CN110971554B

CN110971554B - 数据传输方法及装置

Info

Publication number: CN110971554B
Application number: CN201811149474.7A
Authority: CN
Inventors: 胡远洲; 汪凡
Original assignee: Huawei Technologies Co Ltd
Current assignee: Huawei Technologies Co Ltd
Priority date: 2018-09-29
Filing date: 2018-09-29
Publication date: 2021-09-07
Anticipated expiration: 2038-09-29
Also published as: WO2020063260A1; CN110971554A

Abstract

本申请提供了一种数据发送方法，包括：对于在时域符号l'上发送的调制数据d_l′，对所述调制数据d_l′进行第一预处理得到长度为N的数据

其中，l'为大于或等于0的整数；根据所述

得到在时域符号l上发送的数据s_l,0，其中，s_l,0的长度为N，s_l,0中第n个数据

其中k1和offset为大于等于0的整数，k2为大于等于k1的整数，

为

中第n个数据，n是取值范围为0至N‑1的整数，C₀(n+offset‑l′×N)是第二滤波器系数C₀中的第n+offset‑l′×N个系数；在时域符号l上发送所述数据s_l,0。通过该方法，可以使得发送数据具有低带外泄露OOB，因此可以降低通信系统中数据间的干扰，从而可以提高数据传输速率。

Description

数据传输方法及装置

技术领域

本申请实施例涉及通信技术领域，尤其涉及数据的传输方法及装置。

背景技术

基于市场需求，无线通信系统中，例如长期演进(long term evolution，LTE)或第五代(fifth generation，5G)移动通信系统中，提出了物联网(internet of things，IoT)通信。IoT可以包括机器与机器(machine to machine，M2M)通信或机器类型通信(machinetype communication，MTC)。M2M或MTC可以允许终端设备间进行通信，或者可以在无需人为干预的条件下允许终端设备与网络设备进行通信。例如，M2M或MTC的应用场景可以包括：智能电网、工业自动化控制、无线传感器网络、智能家电、智能水表、共享单车等场景。

发明内容

本申请实施例提供了数据发送方法、装置和系统，旨在提供具有低带外泄露(out-of-band emission，OOB emission)的发送数据，因此可以使得发送数据间的干扰降低，从而可以提高系统中的数据传输速率。在本申请实施例中，OOB emission还可以简称为OOB。

第一方面，提供了一种数据发送方法，包括：对于在时域符号l'上发送的调制数据d_l′，对所述调制数据d_l′进行第一预处理得到长度为N的数据

其中，N为正整数，l'为大于或等于0的整数，对调制数据进行第一预处理包括：对所述调制数据依次进行傅里叶变换、傅里叶反变换和第一滤波，对所述调制数据依次进行傅里叶变换、循环扩展、傅里叶反变换和第一滤波，对所述调制数据依次进行傅里叶变换、第一滤波和傅里叶反变换，对所述调制数据依次进行傅里叶变换、循环扩展、第一滤波和傅里叶反变换，对所述调制数据依次进行补零、傅里叶变换、傅里叶反变换和第一滤波，对所述调制数据依次进行补零、傅里叶变换、循环扩展、傅里叶反变换和第一滤波，对所述调制数据依次进行补零、傅里叶变换、第一滤波和傅里叶反变换，或者对所述调制数据依次进行补零、傅里叶变换、循环扩展、第一滤波和傅里叶反变换；根据所述

得到在时域符号l上发送的数据s_l,0，其中，l为大于或等于0的整数，s_l,0的长度为N，s_l,0中第n个数据

其中k1和offset为大于等于0的整数，k2为大于等于k1的整数，

为

中第n个数据，n是取值范围为0至N-1的整数，C₀(n+offset-l′×N)是第二滤波器系数C₀中的第n+offset-l′×N个系数；在时域符号l上发送所述数据s_l,0。

通过该方法，引入了延迟操作，将k2-k1+1个时域符号的第n个数据分别乘以对应的滤波器系数后相加合并得到时域符号l上发送的第n个数据，可以保证不同时域符号上发送的数据的相关性和连续性。由于OOB的性能主要和不同时域符号上发送的数据之间的相关性和连续性有关，因此本申请实施例提供的方法可以降低发送数据的OOB。进一步地，相比现有技术中将时域符号对应的时域数据与滤波器系数进行线性卷积的滤波方式，该方法所提供的滤波方式采用的乘法运算较少，因此得到的发送数据的峰均功率比(peak toaverage power ratio，PAPR)更低，因此该发送数据经过PA后被发送时，依然可以具有低OOB。

在一种可能的设计中，所述方法还包括：根据所述调制数据d_l′得到K-1路调制数据，其中，K-1为大于或等于1的整数；对于所述K-1路调制数据中的第k路调制数据d_l′,k，对所述调制数据d_l′,k进行所述第一预处理，得到第k路长度为N的数据

其中，k是取值范围为1至K-1的整数；根据所述

得到第k路输出数据s_l,k，其中，s_l,k的长度为N，s_l,k中第n个数据

为

中第n个数据，C_k(n+offset-l′×N)是第k路第二滤波器系数C_k中的第n+offset-l′×N个值；在时域符号l上发送所述数据s_l,0包括：根据所述s_l,0和所述s_l,k得到长度为N的合并输出数据s_l，在时域符号l上发送所述合并输出数据s_l，其中所述s_l中第n个数据

其中，n是取值范围为0至N-1的整数。

通过该方法，将K路输出数据s_l,k合并得到时域符号l上的发送数据s_l，可以减小多路数据中幅度较大的数据的幅度，可以增大多路数据中幅度较小的数据的幅度，因此可以使得合并后的发送数据的幅度变化趋于稳定，发送数据间的波动范围减小，从而可以降低发送数据的PAPR。因此，通过该方法得到的发送数据经过PA后被发送时，依然可以具有低OOB。

在一种可能的设计中，对所述调制数据进行补零包括：在所述调制数据中的起始数据前添加M_0,head个0；在所述调制数据中的末尾数据后添加M_0,tail个0；或者，在所述调制数据中的起始数据前添加M_0,head个0，且在所述调制数据中的末尾数据后添加M_0,tail个0；其中，M_0,head和M_0,tail为正整数。

通过该方法，可以使得发送数据中一部分起始数据和/或一部分末尾数据的值为0，因此在数据传输过程中可以更好地抵抗多径时延扩展带来的干扰，从而可以提高系统中的数据传输速率。

在一种可能的设计中，所述调制数据d_l′中包括M个数据；所述M个数据中的第m个数据的相位是根据所述时域符号l'的索引l'确定的，或者是根据所述时域符号l'的索引l'和m确定的，m是取值范围为0至M-1的整数。示例性地，所述调制数据的调制方式是Pi/2-BPSK，调制数据d_l′中的第m个数据和调制数据d_l′-1中的第m个数据之间的相位差为π/2或-π/2；或所述调制数据的调制方式是Pi/4-QPSK，调制数据d_l′中的第m个数据和调制数据d_l′-1中的第m个数据之间的相位差为π/4、3×π/4、-3×π/4或-π/4；其中，其中，d_l′-1表示时域符号l'-1上发送的调制数据，l'-1为大于或等于0的整数。

通过该方法，可以使相邻符号上传输的调制数据间具有相位差，可以在进行滤波操作时减小同向相加的概率，从而可以降低发送数据的PAPR。因此，通过该方法得到的发送数据经过PA后被发送时，依然可以具有低OOB。

在一种可能的设计中，根据所述调制数据d_l′得到K-1路调制数据，包括：根据所述调制数据d_l′、时域符号l′-1上发送的调制数据d_l′-1、以及时域符号l′-2上发送的调制数据d_l′-2，得到所述K-1路调制数据中的第1路调制数据d_l′,1，其中，所述K-1大于或等于1；和/或，根据所述调制数据d_l′、时域符号l′-2上发送的调制数据d_l′-2、以及时域符号l′-3上发送的调制数据d_l′-3，得到所述K-1路调制数据中的第2路调制数据d_l′,2，其中，所述K-1大于或等于2；和/或，根据所述调制数据d_l′、时域符号l′-1上发送的调制数据d_l′-1、以及时域符号l′-3上发送的调制数据d_l′-3，得到所述K-1路调制数据中的第3路调制数据d_l′,3，其中，所述K-1大于或等于3；其中，调制数据的调制方式是二进制相移键控BPSK或Pi/2-BPSK。

通过该方法，第1路至第K-1路调制数据是根据第0路调制数据确定的，使得K路数据处理中的数据是相关的。因此在将K路输出数据s_l,k合并得到时域符号l上的发送数据s_l时，可以进一步减小多路数据中幅度较大的数据的幅度，可以进一步增大多路数据中幅度较小的数据的幅度，因此可以使得合并后的发送数据的幅度变化趋于稳定，发送数据间的波动范围减小，从而可以降低发送数据的PAPR。通过该方法得到的发送数据经过PA后被发送时，依然可以具有低OOB。

在一种可能的设计中，所述第1路第二滤波器系数C₁中的第i个值C₁(i)是根据所述滤波器系数C₀中的第i个值C₀(i)、所述滤波器系数C₀中的第i+2N个值C₀(i+2N)、以及所述滤波器系数C₀中的第i+N个值C₀(i+N)确定的；和/或，所述第2路第二滤波器系数C₂中的第n个值C₂(i)是根据所述滤波器系数C₀中的第i个值C₀(i)、所述滤波器系数C₀中的第i+2N个值C₀(i+2N)、以及所述滤波器系数C₀中的第i+3N个值C₀(i+3N)确定的；和/或，所述第3路第二滤波器系数C₃中的第i个值C₃(i)是根据所述滤波器系数C₀中的第i个值C₀(i)、所述滤波器系数C₀中的第i+N个值C₀(i+N)、以及所述滤波器系数C₀中的第i+3N个值C₀(i+3N)确定的；其中，调制数据的调制方式是BPSK或Pi/2-BPSK，i为整数。

通过该方法，第1路至第K-1路第二滤波器系数是根据第0路第二滤波器系数确定的，使得K路数据处理中的数据是相关的。因此在将K路输出数据s_l,k合并得到时域符号l上的发送数据s_l时，可以进一步减小多路数据中幅度较大的数据的幅度，可以进一步增大多路数据中幅度较小的数据的幅度，因此可以使得合并后的数据的幅度变化趋于稳定，数据间的波动范围减小，从而可以降低发送数据的PAPR。通过该方法得到的发送数据经过PA后被发送时，依然可以具有低OOB。

