电流源全桥整流器包括第一至第四开关管以及第一至第八二极管，第一开关管s₁₁的发射极分别连接整流桥滤波电感L和整流桥滤波电容C的公共端以及第一二极管的阴极、第八二极管的阴极，第一开关管s₁₁的集电极分别连接第一二极管的阳极和第五二极管的阳极，第二开关管s₁₂的集电极分别连接第六二极管的阳极和第二二极管的阳极，第二开关管s₁₂的发射极分别连接整流桥滤波电容C和交流电网v_ac的公共端以及第二二极管的阴极、第七二极管的阴极，第三开关管s₁₃管的集电极分别连接第七二极管的阳极和第三二极管的阳极，第三开关管s₁₃的发射极分别连接第三二极管的阴极、第四开关管s₁₄的发射极和第四二极管的阴极，第四开关管s₁₄的集电极分别连接第四二极管的阳极和第八二极管的阳极，第五二极管的阴极连接第六二极管的阴极；

5)中当三角载波的瞬时值大于调制波时，逻辑信号置0，此时控制s₁₁和s₁₃关断，s₁₂和s₁₄开通；当三角载波的瞬时值小于等于调制波时，逻辑信号置1，此时控制s₁₁和s₁₃开通，s₁₂和s₁₄关断。

进一步地，所述单相电流源型电力弹簧采用单相dq解耦的控制策略，包括如下步骤：

1)采样关键负载Z₂的电流值，采样电流源全桥逆变器经过LC滤波后的输出电流值，采样流过输电线等效电感L₁和输电线等效电阻R₁的输电线电流值i₁；

2)将采样的关键负载Z₂的电流值i₂输入延时单元，得到与i₂相垂直的电流信号i_2β，所述延时单元的延时时间为四分之一电网电压周期；

3)将i₂以及i_2β分别作为两相静止坐标系下的α轴电流i_α和β轴电流i_β，通过两相静止到两相旋转坐标变换矩阵变换为两相旋转坐标系下的d轴电流i_d和q轴电流i_q；

4)将i_d和i_q分别经过低通滤波器滤去高次谐波后得到滤波后的d轴电流i_d1和滤波后的q轴电流i_q1；

5)将i_d1和i_q1分别与d轴电流参考值i_d-ref和q轴电流参考值i_q-ref作差，得到d轴电流误差值i_d-error和q轴电流i_q-error，i_d-error和i_q-error分别输入PI控制器；

6)将PI控制器的输出量通过两相旋转到两相静止坐标变换矩阵变换为两相静止坐标系下的α轴电流i_R和β轴电流i_I；

7)将i_R作为参考值，与滞环比较器的环宽值i_th分别进行求和以及作差，得到滞环比较器的上限值i_high和下限值i_low；

8)将采样的电流源全桥逆变器经过LC滤波后的输出电流值i_c作为滞环比较器的输入，分别与i_high、i_low进行比较后，得到的逻辑信号作为电流源全桥逆变器中桥臂通断的控制信号。