在一种可能的设计中，根据所述调制数据d_l′得到K-1路调制数据，包括：根据所述调制数据d_l′以及时域符号l′-1上发送的调制数据d_l′-1得到所述K-1路调制数据中的第1路调制数据；其中，所述K-1大于或等于1；其中，调制数据的调制方式是正交相移键控QPSK或者Pi/4-QPSK。

通过该方法，第1路至第K-1路调制数据是根据第0路调制数据确定的，使得K路数据处理中的数据是相关的。因此在将K路输出数据s_l,k合并得到时域符号l上的发送数据s_l时，可以进一步减小多路数据中幅度较大的数据的幅度，可以进一步增大多路数据中幅度较小的数据的幅度，因此可以使得合并后的数据的幅度变化趋于稳定，数据间的波动范围减小，从而可以降低发送数据的PAPR。通过该方法得到的发送数据经过PA后被发送时，依然可以具有低OOB。

在一种可能的设计中，所述第1路第二滤波器系数C₁中的第i个值C₁(i)是根据所述第二滤波器系数C₀中的第i个值C₀(i)、以及所述第二滤波器系数C₀中的第i+N个值C₀(i+N)确定的；其中，所述调制数据d_l′的调制方式是Pi/4-QPSK或者QPSK，i为整数。

第二方面，提供了一种装置，用于实现第一方面或第一方面中任一种可能的设计所描述的方法。该装置可以通过硬件、软件或硬件加软件的形式实现。该硬件或软件包括一个或多个与上述方法相对应的模块。

在一个示例中，该装置包括：第一预处理模块、第二滤波模块和通信模块；对于在时域符号l'上发送的调制数据d_l′，所述第一预处理模块用于对所述调制数据d_l′进行第一预处理得到长度为N的数据

其中，N为正整数，l'为大于或等于0的整数，对调制数据进行第一预处理包括：对所述调制数据依次进行傅里叶变换、傅里叶反变换和第一滤波，对所述调制数据依次进行傅里叶变换、循环扩展、傅里叶反变换和第一滤波，对所述调制数据依次进行傅里叶变换、第一滤波和傅里叶反变换，对所述调制数据依次进行傅里叶变换、循环扩展、第一滤波和傅里叶反变换，对所述调制数据依次进行补零、傅里叶变换、傅里叶反变换和第一滤波，对所述调制数据依次进行补零、傅里叶变换、循环扩展、傅里叶反变换和第一滤波，对所述调制数据依次进行补零、傅里叶变换、第一滤波和傅里叶反变换，或者对所述调制数据依次进行补零、傅里叶变换、循环扩展、第一滤波和傅里叶反变换；所述第二滤波模块用于根据所述

其中k1和offset为大于等于0的整数，k2为大于等于k1的整数，

为

中第n个数据，n是取值范围为0至N-1的整数，C₀(n+offset-l′×N)是第二滤波器系数C₀中的第n+offset-l′×N个系数；所述通信模块用于在时域符号l上发送所述数据s_l,0。

在一种可能的设计中，所述第一预处理模块还用于：根据所述调制数据d_l′得到K-1路调制数据，其中，K-1为大于或等于1的整数；对于所述K-1路调制数据中的第k路调制数据d_l′k，对所述调制数据d_l′k进行所述第一预处理，得到第k路长度为N的数据

其中，k是取值范围为1至K-1的整数；所述第二滤波模块还用于根据所述

为

中第n个数据，C_k(n+offset-l′×N)是第k路第二滤波器系数C_k中的第n+offset-l′×N个值；所述通信模块用于在时域符号l上发送所述数据s_l,0包括：所述装置还包括合并模块，所述合并模块用于根据所述s_l,0和所述s_l,k得到长度为N的合并输出数据s_l，所述通信模块用于在时域符号l上发送所述合并输出数据s_l，其中所述s_l中第n个数据

其中，n是取值范围为0至N-1的整数。

对于补零、调制数据和第二滤波器系数的介绍同第一方面中相应的描述，这里不再赘述。

第三方面，提供了一种装置，用于实现第一方面或第一方面中任一种可能的设计所描述的方法。该装置可以通过硬件、软件或硬件加软件的形式实现。该硬件或软件包括一个或多个与上述方法相对应的模块。在一个示例中，该装置包括：处理器、存储器和通信接口。其中，存储器和处理器耦合，处理器执行存储器存储的指令；处理器和通信接口耦合，处理器通过通信接口发送和/或接收数据。在另一个示例中，该装置包括：处理器和存储器。其中，存储器和处理器耦合，处理器执行存储器存储的指令；处理器生成和发送数据，和/或接收和处理数据。

在一种可能的设计中，该装置包括处理器和通信接口；对于在时域符号l'上发送的调制数据d_l′，处理器用于对所述调制数据d_l′进行第一预处理得到长度为N的数据

其中，N为正整数，l'为大于或等于0的整数，对调制数据进行第一预处理包括：对所述调制数据依次进行傅里叶变换、傅里叶反变换和第一滤波，对所述调制数据依次进行傅里叶变换、循环扩展、傅里叶反变换和第一滤波，对所述调制数据依次进行傅里叶变换、第一滤波和傅里叶反变换，对所述调制数据依次进行傅里叶变换、循环扩展、第一滤波和傅里叶反变换，对所述调制数据依次进行补零、傅里叶变换、傅里叶反变换和第一滤波，对所述调制数据依次进行补零、傅里叶变换、循环扩展、傅里叶反变换和第一滤波，对所述调制数据依次进行补零、傅里叶变换、第一滤波和傅里叶反变换，或者对所述调制数据依次进行补零、傅里叶变换、循环扩展、第一滤波和傅里叶反变换；处理器用于根据所述

其中k1和offset为大于等于0的整数，k2为大于等于k1的整数，

为

中第n个数据，n是取值范围为0至N-1的整数，C₀(n+offset-l′×N)是第二滤波器系数C₀中的第n+offset-l′×N个系数；处理器利用通信接口在时域符号l上发送所述数据s_l,0。

在一种可能的设计中，处理器还用于根据所述调制数据d_l′得到K-1路调制数据，其中，K-1为大于或等于1的整数；对于所述K-1路调制数据中的第k路调制数据d_l′,k，对所述调制数据d_l′,k进行所述第一预处理，得到第k路长度为N的数据

其中，k是取值范围为1至K-1的整数；处理器还用于根据所述

为

中第n个数据，C_k(n+offset-l′×N)是第k路第二滤波器系数C_k中的第n+offset-l′×N个值；处理器利用通信接口在时域符号l上发送所述数据s_l,0包括：处理器用于根据所述s_l,0和所述s_lk得到长度为N的合并输出数据s_l，处理器利用通信接口在时域符号l上发送所述合并输出数据s_l，其中所述s_l中第n个数据

其中，n是取值范围为0至N-1的整数。

第四方面，本申请实施例提供了一种包含指令的计算机程序产品，当其在计算机上运行时，使得计算机执行第一方面或第一方面中任一种可能的设计所描述的方法。

第五方面，本申请实施例提供了一种计算机可读存储介质，包括指令，当其在计算机上运行时，使得计算机执行第一方面或第一方面中任一种可能的设计所描述的方法。

第六方面，本申请实施例提供了一种芯片系统，该芯片系统中包括处理器，还可以包括存储器，用于实现第一方面或第一方面中任一种可能的设计所描述的方法。

第七方面，本申请实施例提供了一种通信系统，该通信系统中包括第二方面描述的任一种装置和接收装置，所述接收装置用于接收所述第二方面描述的任一种装置所发送的数据；或者该通信系统中包括第三方面描述的任一种装置和接收装置，所述接收装置用于接收所述第三方面描述的任一种装置发送的数据。

附图说明

图1为本申请实施例提供的OOB的示意图；

图2为本申请实施例提供的数据发送方法的示意图；

图3为本申请实施例提供的时域符号的索引的示意图；

图4为本申请实施例提供的第二滤波器的示意图；

图5为本申请实施例提供的循环前缀CP示意图；

图6至图9为本申请实施例提供的方法和数据发送方法单载波频分多址SC-FDMA的性能对比示意图；

图10为本申请实施例提供的第一预处理的示意图；

图11所示为本申请实施例提供的第二滤波器系数的幅度的示意图；

图12至图14为本申请实施例提供的装置的结构示意图。

具体实施方式

本申请实施例提供的技术方案可以应用于各种通信系统。示例性地，本申请实施例提供的技术方案可以应用于能够支持IoT的通信系统，或者可以应用于能够支持异步传输的通信系统。例如，本申请实施例提供的技术方案可以应用但不限于：5G、LTE或未来通信系统中。其中，5G还可以称为新无线(new radio，NR)。

本申请实施例提供的技术方案可以应用于通信设备间的无线通信。其中，通信设备可以包括网络设备和终端设备。通信设备间的无线通信可以包括：网络设备和终端设备间的无线通信、网络设备和网络设备间的无线通信、以及终端设备和终端设备间的无线通信。在本申请实施例中，术语“无线通信”还可以简称为“通信”，术语“通信”还可以描述为“数据传输”、“信号传输”、“信息传输”或“传输”等。在本申请实施例中，传输可以包括发送或接收。示例性地，传输可以是上行传输，例如可以是终端设备向网络设备发送信号；传输也可以是下行传输，例如可以是网络设备向终端设备发送信号。

本申请实施例提供的技术方案在通信系统中应用时，可以应用于各种接入技术。例如，可以应用于正交多址接入(orthogonal multiple access，OMA)技术或非正交多址接入(non-orthogonal multiple access，NOMA)技术。应用于正交多址接入技术时，可以应用于正交频分多址(orthogonal frequency division multiple access，OFDMA)或单载波频分多址(single carrier frequency division multiple access，SC-FDMA)等技术，本申请实施例不做限制。应用于非正交多址接入技术时，可以应用于稀疏码多址接入(sparsecode multiple access，SCMA)、多用户共享接入(multi-user shared access，MUSA)、图样分割多址接入(pattern division multiple access，PDMA)、交织格栅多址接入(interleave-grid multiple access，IGMA)、资源扩展多址接入(resource spreadingmultiple access，RSMA)、非正交编码多址接入(non-orthogonal coded multipleaccess,NCMA)或非正交编码接入(non-orthogonal coded access，NOCA)等技术，本申请实施例不做限制。

本申请实施例提供的技术方案在通信系统中应用时，可以应用于各种调度类型。例如，可以应用于基于授权的调度或者基于免授权的调度。应用于基于授权的调度时，网络设备可以通过动态信令为终端设备发送调度信息，该调度信息中携带传输参数，网络设备和终端设备基于该传输参数进行数据传输。应用于免授权的调度时，可以预配置调度信息，或者网络设备可以半静态信令为终端设备发送调度信息，该调度信息中携带传输参数，网络设备和终端设备基于该传输参数进行数据传输。其中，免授权的调度还可以称为非动态调度(without dynamic scheduling)、非动态授权(without dynamic grant)或其它名称，本申请实施例不做限制。

本申请实施例涉及的终端设备还可以称为终端，可以是一种具有无线收发功能的设备，终端可以被部署在陆地上，包括室内或室外、手持或车载；也可以被部署在水面上(如轮船等)；还可以被部署在空中(例如飞机、气球和卫星上等)。终端设备可以是用户设备(user equipment，UE)。其中，UE包括具有无线通信功能的手持式设备、车载设备、可穿戴设备或计算设备。示例性地，UE可以是手机(mobile phone)、平板电脑或带无线收发功能的电脑。终端设备还可以是虚拟现实(virtual reality，VR)终端设备、增强现实(augmentedreality，AR)终端设备、工业控制中的无线终端、无人驾驶中的无线终端、远程医疗中的无线终端、智能电网中的无线终端、智慧城市(smart city)中的无线终端、智慧家庭(smarthome)中的无线终端等等。本申请实施例中，用于实现终端的功能的装置可以是终端，也可以是能够支持终端实现该功能的装置，例如芯片系统。本申请实施例中，芯片系统可以由芯片构成，也可以包括芯片和其他分立器件。本申请实施例提供的技术方案中，以用于实现终端的功能的装置是终端，以终端是UE为例，描述本申请实施例提供的技术方案。

本申请实施例涉及的网络设备包括基站(base station，BS)，基站可以是一种部署在无线接入网中能够和终端进行无线通信的设备。基站可能有多种形式，比如宏基站、微基站、中继站和接入点等。示例性地，本申请实施例涉及到的基站可以是5G中的基站或LTE中的基站，其中，5G中的基站还可以称为传输接收点(transmission reception point，TRP)或gNB(gNodeB)。本申请实施例中，用于实现网络设备的功能的装置可以是网络设备，也可以是能够支持网络设备实现该功能的装置，例如芯片系统。在本申请实施例提供的技术方案中，以用于实现网络设备的功能的装置是网络设备，以网络设备是基站为例，描述本申请实施例提供的技术方案。

在通信系统中，信号传输可以包括同步传输和异步传输。以上行传输为例，对于上行同步传输，可以要求小区中不同UE发送的信号到达基站的时间相同，用于确保不同UE的信号间的正交性以降低UE间的干扰，从而可以确保各UE的信号在基站侧的正确接收。然而，由于小区中不同UE和基站间的距离可能不同，信号在空口的传输时间和距离成正比，因此为了确保不同UE发送的信号到达基站的时间相同，基站可以向UE发送定时提前(timingadvance，TA)，使得UE可以根据各自的TA分别提前相应的时间发送信号。因此，在上行同步传输中，可以通过基站和UE间的信令交互来确保不同UE的信号间的正交性，从而可以确保UE发送的信号在基站侧的正确接收。然而，UE进行高速移动时，或者UE在建筑物密集的城市中运动时，UE相对基站的位置频繁变化，使得基站和UE间需要频繁地通过信令交互TA，以保持上行同步。或者当UE使用价格较低的晶振时，由于晶振的偏差累积等原因，也可能使得基站和UE间需要经常通过信令交互TA，以保持上行同步。基于该特点，同步传输应用于IoT场景或者其它小包业务场景时，可能会带来性能损失。

IoT场景中，要求通信设备具有价格低、电池寿命长等特性。进一步地，由于通信设备间传输的数据量较少，要求通信设备间信令交互少，以降低信令开销。这些特征使得同步传输应用于IoT场景时可能会带来性能损失，或者使得同步传输可能不适用于IoT场景。因此，针对IoT场景提出了采用异步传输的方案。对于上行异步传输，可以不要求小区中不同UE发送的信号到达基站的时间相同，即可以不要求小区中不同UE发送的信号是正交的，因此也无需基站和UE间通过信令交互TA。

在利用频域资源进行信号传输的通信系统中，例如LTE或NR中，应用异步传输的IoT时，不同UE间的信号传输可以是频分的，且分配给不同UE的频域资源可以是邻近的。此时，由于不同UE间的信号传输是非正交的，一个UE的信号的带外泄露(out-of-bandemission，OOB emission)可能会是另一个UE的信号的干扰，因此可能导致UE的信号在接收端的接收错误率较高，从而可能会降低系统中的数据传输速率。其中，OOB emission还可以简称为OOB。例如，图1所示为OOB的示意图。如图1所示，UE 1和UE 2间的信号传输是频分的，UE 1的信号在频域资源1中传输，UE 2的信号在频域资源2中传输，UE 1的信号可能泄露至频域资源2，在频域资源2中UE 1的信号的OOB是UE 2的信号的干扰。类似地，UE 2的信号可能泄露至频域资源1，在频域资源1中UE 2的信号的OOB是UE 1的信号的干扰。其中，频率资源1和频率资源2中可以各自包括正整数个资源块(resource block，RB)或子载波，频率资源1和频率资源2中包括的资源大小可以相同，也可以不同，本申请不做限制。基于上述分析，为了支持异步传输，例如为了支持IoT中的异步传输或者其它场景中的异步传输，需要设计低OOB的发送波形，用于在异步传输时发送信号，以降低不同UE的信号间的干扰，从而用于提高系统传输速率。

在本申请实施例中，发送端向接收端发送数据或者信号。发送端可以是基站，也可以是UE；接收端可以是基站，也可以是UE。例如，当数据传输为下行(downlink，DL)时，发送端是基站，接收端是UE；当数据传输的为上行(uplink，UL)时，发送端是UE，接收端是基站；当数据传输为无线回传的DL时，发送端是宏基站，接收端是微基站；当数据传输为无线回传的UL时，发送端是微基站，接收端是宏基站；当数据传输为设备到设备(device to device，D2D)通信或者是车辆外联(vehicle to everything，V2X)通信时，发送端是第一UE，接收端是第二UE。在本申请实施例中，“第一”、“第二”等词汇是用于区分的目的，而不能理解为指示或暗示相对重要性，也不能理解为指示或暗示顺序。

图2为本申请实施例提供的信号发送方法的示意图。该方法可以应用于发送端在信道上向接收端发送数据；相应地，接收端可以在该信道上接收发送端所发送的数据。其中，该信道可以是各种可能的信道或者信号，例如：广播信道(physical broadcastchannel，PBCH)、主同步信号(primary synchronization signal，PSS)、辅同步信号(secondary synchronization signal，SSS)、物理下行共享信道(physical downlinkshared channel，PDSCH)、物理下行控制信道(physical downlink control channel，PDCCH)、物理上行共享信道(physical uplink shared channel，PUSCH)、物理上行控制信道(physical uplink control channel，PUCCH)、各种类型的上行参考信号(referencesignal，RS)、各种类型的下行RS、或者其它可能的物理信道等，本申请不做限制。图2所示的方法应用于发送端在信道上向接收端发送数据时，该信道上的待发送数据可以作为图2所示的方法的输入数据，发送端可以根据该输入数据以及图2所示的方法进行数据处理，得到相应的输出数据，并将该输出数据在该信道上发送至接收端。其中，该待发送数据的数据类型可以是调制数据。

在图2所示的方法中，发送端可以对输入的调制数据进行1路数据处理，例如图2所示的第0路数据处理，得到输出数据。例如，对于在时域符号l'上传输的调制数据d_l′，发送端对所述调制数据d_l′进行第一预处理202得到长度为N的数据

其中，第一预处理中包括第一滤波，N为正整数，l′为大于或等于0的整数。发送端对

进行第二滤波204，得到长度为N的数据s_l,0，并在时域符号l上发送数据s_l,0，其中l为大于或等于0的整数。相应地，接收端可以在时域符号l上接收数据s_l,0。进一步地，接收端还可以对s_l,0进行解调和译码。在本申请实施例中，大于或等于0的整数可以是0、1、2、3、4或更大的整数，正整数可以是1、2、3、4或更大的整数，本申请不做限制。为了便于理解，在本申请实施例中，相同的标记可以描述相同的变量。

在本申请实施例中，时域符号为时间单位，时域符号可以包括于传输时间间隔(transmission time interval，TTI)、时隙、微时隙、子帧和/或无线帧中。示例性地，发送端可以以TTI为单位向接收端发送数据。TTI的长度可以是绝对时间，例如0.5ms、1ms、2ms或10ms等；TTI的长度也可以是正整数个时域符号、正整数个子帧、正整数个时隙、正整数个微时隙或正整数个无线帧等。其中，正整数可以是1、2、3、4或更大的整数(例如7或14)，本申请不做限制。无线帧的长度可以是绝对时间，例如10ms，也可以是正整数个子帧。子帧的长度可以是绝对时间，例如0.5ms、或1ms，也可以是正整数个时隙、微时隙或时域符号。时隙的长度可以是绝对时间，例如0.5ms、或1ms；也可以是正整数个时域符号，例如7个或14个时域符号；还可以是正整数个微时隙。微时隙的长度可以是绝对时间，例如0.5ms，也可以是正整数个时域符号，例如2个或4个。