进一步地，3)中两相静止到两相旋转坐标变换矩阵为：

θ₀为并网点电压v_G的相位角度瞬时值。

进一步地，5)中d轴电流参考值i_d-ref和q轴电流参考值i_q-ref通过相位控制策略得到，其具体步骤为：

51)根据并网点电压v_G的有效值，通过式(1)计算出a和b的值：

其中，

ω为电网电压频率，R₂为关键负载阻值、R₃为非关键负载阻值、V_s为关键负载两端电压给定的有效值；

52)根据式(2)算出θ以及δ值：

53)利用计算出的θ以及δ值，根据式(3)计算出电流参考值i_d ^*和i_q ^*：

进一步地，6)中两相旋转到两相静止坐标变换矩阵为

θ₀为并网点电压v_G的相位角度瞬时值。

进一步地，所述电流源全桥逆变器包括第五至第八开关管以及第九至第十六二极管，第五开关管的集电极分别连接第九二极管的阴极、第六开关管的集电极、第十二极管的阴极以及直流侧滤波电感L_d，第五开关管的发射极分别连接第九二极管的阳极和第十三二极管的阳极，第六开关管的发射极分别连接第十二极管的阳极和第十四二极管的阳极，第七开关管的集电极分别连接逆变桥输出侧滤波电容C_f和非关键负载Z₃的公共端以及第十四二极管的阴极、第十一二极管的阴极，第七开关管的发射极分别连接第十一二极管的阳极和第十五二极管的阳极，第八开关管的集电极分别连接第十三二极管的阴极、逆变桥输出侧滤波电感L_r和第十二二极管的阴极，第八开关管的发射极分别连接第十二二极管的阳极和第十六二极管的阳极，第十六二极管的阴极连接第十五二极管的阴极；

8)中当i_c≤i_high时，控制s₂₁和s₂₃开通，否则令s₂₁和s₂₃关断；当i_c>i_low时，控制s₂₂和s₂₄开通，否则令s₂₂和s₂₄关断。

有益效果：与现有的ES控制方式相比，本发明由于利用了dq变换，将正弦量转换为直流量控制，此时使用PI控制器即可实现无差调节，使得负载电流能够精确地跟踪给定，达到并网条件；且在电网电压存在低次谐波时，将正弦量转换为直流量之后，能够使用低通滤波器直接滤去谐波，降低电网电压谐波对于负载电流正弦度的影响，从而实现有源滤波器的功能。

附图说明

图1是本发明的一种基于单相电流源型PWM整流器和dq解耦的电力弹簧系统的系统结构及其控制框图；

图中的各标号定义如下：

1.1为交流电网，1.2为等效电阻，1.3为整流桥滤波电感，1.4为整流桥滤波电容，1.5为电流源全桥整流器，1.6为直流侧滤波电感，1.7为电流源全桥逆变器，1.8为逆变桥输出侧滤波电感，1.9为逆变桥输出侧滤波电容，1.10为非关键负载，1.11为关键负载，1.12为输电线等效电感，1.13为输电线等效电阻，1.14为输入交流电压源即并网点电压；

2.1为采样的关键负载Z₂的电流值，2.2为延时单元，2.3为两相静止坐标系下的正交分量，2.4为两相静止到两相旋转坐标变换矩阵，2.5为两相旋转坐标系下的电流，2.6为低通滤波器，2.7为经低通滤波后的电流，2.8为相位控制策略，2.9为两相旋转坐标系下的电流的参考值，2.10为两相旋转坐标系下的电流的误差值，2.11是PI控制器，2.12是PI控制器的输出，2.13为两相旋转到两相静止坐标变换矩阵，2.14为两相静止坐标系下对应的正弦量，2.15为滞环比较器的环宽值，2.16为滞环比较器的上限值和下限值，2.17是采样的电流源全桥逆变器经过LC滤波后的输出电流值，2.18为比较器，2.19为电流源全桥逆变器中四个开关管的驱动信号；

3.1为采样的单相电流源型PWM整流器的输出电流值，3.2为给定的直流电流参考值，3.3为输出电流偏差，3.4为PI控制器，3.5为PI控制器的输出，3.6为参考单位正弦波，3.7为乘法器，3.8为网侧参考电流，3.9为采样的网侧输入电流，3.10为网侧电流偏差，3.11为I控制器，3.12为I控制器的输出，3.13为三角载波，3.14为比较器，3.15为逻辑取反器，3.16为电流源全桥整流器中四个开关管的驱动信号；

图2是电网电压突变波形；

图3是实际关键负载电压波形；

图4是在0-0.2s时关键负载电压FFT结果；

图5是在0.2-0.5s时关键负载电压FFT结果；

图6时在0.5-0.7s时关键负载电压FFT结果。

具体实施方式

下面结合附图做更进一步的解释：

如图1所示，一种基于单相电流源型PWM整流器和dq解耦的电力弹簧系统的拓扑结构：整个拓扑是一个背靠背式的结构，由单相电流源型PWM整流器提供单相电流源型电力弹簧的直流侧电流。