在本申请实施例中，时域符号可以是各种类型的时域符号，例如单载波时域符号、正交频分复用(orthogonal frequency division multiplexing，OFDM)符号、SC-FDMA符号。在包含若干个时域符号的时间单位中，如TTI、子帧或时隙等中，可以对时域符号进行编号，得到各时域符号的索引。例如，一个子帧中或者一个时隙中包括L个时域符号，该L个时域符号的索引为整数，分别为0至L-1，该L个时域符号可以分别记为符号0至符号L-1，其中L为大于或等于1的整数，例如L为7或14。对于任一个时域符号，例如时域符号l′，时域符号l′后第w1个符号可以记为符号l′+w1，其中w1为正整数，例如w1为1、2或3等。当l′+w1大于或等于L时，由于符号的索引的取值范围为0至L-1，因此符号l′+w1还可以记为符号mod(l′+w1,L)，其中，mod(l′+w1,L)表示l′+w1对L取模。时域符号l′前第w2个符号可以记为符号l′-w2，其中w2为正整数。当l′-w2小于0时，由于符号的索引的取值范围为0至L-1，因此符号l′-w2还可以记为符号l′-w2+x×L，其中，l′-w2+x×L大于或等于0且小于或等于L-1，x表示正整数。以一个时隙中包括14个时域符号为例，图3所示为两个相邻时隙中各时域符号的索引的示例图。例如，图3中，在第1个时隙中，如果l′为3，则l′-1为2，l′-2为1。再例如，如果时域符号l′是第2个时隙中的时域符号0，则该时域符号l′前第1个时域符号l′-1为第1个时隙中的时域符号13，该时域符号l′前第2个时域符号l′-2为第1个时隙中的时域符号12。

在图2所示的方法中，发送端也可以对输入的调制数据进行多路数据处理，例如图2所示的第0路至第K-1路共K路数据处理，并合并得到输出数据。其中，K为大于或等于2的整数，例如2、3、4、5或6等，本申请不做限制。K的值可以是预定义的，也可以是基站通过信令通知UE的。K路数据处理中的第0路数据处理的方法同上述1路数据处理中描述的得到数据s_l,0的方法，这里不再赘述。在K路数据处理过程中，对于在时域符号l'上传输的调制数据d_l′，发送端可以根据d_l′得到K路调制数据。例如，发送端根据d_l′得到第k路调制数据d_l′,k，其中，k是取值范围为0至K-1的整数，第0路的调制数据d_l′,0为调制数据d_l′。当第0路的调制数据d_l′,0为调制数据d_l′时，根据d_l′得到K路调制数据还可以描述为：根据调制数据d_l′得到第1路至第K-1路共K-1路调制数据。对于K路调制数据中的第k路调制数据d_l′,k，发送端对调制数据d_l′,k进行第一预处理202，得到第k路长度为N的数据

发送端对

进行第二滤波204，得到第k路输出数据s_l,k，其中，s_l,k的长度为N。发送端可以将K路s_l,k进行相加合并206，得到长度为N的数据s_l，并在在时域符号l上发送数据s_l。例如，s_l中第n个数据

或者

其中，n是取值范围为0至N-1的整数，s_l,k(n)表示s_l,k中第n个数据，s_l,0(n)表示s_l,0中第n个数据。相应地，接收端可以接收数据s_l，还可以对s_l进行解调译码，得到发送端所发送的数据。

在本申请实施例中，发送端发送数据，比如发送数据s_l,0或发送数据s_l，既可以是发送端直接在空口发送该数据，也可以指发送端间接在空口发送该数据，本申请不做限制。发送端间接在空口发送数据时，可以是发送端对该数据进行数据处理后，例如资源映射和/或中射频调制后，在空口发送该数据。

图4所示为本申请实施例提供的第二滤波204对应的滤波器示意图，该滤波器可以称为第二滤波器。其中，Z^-N表示对数据流延迟N个数据。在图2所示的第k路数据处理中，由于第二滤波器的输入为第k路长度为N的数据

且

的长度为N，因此延迟N个数据相当于延迟一个时域符号的

基于图4所示的滤波器，在图2所示的第k路数据处理中，通过第二滤波可以得到第k路输出数据s_l,k。对于s_l,k中的第n个数据s_l,k(n)，

其中，

表示

中第n个数据。C_k(n+offset-l′×N)表示第k路第二滤波器的滤波系数中的第n+offset-l′×N个滤波系数，其中，第二滤波器的滤波系数的长度为L_k×N，即第二滤波器的滤波系数中包括L_k×N个滤波系数，分别为第0个滤波系数至第L_k×N-1个滤波系数，L_k为正整数。对于K路数据处理，各路第二滤波器的滤波系数可以相同，也可以不同，本申请不做限制。k1和offset为大于等于0的整数，k2为大于等于k1的整数。示例性地，offset可以等于0、l×N或者等于

offset等于0时，

其中，

表示向下取整。示例性地，k1等于l-(L_k-1)，k2等于l；或者k1等于l，k2等于l+(L_k-1)。在本申请实施例中，第二滤波器的滤波系数还可以简称为第二滤波器系数或者第二滤波系数。

上述第二滤波的操作中输出数据为离散的表示形式。可选地，图4所示的第二滤波的操作可以采用连续的表示形式。例如，通过第二滤波可以得到第k路输出数据s_l,k。对于s_l,k中的第t个时刻的数据s_l,k(t)，其可以表示为：

其中C_k(t+offset-l′×T)表示第k路第二滤波器的滤波系数中的第t+offset-l′×T个时刻的系数。t_start≤t<t_end，其中，t_start、t和t_end为实数，T＝N·T_s。例如：t_start＝0，t_end＝N·T_s。△f为子载波间隔，例如△f＝1/(N·T_s)。本申请实施例中，T_s为时间单位因子，可以是预配置的，也可以是网络设备通过信令通知UE的。可选地，T_s可以为离散数据中相邻两个数据之间的时间间隔，该离散数据为将s_l,k(t)进行离散采样得到的数据。示例性地，子载波间隔为15kHz，N为2048时，T_s＝1/(30.72×10⁶)。可选的，offset可以为l×T或者

其中，L₀为整数。

示例性地，当t_start＝0，t_end＝N·T_s，△f＝1/(N·T_s)时，以

对s_l,0(t)进行离散采样时，得到的离散表示形式：

该

分别与前文所述的

C_k(n+offset-l′×N)是相同的，

与前文所述的s_l,k(n)是相同的。

可选地，在图2涉及的方法中，在时域符号l上发送数据s_l,0或发送数据s_l时，可以不需要添加循环前缀(cyclic prefix，CP)。图5所示为CP示意图。如图5所示，在一些需要添加循环前缀的发送方法中，在一个时域符号上发送的数据中可以包括CP部分和纯数据部分，该CP部分和该纯数据中的部分数据相同。

通过本申请实施例提供的方法，在第二滤波中引入了延迟操作，将k2-k1+1个时域符号的第n个数据分别乘以对应的滤波器系数后相加合并得到时域符号l上传输的第n个数据，通过该方法可以保证不同时域符号上发送的数据的相关性和连续性。由于OOB的性能主要和不同时域符号上发送的数据之间的相关性和连续性有关，因此本申请实施例提供的方法可以降低发送数据的OOB。数据被发送时，一般会通过功率放大器(power amplifier，PA)进行放大后被发送。数据通过PA被放大时，可能会被进行非线性放大，此时，如果数据的峰均功率比(peak to average power ratio，PAPR)较高，经过非线性放大后可能会使得数据的OOB变高，即经过非线性放大后无法保持发送数据的低OOB。为了解决该技术问题，本申请实施例提供的方法还可以使得发送数据具有低PAPR，从而进一步保证发送数据具有低OOB。相比现有技术中将时域符号对应的时域数据与滤波器系数进行线性卷积的滤波方式，本申请实施例提供的滤波方式所采用的乘法运算较少，因此得到的发送数据的PAPR更低，因此该发送数据经过PA后被发送时，依然可以具有低OOB。

图6所示为本申请实施例提供的单路数据处理方法与传统的低OOB发送方法SC-FDMA之间的PAPR性能的对比。图6中横坐标表示发送数据的PAPR，纵坐标表示发送数据的PAPR的互补累积分布函数(complementary cumulative distribution function，CCDF)。如图6所示：曲线(1)为数据的调制类型是Pi/4-QPSK调制时，采用SC-FDMA得到的发送数据的PAPR的CCDF；曲线(2)为数据的调制类型是Pi/2-BPSK调制时，采用SC-FDMA得到的发送数据的PAPR的CCDF；曲线(3)为数据的调制类型是Pi/4-QPSK调制时，采用本申请实施例提供的方法且进行1路数据处理(第0路数据处理)时得到的发送数据的PAPR的CCDF；曲线(4)数据的调制类型是Pi/2-BPSK，采用本申请实施例提供的方法且进行1路数据处理(第0路数据处理)时得到的发送数据的PAPR的CCDF。根据图6所示的曲线可以得到，针对Pi/4-QPSK调制方式，相对SC-FDMA，使用本申请实施例提供的方法时可以使得发送数据的PAPR降低1.8dB左右；针对Pi/2-BPSK调制方式，相对SC-FDMA，使用本申请实施例提供的方法时可以使得发送数据PAPR降低2.8dB左右。下文中将详细介绍Pi/2-BPSK和Pi/4-QPSK，这里不再赘述。

图7所示为本申请实施例提供的单路数据处理方法与传统的低OOB发送方法SC-FDMA之间的OOB性能的对比。图7中示出了发送数据的频谱功率密度(power spectraldensity，PSD)曲线，其中，横坐标表示资源位置，纵坐标表示各资源位置对应的功率谱。图7中，所分配的用于发送数据的资源为48个子载波，对应于横坐标的-24至24，因此图7中横坐标小于-24和大于24的资源对应的功率谱可以认为是发送数据泄露到分配带宽以外的OOB。如

图7所示：曲线(1)为数据的调制类型是Pi/4-QPSK调制或Pi/2-BPSK调制时，采用SC-FDMA得到的发送数据的PSD；曲线(2)为数据的调制类型是Pi/4-QPSK调制时，采用本申请实施例提供的方法且进行1路数据处理(第0路数据处理)时得到的发送数据的PSD；曲线(3)为数据的调制类型是Pi/2-BPSK，采用本申请实施例提供的方法且进行1路数据处理(第0路数据处理)时得到的发送数据的PSD。根据图7所示的曲线可以得到，相对SC-FDMA，使用本申请实施例提供的单路数据处理方法时可以得到低OOB的发送数据。

图8所示为本申请实施例提供的多路数据处理方法与传统的低OOB发送方法SC-FDMA之间的PAPR性能的对比。图8中横坐标表示发送数据的PAPR，纵坐标表示发送数据的PAPR的CCDF。如图8所示：曲线(1)为数据的调制类型是Pi/4-QPSK调制时，采用SC-FDMA得到的发送数据的PAPR的CCDF；曲线(2)为数据的调制类型是Pi/2-BPSK调制时，采用SC-FDMA得到的发送数据的PAPR的CCDF；曲线(3)为数据的调制类型是Pi/4-QPSK调制时，采用本申请实施例提供的方法且进行2路数据处理(第0路数据处理和第1路数据处理)时得到的发送数据的PAPR的CCDF；曲线(4)数据的调制类型是Pi/2-BPSK，采用本申请实施例提供的方法且进行2路数据处理(第0路数据处理和第1路数据处理)时得到的发送数据的PAPR的CCDF。根据图8所示的曲线可以得到，针对Pi/4-QPSK调制方式，相对SC-FDMA，使用本申请实施例提供的多路数据处理方法时可以使得发送数据的PAPR降低3.2dB左右；针对Pi/2-BPSK调制方式，相对SC-FDMA，使用本申请实施例提供的多路数据处理方法时可以使得发送数据PAPR降低3.6dB左右。下文中将详细介绍Pi/2-BPSK和Pi/4-QPSK，这里不再赘述。进一步地，对比图6和图8可以得到，本申请实施例中，多路数据处理方法相对单路数据处理方法可以进一步降低发送数据的PAPR，从而可以更好地保持发送数据的低OOB。

图9所示为本申请实施例提供的多路数据处理方法与传统的低OOB发送方法SC-FDMA之间的OOB性能的对比。图9中示出了发送数据的PSD曲线，其中，横坐标表示资源位置，纵坐标表示各资源位置对应的功率谱。图9中，所分配的用于发送数据的资源为48个子载波，对应于横坐标的-24至24，因此图9中横坐标小于-24和大于24的资源对应的功率谱可以认为是发送数据泄露到分配带宽以外的OOB。如图9所示：曲线(1)为数据的调制类型是Pi/4-QPSK调制或Pi/2-BPSK调制时，采用SC-FDMA得到的发送数据的PSD；曲线(2)为数据的调制类型是Pi/4-QPSK调制时，采用本申请实施例提供的方法且进行2路数据处理(第0路数据处理和第1路数据处理)时得到的发送数据的PSD；曲线(3)为数据的调制类型是Pi/2-BPSK，采用本申请实施例提供的方法且进行2路数据处理(第0路数据处理和第1路数据处理)时得到的发送数据的PSD。根据图9所示的曲线可以得到，相对SC-FDMA，使用本申请实施例提供的多路数据处理方法时可以得到低OOB的发送数据。

可选地，在图2涉及的方法中，K的值可以是预配置的，也可以是基站通过信令通知UE的。在本申请实施例中，信令可以是半静态信令和/或动态信令。

在本申请实施例中，半静态信令可以是无线资源控制(radio resource control，RRC)信令、广播消息、系统消息、或媒体接入控制(medium access control，MAC)控制元素(control element，CE)。其中，广播消息可以包括剩余最小系统消息(remaining minimumsystem information，RMSI)。

在本申请实施例中，动态信令可以是物理层信令。物理层信令可以是物理控制信道携带的信令或者物理数据信道携带的信令。其中，物理数据信道可以是下行信道，例如物理下行共享信道(physical downlink shared channel，PDSCH)。物理控制信道可以是物理下行控制信道(physical downlink control channel，PDCCH)、增强物理下行控制信道(enhanced physical downlink control channel,EPDCCH)、窄带物理下行控制信道(narrowband physical downlink control channel,NPDCCH)或机器类通信物理下行控制信道(machine type communication(MTC)physical downlink control channel，MPDCCH)。其中，PDCCH或EPDCCH携带的信令还可以称为下行控制信息(downlink controlinformation，DCI)。物理控制信道还可以是物理副链路控制信道(physical sidelinkcontrol channel)，物理副链路控制信道携带的信令还可以称为副链路控制信息(sidelink control information，SCI)。

可选地，下面将针对图2涉及的方法中的第一预处理和第二滤波进行详细介绍。

在本申请实施例中，第一预处理202可以是图10(a)至图10(h)中的任一种处理，本申请不做限制。

如图10(a)所示，对调制数据进行第一预处理可以包括：对调制数据依次进行傅里叶变换、第一滤波和傅里叶反变换。

如图10(b)所示，对调制数据进行第一预处理可以包括：对调制数据依次进行傅里叶变换、循环扩展、第一滤波和傅里叶反变换。

如图10(c)所示，对调制数据进行第一预处理可以包括：对调制数据依次进行傅里叶变换、傅里叶反变换和第一滤波。

如图10(d)所示，对调制数据进行第一预处理可以包括：对调制数据依次进行傅里叶变换、循环扩展、傅里叶反变换和第一滤波。

如图10(e)所示，对调制数据进行第一预处理可以包括：对调制数据依次进行补零、傅里叶变换、第一滤波和傅里叶反变换。

如图10(f)所示，对调制数据进行第一预处理可以包括：对调制数据依次进行补零、傅里叶变换、循环扩展、第一滤波和傅里叶反变换。

如图10(g)所示，对调制数据进行第一预处理可以包括：对调制数据依次进行补零、傅里叶变换、傅里叶反变换和第一滤波。

如图10(h)所示，对调制数据进行第一预处理可以包括：对调制数据依次进行补零、傅里叶变换、循环扩展、傅里叶反变换和第一滤波。

在图10(e)至图3(h)涉及的方法中，对调制数据进行补零包括：在调制数据中的起始数据前添加M_0,head个0；在调制数据中的末尾数据后添加M_0,tail个0；或者，在调制数据中的起始数据前添加M_0,head个0，并在调制数据中的末尾数据后添加M_0,tail个0。其中，M_0,head和M_0,tail为正整数。

下面，将分别对本申请实施例提供的方法中的各处理模块进行详细描述。

本申请实施例提供的方法中的调制数据

在本申请实施例中，对于一个时域符号上传输的调制数据，例如时域符号l'上传输的调制数据d_l′，或者对于根据该调制数据得到的调制数据，例如根据调制数据d_l′得到的K路调制数据中的第k路调制数据d_l′,k，d_l′或d_l′,k中可以包括M个数据，该M个数据可以为M个复数。其中，k是取值范围为0至K-1的整数。

首先，针对本申请实施例中的输入的调制数据进行介绍。

发送端通过信道向接收端发送数据时，待发送的数据可以被表示成二进制的比特流，该比特流中包括正整数个比特，一个比特的值可以为0或1。在发送端，该比特流中的比特可以经过调制，得到调制数据；该比特流中的比特也可以经过比特级操作，并经过调制，得到调制数据。所得到的调制数据可以作为本申请实施例中的输入的调制数据，例如图2所示的输入的调制数据。其中比特级操作可以包括分段、添加循环冗余校验(cyclicredundancy check，CRC)、信道编码、交织和加扰中一种或多种操作。例如，比特级操作可以包括分段、添加CRC、信道编码和加扰；或者，比特级操作可以包括分段、添加CRC、信道编码、交织和加扰；或者，比特级操作可以包括添加CRC、信道编码、交织和加扰。

在得到输入的调制数据时，对比特进行调制时，可以使用正交振幅调制(quadrature amplitude modulation，QAM)。QAM调制可以包括二相移键控(binary phaseshift keying，BPSK)、正交相移键控(quadrature phase shift keying，QPSK)、16QAM、64QAM、256QAM和1024QAM中至少一种调制方式。

在得到输入的调制数据时，对比特进行调制时，也可以使用Pi/2-BPSK或者Pi/4-QPSK调制方法。

对于时域符号l'上传输的调制数据d_l′，所述M个数据中的第m个数据的相位是根据所述时域符号l'的索引l'确定的，或者是根据所述时域符号l'的索引l'和m确定的，或者是根据m确定的，m是取值范围为0至M-1的整数。

针对Pi/2-BPSK，可以使用以下设计A1至设计A3中任一种设计。

设计A1：

当调制数据为Pi/2-BPSK时，对于一个时域符号上传输的调制数据，例如对于时域符号l'上传输的调制数据d_l′，该调制数据中包括M个数据，该M个数据中相邻两个数据之间的相位差为π/2或-π/2，或者该M个数据中相邻两个数据之间的相位差为π/2或3·π/2。

d_l′的M个数据中第m个数据d_l'(m)可以表示为

其中，m是取值范围为0至M-1的整数。A_l',m可以被认为是d_l'(m)的幅度，A_l',m为基于BPSK调制方式得到的输出。在本申请实施例中，基于BPSK调制方式，输入比特和输出(符号)之间的对应关系可以如表1(a)或表1(b)所示。

或

可以被认为是d_l'(m)的相位。

表1(a)

输入比特	输出
		0	1
1	-1

表1(b)

输入比特	输出
		0	-1
1	1

在一种可能的设计中，

为集合[0,π/2,π,3·π/2]中的一个值，d_l′的M个数据中相邻两个数据之间的相位差为π/2或-π/2，或者d_l′的M个数据中相邻两个数据之间的相位差为π/2或3π/2。

示例性地，A_l',m的值为基于BPSK调制方式得到的输出，

是根据m确定的。例如

可以表示为：

或

通过该设计，可以满足相邻两个数据之间的相位差为π/2或-π/2。

示例性地，对于时域符号l'，假设该时域符号上的输入比特流为[0,0,0,1,1,1,1,0,0,1,0,1]，该比特流中共包括12个比特，根据该比特流得到的调制数据d_l′的长度为M＝12。对于d_l′中第m个数据d_l'(m)，

A_l',m是根据输入比特流中第m个比特以及表1(a)得到的输出符号，此时m的取值具体为0至11，

则d_l′中共包括12个数据，该12个数据可以表示为[1,j,1,-j,-1,-j,-1,j,1,-j,1,-j]。

设计A2：

当调制数据为Pi/2-BPSK时，对于两个相邻时域符号上传输的调制数据，例如对于时域符号l'上传输的调制数据d_l′和时域符号l'-1上传输的调制数据d_l′-1，d_l′和d_l′-1中各自包括M个数据。对于d_l′或d_l′-1中的M个数据，该M个数据中相邻两个数据之间的相位差为π/2或-π/2，或者该M个数据中相邻两个数据之间的相位差为π/2或3π/2。进一步地，d_l′中第m个数据d_l'(m)和d_l′-1中第m个数据d_l'-1(m)之间的相位差为π/2或-π/2，或者d_l′中第m个数据d_l'(m)和d_l′-1中第m个数据d_l'-1(m)之间的相位差为π/2或3π/2。

d_l′中的数据的表示类似上述设计A1中的描述，这里不再赘述。d_l′-1的M个数据中第m个数据d_l'-1(m)可以表示为

其中，m是取值范围为0至M-1的整数；A_l'-1,m可以认为是d_l'-1(m)的幅度，A_l'-1,m的值为基于BPSK调制方式得到的输出；

可以认为是d_l'-1(m)的相位。

在一种可能的设计中，

为集合[0,π/2,π,3·π/2]中的一个值，d_l′的M个数据中相邻两个数据之间的相位差为π/2或-π/2；

为集合[0,π/2,π,3·π/2]中的一个值，d_l′-1的M个数据中相邻两个数据之间的相位差为π/2或-π/2；d_l′中第m个数据d_l'(m)和d_l′-1中第m个数据d_l'-1(m)之间的相位差为π/2或-π/2，即