所述单相电流源型PWM整流器的输入侧为交流电网v_ac，其拓扑结构包括整流桥滤波电感L、整流桥滤波电容C、电流源全桥整流器，所述交流电网v_ac通过等效电阻R以及整流桥滤波电感L、整流桥滤波电容C接电流源全桥整流器，所述单相电流源型PWM整流器的输出端接直流侧滤波电感L_d，所述直流侧滤波电感L_d后接单相电流源型电力弹簧。

所述单相电流源型电力弹簧的拓扑结构包括电流源全桥逆变器、逆变桥输出侧滤波电感L_r、逆变桥输出侧滤波电容C_f、关键负载Z₂、非关键负载Z₃以及输电线等效电感L₁、输电线等效电阻R₁、并网点电压v_G；其中，所述逆变桥输出侧滤波电容C_f的一端与逆变桥输出侧滤波电感L_r的一端以及关键负载Z₂的一端相连，另一端与非关键负载Z₃的一端相连；所述电流源全桥逆变器的输入端接直流侧滤波电感L_d，输出端接逆变桥输出侧滤波电感L_r的另一端和逆变桥输出侧滤波电容C_f的另一端；所述关键负载Z₂的另一端与非关键负载Z₃的另一端和并网点电压v_G的一端相连，所述并网点电压v_G的另一端与关键负载Z₂的一端通过线路电感L₁和线路电阻R₁连接。

1)采样所述单相电流源型PWM整流器的输出电流值，采样网侧输入电流；

2)将采样的输出电流值i_dc，与直流电流参考值作差，得到输出电流偏差i_dc-error；

3)将i_dc-error通过PI控制器后，与参考单位正弦波相乘，得到网侧参考电流i_s ^*，所述参考单位正弦波的相位与并网点电压v_G相同；

4)采样的网侧输入电流i_s与i_s ^*作差，得到网侧电流偏差i_s-error；

5)将i_s-error通过I控制器后得到调制波，与三角载波作对比，得到相应的逻辑信号，控制桥臂通断：当载波瞬时值大于调制波时，逻辑信号置0，此时控制s₁₁和s₁₃关断，s₁₂和s₁₄开通；当载波瞬时值小于等于调制波时，逻辑信号置1，此时控制s₁₁和s₁₃开通，s₁₂和s₁₄关断。

所述单相电流源型电力弹簧采用单相dq解耦的控制策略，包括如下步骤：

1)采样关键负载Z₂的电流值，采样电流源全桥逆变器经过LC滤波后的输出电流值，采样流过输电线等效电感L₁和输电线等效电阻R₁的输电线电流值i₁；

2)将采样的关键负载Z₂的电流值i₂输入延时单元，得到与i₂相垂直的电流信号i_2β，所述延时单元的延时时间为四分之一电网电压周期；

3)将i₂以及i_2β分别作为两相静止坐标系下的α轴电流i_α和β轴电流i_β，通过两相静止到两相旋转坐标变换矩阵变换为两相旋转坐标系下的d轴电流i_d和q轴电流i_q；两相静止到两相旋转坐标变换矩阵为：

θ₀为并网点电压v_G的相位角度瞬时值；

4)将i_d和i_q分别经过低通滤波器滤去高次谐波后得到滤波后的d轴电流i_d1和滤波后的q轴电流i_q1；

5)将i_d1和i_q1分别与d轴电流参考值i_d-ref和q轴电流参考值i_q-ref作差，得到d轴电流误差值i_d-error和q轴电流i_q-error，i_d-error和i_q-error分别输入PI控制器；