示例性地，对于时域符号l'上传输的调制数据d_l′，

是根据l'和m确定的。例如

可以表示为：

或

通过该设计，可以满足同一个时域符号的相邻两个数据之间的相位差为π/2或-π/2，且相邻时域符号的相同索引的两个数据之间的相位差为π/2或-π/2。

示例性地，对于时域符号0，假设该时域符号上的输入比特流为[0,0,0,1,1,1,1,0,0,1,0,1]，该比特流中共包括12个比特，根据该比特流得到的调制数据d₀的长度为M＝12；对于时域符号1，假设该时域符号上的输入比特流为[1,0,1,0,1,0,1,0,0,1,1,0]，该比特流中共包括12个比特，根据该比特流得到的调制数据d₁的长度为M＝12。对于时域符号l'，对于d_l′中第m个数据d_l'(m)，

A_l',m是根据输入比特流中第m个比特以及表1(a)得到的输出符号，

则当l'分别等于0和1时，符号0的调制数据d₀与符号1的调制数据d₁中各自包括12个数据，d₀与d₁可以分别表示为[1,j,1,-j,-1,-j,-1,j,1,-j,1,-j]，[-j,1,-j,1,-j,1,-j,1,j,-1,-j,1]。可以得到，符号0或者符号1对应的12个调制数据中任意2个相邻的调制数据之间相位相差为π/2或者-π/2，同时符号0的12个调制数据中的第m(m＝0,1,2,...,11)个调制数据与符号1的12个调制数据中的第m个调制数据之间相位相差为π/2或者-π/2。

设计A3：

当调制数据为Pi/2-BPSK时，对于两个相邻时域符号上传输的调制数据，例如对于时域符号l'上传输的调制数据d_l′和时域符号l'-1上传输的调制数据d_l′-1，d_l′和d_l′-1中各自包括M个数据。对于d_l′或d_l′-1中的M个数据，该M个数据之间的差异为基于BPSK调制方式得到的输出。进一步地，d_l′中第m个数据d_l'(m)和d_l′-1中第m个数据d_l'-1(m)之间的相位差为π/2或-π/2。

对于d_l′的表示同设计A1中相应的描述，对于d_l′-1的表示同设计A2中相应的描述，这里不再赘述。

在一种可能的设计中，

为集合[0,π/2,π,3·π/2]中的一个值，d_l′的M个数据中相邻两个数据之间的相位差为0或π；

为集合[0,π/2,π,3·π/2]中的一个值，d_l′-1的M个数据中相邻两个数据之间的相位差为0或π；d_l′中第m个数据d_l'(m)和d_l′-1中第m个数据d_l'-1(m)之间的相位差为π/2或-π/2，即

示例性地，对于时域符号l'上传输的调制数据d_l′，

是根据l'确定的。例如

可以表示为：

或

示例性地，对于时域符号0，假设该时域符号上的输入比特流为[0,0,0,1,1,1,1,0,0,1,0,1]，该比特流中共包括12个比特，根据该比特流得到的调制数据d₀的长度为M＝12；对于时域符号1，假设该时域符号上的输入比特流为[1,0,1,0,1,0,1,0,0,1,1,0]，该比特流中共包括12个比特，根据该比特流得到的调制数据d₁的长度为M＝12。对于d_l′中第m个数据d_l'(m)，

则符号0的调制数据d₀与符号1的调制数据d₁中各自包括12个数据，d₀与d₁可以分别表示为[1,1,1,-1,-1,-1,-1,1,1,-1,1,-1]，[-j,j,-j,j,-j,j,-j,j,j,-j,-j,j]。可以看出，符号0或者符号1对应的12个调制数据中任意2个相邻的调制数据之间相位差为0或者π，也就是一个符号内的调制数据之间为BPSK调制，同时符号0的12个调制数据中的第m(m＝0,1,2,...,11)个调制数据与符号1的12个调制数据中的第m个调制数据之间相位差为π/2或者-π/2。

针对Pi/4-QPSK，可以使用以下设计B1至设计B3中任一种设计。

设计B1：

当调制数据为Pi/4-QPSK时，对于一个时域符号上传输的调制数据，例如对于时域符号l'上传输的调制数据d_l′，该调制数据中包括M个数据，该M个数据中相邻两个数据之间的相位差为π/4、3·π/4、-3·π/4或-π/4，或者该M个数据中相邻两个数据之间的相位差为π/4、3·π/4、5·π/4或7·π/4。

d_l′的M个数据中第m个数据d_l'(m)可以表示为

其中，m是取值范围为0至M-1的整数；A_l',m可以被认为是d_l'(m)的幅度，A_l',m的值为基于QPSK调制方式得到的输出；

可以被认为是d_l'(m)的相位。在本申请实施例中，基于QPSK调制方式，输入比特和输出(符号)之间的对应关系如表2(a)所示。

需要说明的是，表2(a)中的映射关系只是一种示例，其他可能的映射关系也适用，例如表2(b)、表2(c)、表2(d)或者其它类似的变换。

表2(a)

表2(b)

表2(c)

表2(d)

在一种可能的设计中，

为集合

中的一个值，d_l′的M个数据中相邻两个数据之间的相位差为π/4、3·π/4、-3·π/4或-π/4，或者d_l′的M个数据中相邻两个数据之间的相位差为π/4、3·π/4、5·π/4或7·π/4。

示例性地，对于时域符号l'上传输的调制数据d_l′，

是根据m确定的。例如

可以表示为：

或者

示例性地，对于时域符号l'，假设该时域符号上的输入比特流为[0,0,0,1,1,1,1,0,0,1,0,1,0,0,0,1,1,1,1,0,0,1,0,1]，该比特流中共包括24个比特，根据该比特流得到的调制数据d_l′的长度为M＝12。对于d_l′中第m个数据d_l'(m)，

A_l',m是根据输入比特流中第2m个和第2m+1个比特以及表2(a)得到的输出符号，

则d_l′中共包括12个数据，该12个数据可以表示为

可以看出，符号0对应的12个调制中任意2个相邻的调制数据之间相位差为π/4或者3·π/4或者-3·π/4(即5·π/4)或者-π/4(即7·π/4)。

设计B2：

当图2所示的调制数据为Pi/4-QPSK时，对于两个相邻时域符号上传输的调制数据，例如对于时域符号l'上传输的调制数据d_l′和时域符号l'-1上传输的调制数据d_l′-1，d_l′和d_l′-1中各自包括M个数据。对于d_l′或d_l′-1中的M个数据，该M个数据中相邻两个数据之间的相位差为π/4、3·π/4、-3·π/4或-π/4，或者该M个数据中相邻两个数据之间的相位差为π/4、3·π/4、5·π/4或7·π/4。进一步地，d_l′中第m个数据d_l'(m)和d_l′-1中第m个数据d_l'-1(m)之间的相位差为π/4、3·π/4、-3·π/4或-π/4，或者d_l′中第m个数据d_l'(m)和d_l′-1中第m个数据d_l'-1(m)之间的相位差为π/4、3·π/4、5·π/4或7·π/4。

d_l′中的数据的表示类似上述设计B1中的描述，这里不再赘述。d_l′-1的M个数据中第m个数据d_l'-1(m)可以表示为

其中，m是取值范围为0至M-1的整数；A_l'-1,m可以认为是d_l'-1(m)的幅度，A_l'-1,m的值为基于QPSK调制方式得到的输出；

可以认为是d_l'-1(m)的相位。

在一种可能的设计中，

为集合

中的一个值，d_l′的M个数据中相邻两个数据之间的相位差为π/4、3·π/4、-3·π/4或-π/4，或者d_l′的M个数据中相邻两个数据之间的相位差为π/4、3·π/4、5·π/4或7·π/4；

为集合

中的一个值，d_l′-1的M个数据中相邻两个数据之间的相位差为π/4、3·π/4、-3·π/4或-π/4，或者d_l′-1的M个数据中相邻两个数据之间的相位差为π/4、3·π/4、5·π/4或7·π/4；d_l′中第m个数据d_l'(m)和d_l′-1中第m个数据d_l'-1(m)之间的相位差为π/4、3·π/4、-3·π/4或-π/4，或者d_l′中第m个数据d_l'(m)和d_l′-1中第m个数据d_l'-1(m)之间的相位差为π/4、3·π/4、5·π/4或7·π/4。例如，

或

示例性地，对于时域符号l'上传输的调制数据d_l′，

是根据l'和m确定的。例如

可以表示为：

或者

通过该设计，可以满足同一个时域符号的相邻两个数据之间的相位差为π/4、3·π/4、-3·π/4或-π/4，或者可以满足同一个时域符号的相邻两个数据之间的相位差为π/4、3·π/4、5·π/4或7·π/4，且相邻时域符号的相同索引的两个数据之间的相位差为π/4、3·π/4、-3·π/4或-π/4，或者相邻时域符号的相同索引的两个数据之间的相位差为π/4、3·π/4、5·π/4或7·π/4。

示例性地，对于时域符号0，假设该时域符号上的输入比特流为[0,0,0,1,1,1,1,0,0,1,0,1,0,0,0,1,1,1,1,0,0,1,0,1]，该比特流中共包括24个比特，根据该比特流得到的调制数据d₀的长度为M＝12；对于时域符号1，假设该时域符号上的输入比特流为[1,0,1,0,1,0,1,0,0,1,1,0,1,0,1,0,1,0,1,0,0,1,1,0]，该比特流中共包括24个比特，根据该比特流得到的调制数据d₁的长度为M＝12。对于d_l′中第m个数据d_l'(m)，

则当l'为0或1时，符号0的调制数据d₀与符号1的调制数据d₁中各自包括12个数据，d₀与d₁可以分别表示为

可以看出，符号0对应的12个调制中任意2个相邻的调制数据之间相位差为π/4或者3·π/4或者-3·π/4(即5·π/4)或者-π/4(即7·π/4)；同时符号1对应的12个调制中任意2个相邻的调制数据之间相位差为π/4、3·π/4、-3·π/4(即5·π/4)、或者-π/4(即7·π/4)；同时符号0的12个调制中的第m(m＝0,1,2,...,11)个调制数据与符号1的12个调制中的第m个调制数据之间相位差为π/4、3·π/4、-3·π/4(即5·π/4)、或者-π/4(即7·π/4)。

设计B3：

当调制数据为Pi/4-BPSK时，对于两个相邻时域符号上传输的调制数据，例如对于时域符号l'上传输的调制数据d_l′和时域符号l'-1上传输的调制数据d_l′-1，d_l′和d_l′-1中各自包括M个数据。对于d_l′或d_l′-1中的M个数据，该M个数据之间的差异为基于QPSK调制方式得到的输出，即该M个数据相邻两个数据之间的相位差为0、π/2、π或者-π/2。进一步地，d_l′中第m个数据d_l'(m)和d_l′-1中第m个数据d_l'-1(m)之间的相位差为π/4、3·π/4、-3·π/4(即5·π/4)、或者-π/4(即7·π/4)。

对于d_l′的表示同设计B1中相应的描述，对于d_l′-1的表示同设计B2中相应的描述，这里不再赘述。

在一种可能的设计中，

为集合

中的一个值，如表2所示，d_l′的M个数据中相邻两个数据之间的相位差为0、π/2、π或者-π/2；

为集合

中的一个值，如表2所示，d_l′-1的M个数据中相邻两个数据之间的相位差为0、π/2、π或者-π/2；d_l′中第m个数据d_l'(m)和d_l′-1中第m个数据d_l'-1(m)之间的相位差为π/4、3·π/4、-3·π/4(即5·π/4)、或者-π/4(即7·π/4)。

示例性地，对于时域符号l'上传输的调制数据d_l′，

是根据l'确定的。例如

可以表示为：

或者

[-1,-1,-1,-1,1,-1,-1,-1,-1,-1,1,-1]。可以看出，符号0对应的12个调制中任意2个相邻的调制数据之间相位差为0、π/2、π或者-π/2；同时符号1对应的12个调制中任意2个相邻的调制数据之间相位差为0、π/2、π或者-π/2；同时符号0的12个调制中的第m(m＝0,1,2,...,11)个调制数据与符号1的12个调制中的第m个调制数据之间相位相差为π/4、3·π/4、-3·π/4(即5·π/4)、或者-π/4(即7·π/4)。

在本申请实施例中所描述的调制方法，例如设计A1、设计A2、设计A3、设计B1、设计B2或设计B3可以不依赖于图2涉及的方法被独立保护。通过该方法，发送端可以对输入比特进行调制，并在相应的的时域符号上将调制后得到的输出发送至接收端。

接下来，以在时域符号l'上传输的调制数据d_l′为例，介绍本申请实施例提供的方法中的根据输入调制数据d_l′获得第0路至第K-1路调制数据的方法。该方法同样可以应用于其它时域符号，例如时域符号l'-1、l'-2或l'-3。其中，l'为整数。

第0路调制数据即输入调制数据。例如针对在时域符号l'上传输的调制数据d_l′，其对应的第0路调制数据即d_l′，d_l′中包括M个数据，d_l′中第m个数据是d_l'(m)。其中，m是取值为0至M-1的整数，d_l'(m)为复数。

根据d_l′可以得到第1路至第K-1路调制数据中第k路调制数据d_l′,k，其中，k是取值范围为1至K-1的整数。根据调制数据d_l′共可以得到K-1路调制数据。

当调制数据的调制方式为BPSK或Pi/2-BPSK时：

根据调制数据d_l′、时域符号l′-1上传输的调制数据d_l′-1、以及时域符号l′-2上传输的调制数据d_l′-2，可以得到时域符号l'的K-1路调制数据中的第1路调制数据d_l′,1，其中，所述K-1大于或等于1；和/或

根据调制数据d_l′、时域符号l′-2上传输的调制数据d_l′-2、以及时域符号l′-3上传输的调制数据d_l′-3，可以得到时域符号l'的K-1路调制数据中的第2路调制数据d_l′,2，其中，K-1大于或等于2；和/或

根据调制数据d_l′、时域符号l′-1上传输的调制数据d_l′-1、以及时域符号l′-3上传输的调制数据d_l′-3，可以得到时域符号l'的K-1路调制数据中的第3路调制数据d_l′,3，其中，所述K-1大于或等于3。

可选地，当调制数据的调制方式为BPSK或Pi/2-BPSK时：

根据调制数据d_l′中的第m个数据、时域符号l′-1上传输的调制数据d_l′-1中的第m个数据、以及时域符号l′-2上传输的调制数据d_l′-2中的第m个数据，可以得到时域符号l'的K-1路调制数据中的第1路调制数据d_l′,1中的第m个数据，其中，所述K-1大于或等于1；和/或

根据调制数据d_l′中的第m个数据、时域符号l′-2上传输的调制数据d_l′-2中的第m个数据、以及时域符号l′-3上传输的调制数据d_l′-3中的第m个数据，可以得到时域符号l'的K-1路调制数据中的第2路调制数据d_l′,2中的第m个数据，其中，K-1大于或等于2；和/或

根据调制数据d_l′中的第m个数据、时域符号l′-1上传输的调制数据d_l′-1中的第m个数据、以及时域符号l′-3上传输的调制数据d_l′-3中的第m个数据，可以得到时域符号l'的K-1路调制数据中的第3路调制数据d_l′,3中的第m个数据，其中，所述K-1大于或等于3；

其中，m是取值范围为0至M-1的整数。

示例性地，以K＝4为例，时域符号l'的4路调制数据可以是：

d_l',0(m)＝d_l'(m)，其中，d_l'(m)为时域符号l'上传输的调制数据d_l'中的第m个数据，d_l',0(m)为第0路调制数据d_l',0中的第m个数据，d_l',0的长度为M；

d_l',1(m)＝-d_l'(m)×d_l'-1(m)/d_l'-2(m)，其中，d_l',1(m)为时域符号l'的第1路调制数据d_l',1中的第m个数据，d_l'-1(m)为时域符号l'-1上传输的调制数据d_l'-1中第m个数据，d_l'-2(m)为时域符号l'-2上传输的调制数据d_l'-2中第m个数据，d_l',1、d_l'-1和d_l'-2的长度为M；

d_l',2(m)＝-d_l'(m)×d_l'-2(m)/d_l'-3(m)，其中，d_l',2(m)为时域符号l'的第2路调制数据d_l',2中的第m个数据，d_l'-3(m)为时域符号l'-3上传输的调制数据d_l'-3中第m个数据，d_l',2和d_l'-3的长度为M；

d_l',3(m)＝-d_l'(m)×d_l'-1(m)/d_l'-3(m)，其中，d_l',3(m)为时域符号l'的第3路调制数据d_l',3中的第m个数据，d_l',3的长度为M。

在本申请实施例中，对于一个时域符号l'，该时域符号上传输的调制数据还可以称为该时域符号上的输入调制数据，或该时域符号上输入的调制数据。

再示例性地，以K＝4为例，时域符号l'的4路调制数据还可以是：

d_l',0(m)＝d_l'(m)；

d_l',1(m)＝d_l'(m)×d_l'-2(m)/d_l'-1(m)；

d_l',2(m)＝d_l'(m)×d_l'-3(m)/d_l'-2(m)；

d_l',3(m)＝d_l'(m)×d_l'-3(m)/d_l'-1(m)。

当l'为0时，为了得到第0个时域符号的各路调制数据，可以初始化d_l'-1、d_l'-2和d_l'-3的值。例如，调制数据的长度为1，调制方式为Pi/2-BPSK，第0个时域符号上传输的调制数据d₀＝1，d_l'-1、d_l'-2和d_l'-3的初始化值分别为-j,1,j，则根据d₀得到的第0个时域符号的4路调制数据为：d_0,0＝1，d_0,1＝j，d_0,2＝j，d_0,3＝-1。

当调制数据的调制方式为QPSK或者Pi/4-QPSK时：根据调制数据d_l′以及时域符号l′-1上传输的调制数据d_l′-1，可以得到K-1路调制数据中的第1路调制数据；其中，K-1为大于或等于1的整数。

可选地，当调制数据的调制方式为QPSK或者Pi/4-QPSK时：根据调制数据d_l′中的第m个数据以及时域符号l′-1上传输的调制数据d_l′-1中的第m个数据，可以得到K-1路调制数据中的第1路调制数据中的第m个数据；其中，K-1为大于或等于1的整数，m是取值范围为0至M-1的整数。

示例性地，以K＝3为例，当调制数据的调制方式为QPSK或者Pi/4-QPSK时，时域符号l'的3路调制数据可以是：

d_l',1(m)＝d_l'(m)·β_l',1(m)，其中，d_l',1(m)为第1路调制数据d_l',1中的第m个数据；

d_l',2(m)＝d_l'(m)·β_l',2(m)，其中，d_l',2(m)为第1路调制数据d_l',2中的第m个数据。

其中，对于β_l',1(m)和β_l',2(m)的介绍如表3中所示，其中，d_l'-1(m)为时域符号l'-1上传输的调制数据d_l'-1中第m个数据。

表3

或者，β_l',1(m)和β_l',2(m)可以表示为：

其中，(d_l'(m)/d_l'-1(m))^*是d_l'(m)/d_l'-1(m)的共轭。

对于该K＝3的示例，当第1路处理流程中和第2路处理流程中的第二滤波器系数比较接近时，可以将第一路调制数据和第2路调制数据合并为1路，并在1路处理流程中进行处理，使用相同的第二滤波器系数进行处理。此时，该K＝3的示例可以转化为K＝2的示例，该示例中，时域符号l'的2路调制数据可以是：

d_l',0(m)＝d_l'(m)；

d_l',1(m)＝d_l'(m)×(β_l',1(m)+β_l',2(m))，或者

其中，| |表示取模运算。

本申请实施例提供的方法中的傅里叶变换，或者补零和傅里叶变换

在一种可能的实现中，如图10(a)至图10(d)所示，对于时域符号l'，可以对第k路调制数据d_l',_k进行M点傅里叶变换，得到长度为M的频域数据

其中，d_l',k的长度为M。

在本申请实施例中，傅里叶变换可以是离散傅里叶变换(discrete fouriertransform，DFT)或者快速傅里叶变换(fast fourier transform，FFT)，还可以是其它傅里叶变换形式，本申请不做限制。