d轴电流参考值i_d-ref和q轴电流参考值i_q-ref通过相位控制策略得到，其具体步骤为：

51)根据并网点电压v_G的有效值，通过式(1)计算出a和b的值：

其中，

ω为电网电压频率，R₂为关键负载阻值、R₃为非关键负载阻值、V_s为关键负载两端电压给定的有效值；

52)根据式(2)算出θ以及δ值：

53)利用计算出的θ以及δ值，根据式(3)计算出电流参考值i_d ^*和i_q ^*：

6)将PI控制器的输出量通过两相旋转到两相静止坐标变换矩阵变换为两相静止坐标系下的α轴电流i_R和β轴电流i_I；两相旋转到两相静止坐标变换矩阵为

θ₀为并网点电压v_G的相位角度瞬时值；

7)将i_R作为参考值，与滞环比较器的环宽值i_th分别进行求和以及作差，得到滞环比较器的上限值i_high和下限值i_low；

8)将采样的电流源全桥逆变器经过LC滤波后的输出电流值i_c作为滞环比较器的输入，分别与i_high、i_low进行比较后，得到相应的信号，将其作为所述电流源全桥逆变器中的驱动信号：当i_c≤i_high时，控制s₂₁和s₂₃开通，否则令s₂₁和s₂₃关断；当i_c>i_low时，控制s₂₂和s₂₄开通，否则令s₂₂和s₂₄关断。

实施例

在MATLAB/Simulink中对于该系统进行仿真，仿真时各器件的参数为：整流器网侧电压v_ac有效值为220V，频率50Hz，等效电阻R为0.1Ω，整流桥滤波电感L为20mH，整流桥滤波电容C为5μF，输出侧直流滤波电感L_dc为200mH；逆变桥输出侧滤波电感L_r为10μH；逆变桥输出侧滤波电容C_f为50μF；关键负载Z₂选取纯电阻2000Ω；非关键负载Z₃选取纯电阻101.4Ω；输电线等效电阻R₁为4Ω、等效电感L₁为84.1mH，并网点电压v_G基波有效值参考值为20V/50Hz；逆变器开关频率为5kHz。

仿真时并网点电压初始有效值为20V；在0.2s使得电网电压突增，其有效值为3.8V；在0.5s时继续突增，其有效值为1.8V。电网电压波形如图2。

电力弹簧中电压给定有效值为22V，理想情况下，关键负载电压应稳定在22V且在电压突变时其电压能够快速恢复稳定在该电压值。设置仿真时间为0.7s，并分别对于0-0.2s，0.2-0.5s，0.5-0.7s内的电压波形进行快速傅里叶分析(Fast Fourier Transform，FFT)分析，观察其总谐波失真(Total Harmonic Distortion，THD)值是否符合并网要求。

如图3为关键负载实际电压波形，可知在电压突变时，关键负载电压较好地跟踪了给定22V有效值的参考电压。如图4、5、6可知，在电网电压突变各时间段的电网电压基波幅值以及THD值：0-0.2s基波幅值为30.99V，THD值为1.31％；0.2-0.5s基波幅值为31.05V，THD值为2.73％；0.5-0.7s基波幅值为30.97V，THD值为1.14％。而理想情况下，电压基波幅值应为31.11V，三个时间段内基波幅值基本实现跟踪给定值要求，而其谐波含量也符合并网要求。

上述方法仅为该发明的一种较为合理的实现方式，本发明的保护范围并不以上述实施方法为限，但凡本领域普通技术人员根据本发明所揭示内容所做的等效修饰或变化，皆应纳入权利要求书记载的保护范围内。

Claims (8)

1.一种基于单相电流源型PWM整流器和dq解耦的电力弹簧系统，其特征在于，该电力弹簧系统包括单相电流源型PWM整流器和单相电流源型电力弹簧，整个拓扑是一个背靠背式的结构，由单相电流源型PWM整流器提供单相电流源型电力弹簧的直流侧电流；

所述单相电流源型PWM整流器的输入侧为交流电网v_ac，其拓扑结构包括整流桥滤波电感L、整流桥滤波电容C、电流源全桥整流器，所述交流电网v_ac通过等效电阻R以及整流桥滤波电感L、整流桥滤波电容C接电流源全桥整流器，所述单相电流源型PWM整流器的输出端接直流侧滤波电感L_d，所述直流侧滤波电感L_d后接单相电流源型电力弹簧；

所述单相电流源型电力弹簧的拓扑结构包括电流源全桥逆变器、逆变桥输出侧滤波电感L_r、逆变桥输出侧滤波电容C_f、关键负载Z₂、非关键负载Z₃以及输电线等效电感L₁、输电线等效电阻R₁、并网点电压v_G；其中，所述逆变桥输出侧滤波电容C_f的一端与逆变桥输出侧滤波电感L_r的一端以及关键负载Z₂的一端相连，另一端与非关键负载Z₃的一端相连；所述电流源全桥逆变器的输入端接直流侧滤波电感L_d，输出端接逆变桥输出侧滤波电感L_r的另一端和逆变桥输出侧滤波电容C_f的另一端；所述关键负载Z₂的另一端与非关键负载Z₃的另一端和并网点电压v_G的一端相连，所述并网点电压v_G的另一端与关键负载Z₂的一端通过线路电感L₁和线路电阻R₁连接。

2.根据权利要求1所述的一种基于单相电流源型PWM整流器和dq解耦的电力弹簧系统，其特征在于，所述基于电流源型PWM整流器的输出电流的控制方法，其包括以下环节：

1)采样所述单相电流源型PWM整流器的输出电流值，采样网侧输入电流；

2)将采样的输出电流值i_dc，与直流电流参考值作差，得到输出电流偏差i_dc-error；

3)将i_dc-error通过PI控制器后，与参考单位正弦波相乘，得到网侧参考电流i_s ^*，所述参考单位正弦波的相位与并网点电压v_G相同；

4)采样的网侧输入电流i_s与i_s ^*作差，得到网侧电流偏差i_s-error；

5)将i_s-error通过I控制器后得到调制波，与三角载波作对比，调制波与三角载波的瞬时值进行比较得到的逻辑信号作为电流源全桥整流器中桥臂通断的控制。

3.根据权利要求2所述的一种基于单相电流源型PWM整流器和dq解耦的电力弹簧系统，其特征在于，所述电流源全桥整流器包括第一至第四开关管以及第一至第八二极管，第一开关管s₁₁的发射极分别连接整流桥滤波电感L和整流桥滤波电容C的公共端以及第一二极管的阴极、第八二极管的阴极，第一开关管s₁₁的集电极分别连接第一二极管的阳极和第五二极管的阳极，第二开关管s₁₂的集电极分别连接第六二极管的阳极和第二二极管的阳极，第二开关管s₁₂的发射极分别连接整流桥滤波电容C和交流电网v_ac的公共端以及第二二极管的阴极、第七二极管的阴极，第三开关管s₁₃管的集电极分别连接第七二极管的阳极和第三二极管的阳极，第三开关管s₁₃的发射极分别连接第三二极管的阴极、第四开关管s₁₄的发射极和第四二极管的阴极，第四开关管s₁₄的集电极分别连接第四二极管的阳极和第八二极管的阳极，第五二极管的阴极连接第六二极管的阴极；

5)中当三角载波的瞬时值大于调制波时，逻辑信号置0，此时控制s₁₁和s₁₃关断，s₁₂和s₁₄开通；当三角载波的瞬时值小于等于调制波时，逻辑信号置1，此时控制s₁₁和s₁₃开通，s₁₂和s₁₄关断。

4.根据权利要求1所述的一种基于单相电流源型PWM整流器和dq解耦的电力弹簧系统，其特征在于，所述单相电流源型电力弹簧采用单相dq解耦的控制策略，包括如下步骤：

1)采样关键负载Z₂的电流值，采样电流源全桥逆变器经过LC滤波后的输出电流值，采样流过输电线等效电感L₁和输电线等效电阻R₁的输电线电流值i₁；

2)将采样的关键负载Z₂的电流值i₂输入延时单元，得到与i₂相垂直的电流信号i_2β，所述延时单元的延时时间为四分之一电网电压周期；

3)将i₂以及i_2β分别作为两相静止坐标系下的α轴电流i_α和β轴电流i_β，通过两相静止到两相旋转坐标变换矩阵变换为两相旋转坐标系下的d轴电流i_d和q轴电流i_q；

4)将i_d和i_q分别经过低通滤波器滤去高次谐波后得到滤波后的d轴电流i_d1和滤波后的q轴电流i_q1；

5)将i_d1和i_q1分别与d轴电流参考值i_d-ref和q轴电流参考值i_q-ref作差，得到d轴电流误差值i_d-error和q轴电流i_q-error，i_d-error和i_q-error分别输入PI控制器；

6)将PI控制器的输出量通过两相旋转到两相静止坐标变换矩阵变换为两相静止坐标系下的α轴电流i_R和β轴电流i_I；

7)将i_R作为参考值，与滞环比较器的环宽值i_th分别进行求和以及作差，得到滞环比较器的上限值i_high和下限值i_low；

8)将采样的电流源全桥逆变器经过LC滤波后的输出电流值i_c作为滞环比较器的输入，分别与i_high、i_low进行比较后，得到的逻辑信号作为电流源全桥逆变器中桥臂通断的控制信号。

5.根据权利要求4所述的一种基于单相电流源型PWM整流器和dq解耦的电力弹簧系统，其特征在于，3)中两相静止到两相旋转坐标变换矩阵为：

θ₀为并网点电压v_G的相位角度瞬时值。

6.根据权利要求4所述的一种基于单相电流源型PWM整流器和dq解耦的电力弹簧系统，其特征在于，5)中d轴电流参考值i_d-ref和q轴电流参考值i_q-ref通过相位控制策略得到，其具体步骤为：

51)根据并网点电压v_G的有效值，通过式(1)计算出a和b的值：

其中，

ω为电网电压频率，R₂为关键负载阻值、R₃为非关键负载阻值、V_s为关键负载两端电压给定的有效值；

52)根据式(2)算出θ以及δ值：

53)利用计算出的θ以及δ值，根据式(3)计算出电流参考值i_d ^*和i_q ^*：

7.根据权利要求4所述的一种基于单相电流源型PWM整流器和dq解耦的电力弹簧系统，其特征在于，6)中两相旋转到两相静止坐标变换矩阵为

θ₀为并网点电压v_G的相位角度瞬时值。

8.根据权利要求4所述的一种基于单相电流源型PWM整流器和dq解耦的电力弹簧系统，其特征在于，所述电流源全桥逆变器包括第五至第八开关管以及第九至第十六二极管，第五开关管的集电极分别连接第九二极管的阴极、第六开关管的集电极、第十二极管的阴极以及直流侧滤波电感L_d，第五开关管的发射极分别连接第九二极管的阳极和第十三二极管的阳极，第六开关管的发射极分别连接第十二极管的阳极和第十四二极管的阳极，第七开关管的集电极分别连接逆变桥输出侧滤波电容C_f和非关键负载Z₃的公共端以及第十四二极管的阴极、第十一二极管的阴极，第七开关管的发射极分别连接第十一二极管的阳极和第十五二极管的阳极，第八开关管的集电极分别连接第十三二极管的阴极、逆变桥输出侧滤波电感L_r和第十二二极管的阴极，第八开关管的发射极分别连接第十二二极管的阳极和第十六二极管的阳极，第十六二极管的阴极连接第十五二极管的阴极；

8)中当i_c≤i_high时，控制s₂₁和s₂₃开通，否则令s₂₁和s₂₃关断；当i_c>i_low时，控制s₂₂和s₂₄开通，否则令s₂₂和s₂₄关断。

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