示例性地，

其中，

是用于调整经过傅里叶变换得到的输出数据的功率的系数，

为实数，例如

为

中第p个数据，d_l',k(m)为d_l',k中第m个数据。

在另一种可能的实现中，如图10(e)至图10(h)所示，对于时域符号l'，可以对第k路调制数据d_l',k进行补零，得到长度为M_padzero的数据

并对

进行M_padzero点傅里叶变换，得到长度为M_padzero的频域数据

其中，M_padzero为大于M的整数，M为d_l',k的长度。

示例性地，

其中，

是用于调整输出数据功率的系数，

为实数，例如

是

中第r个数据，r是取值为0至M_padzero-1的整数。

对第k路调制数据d_l',k进行补零，得到长度为M_padzero的数据

时，可以在调制数据d_l',k的起始数据前添加M_0,head个0，得到长度为M_padzero的数据

其中，M_0,head为大于或等于1的整数。即，对于

中第r个数据

对第k路调制数据d_l',k进行补零，得到长度为M_padzero的数据

时，也可以在调制数据d_l'，k的末尾数据后添加M_0，tail个0，得到长度为M_padzero的数据

其中，M_0,tail为大于或等于1的整数。即，对于

中第r个数据

对第k路调制数据d_l',k进行补零，得到长度为M_padzero的数据

时，还可以在调制数据d_l',k的起始数据前添加M_0,head个0，在所述调制数据d_l',k的末尾数据后添加M_0,tail个0，其中，M_0head和M_0tail为大于或等于1的整数。即，对于

中第r个数据

本申请实施例提供的方法中的循环扩展

可选地，如图10(b)、10(d)、10(f)和10(h)所示，可以对傅里叶变换后得到的频域数据

进行循环扩展，得到长度为Q的扩展数据

其中，Q大于或等于

的长度。示例性地，如上述对于傅里叶变换，或者补零和傅里叶变换的描述，如图10(b)和图10(d)所示的方法中，

的长度为M；如图10(f)和图10(h)所示的方法中，

的长度为M_padzero。本申请实施例中，为了便于描述，可以将

的长度统一记为M_length，M_length为M或M_padzero。

对于通过循环扩展得到的长度为Q的扩展数据

中第q个数据

可以表示为：

或者

其中，Q_offset为偏移值，Q_offset为正整数。Q_offset的值可以是预配置的，Q_offset的值也可以是由网络设备通过信令通知UE的。

本申请实施例提供的方法中的第一滤波和傅里叶反变换

在一种可能的实现中，如图10(a)、10(b)、10(e)和10(f)所示，对于时域符号l'的第k路处理，可以第一对待处理数据先进行第一滤波，再进行傅里叶反变换。其中，第一待处理数据可以是傅里叶变换后得到的频域数据

如图10(a)和10(e)所示；第一待处理数据也可以是循环扩展后得到的扩展数据

如图10(b)和10(f)所示。其中，第一滤波为频域滤波，第一滤波对应的滤波器为频域滤波器。此时，第一滤波还可以称为第一频域滤波，第一滤波器的系数可以称为第一滤波器系数或者第一滤波系数。

当第一待处理数据是循环扩展后得到的扩展数据

时，对

进行第一滤波，得到长度为Q的第一滤波数据

对

进行傅里叶反变换，得到长度为N的输出数据

对

进行第一滤波时，

中第q个数据

等于

其中，

为

中第q个数据，C^filter1(q)为第一滤波器系数C^filter1中的第q个系数，q＝0,1,2,...,Q-1。

在本申请实施例中，第一滤波器为频域滤波器时，其可以是升余弦(root raisedcosine，RRC)滤波器、跟升余弦(square root raised cosine，SRRC)滤波器、或者其它频域滤波器，本申请不做限制。当第一滤波器为RRC滤波器或者SRRC滤波器时，滚降因子(Roll-off factor)β的值可以是预配置的，或者是网络设备通过信令通知终端设备的。例如，滚降因子的值可以预配置为1，或者β＝Q/M-1。

对

进行傅里叶反变换，可以得到长度为N的时域数据

中第n个数据

其中，n＝0,1,2,...,N-1，

可以认为是傅里叶反变换调整输出数据功率的系数，

为实数。q_re,offset为偏移因子，q_re,offset的值可以是预配置的，q_re,offset的值也可以是由网络设备通过信令通知UE的。例如

为滤波数据

中的数据映射至频域资源的起始位置的索引，

为滤波数据

中的数据映射至频域资源的结束位置的索引，

例如，

其中，频域资源的起始位置的索引和结束位置的索引可以分别是分配带宽对应的子载波起始位置和结束位置，其中，分配带宽中的资源，例如子载波，用于发送所生成的发送数据。例如，分配带宽中包括48个子载波时，也就是Q＝48，

假设傅里叶反变换的长度N为2048，也就是说最多有2048个子载波可以映射数据，这2048个子载波对应的索引可以表示为0,1,2,…,2047。则由

和

指示的Q个子载波的索引可以表示为：

需要说明的是，在本申请实施例中，进行傅里叶反变换既可以是进行离散傅里叶反变换，也可以是进行连续傅里叶反变换和采样。示例性地，上述傅里叶反变换公式为离散的表示形式。可选地，可以采用连续的表示形式来描述傅里叶反变换公式。示例性的，傅里叶反变换的连续表达式(即

的连续形式

)可以表示为：

其中

为

中第t个时刻的数据，t_start≤t<t_end，t_start、t和t_end为实数，例如：t_start＝0，t_end＝N·T_s。△f为子载波间隔，例如△f＝1/(N·T_s)。t_offset为时延偏移，t_offset的值可以是预配置的，例如t_offset＝0；t_offset的值也可以是由网络设备通过信令通知UE的。本申请实施例中，T_s为时间单位因子，可以是预配置的，也可以是网络设备通过信令通知UE的。可选地，T_s可以为离散数据中相邻两个离散数据之间的时间间隔，其中，该离散数据为对

进行离散采样得到的离散数据。示例性地，子载波间隔△f为15kHz，N为2048时，T_s＝1/(30.72×10⁶)。

示例性地，当t_start＝0，t_end＝N·T_s，t_offset＝0，△f＝1/(N·T_s)时，以

对t进行离散采样，则上述傅里叶反变换的连续表达式经过离散采样后，可以得到离散的表示形式：

该离散采样的结果

与前文描述的傅里叶变换的离散形式的输出

是相同的。

当第一待处理数据是傅里叶变换后得到的频域数据

时，对

进行第一滤波，得到长度为M_length的第一滤波数据

对

进行傅里叶反变换，得到长度为N的输出数据

当频域数据

为上述本申请实施例中描述的长度为M的频域数据

时，M_length等于M。当频域数据

为上述本申请实施例中描述的长度为M_padzero的频域数据

时，M_length等于M_padzero。

对

进行第一滤波时，

中第m′个数据

等于

其中，

为

中第m′个数据，C^filter1(m′)为第一滤波器系数C^filter1中的第m′个系数，m′＝0,1,2,...,M_length-1。

对

进行傅里叶反变换后，可以得到长度为N的时域数据

中第n个数据

其中，n＝0,1,...,N-1。

可以认为是傅里叶反变换调整输出数据功率的系数，

为实数。例如

m′_re,offset为偏移因子，m′_re,offset为实数，例如m′_re,offset等于0。m′_re,offset的值可以是预配置的，m′_re,offset的值也可以是由网络设备通过信令通知UE的。

为滤波数据

中的数据映射至频域资源的起始位置的索引，

为滤波数据

中的数据映射至频域资源的结束位置的索引，

和

为整数，

例如，

上述描述了对

进行离散傅里叶反变换的结果。类似前文介绍，也可以对

进行连续傅里叶反变换和采样，得到

中的离散值

这里不再赘述。

在一种可能的实现中，如图10(c)、10(d)、10(g)和10(h)所示，也可以对待处理数据先进行傅里叶反变换，再进行第一滤波。其中，待处理数据可以是傅里叶变换后得到的频域数据

如图10(c)和10(g)；待处理数据也可以是循环扩展后得到的扩展数据

如图10(d)和10(h)所示。其中，第一滤波为时域滤波，第一滤波对应的滤波器为时域滤波器。此时，第一滤波还可以称为第一时域滤波，第一滤波器的系数可以称为第一滤波器系数或者第一滤波系数。

当第一待处理数据是循环扩展后得到的扩展数据

时，对

进行傅里叶反变换，得到长度为N的时域数据

对

进行滤波，得到长度为N的第一滤波数据

中第n个数据

其中，n＝0,1,...,N-1。

是傅里叶反变换调整输出数据功率的系数，

为实数。例如

为扩展数据

中的数据映射至频域资源的起始位置的索引，

为扩展数据

中的数据映射至频域资源的结束位置的索引，

和

为整数，

例如，

上述描述了对

进行离散傅里叶反变换的结果。也可以对

进行连续傅里叶反变换和采样，得到

中的离散值

这里不再赘述。

在本申请实施例中，第一滤波器为时域滤波器时，其可以是RRC滤波器、SRRC滤波器、或者其它时域滤波器，本申请不做限制。当第一时域滤波器为RRC滤波器或者SRRC滤波器时，滚降因子(Roll-off factor)β的值可以是预配置的，或者是网络设备通过信令通知终端设备的。

对

进行第一时域滤波，可以得到长度为N的第一滤波数据

例如，将

和第一滤波器系数C^timefilter1进行循环卷积(circular convolution)，可以得到

示例性地，

中第n个数据表示为：

其中，n＝0,1,...,N-1，Q_time为大于或等于1的整数，C^timefilter1(q_time)是C^timefilter1中第q_time个滤波系数，且Q_time≤N。

当第一待处理数据是傅里叶变换后得到的频域数据

时，对

进行傅里叶反变换，得到长度为N的时域数据

对

进行滤波，得到长度为N的第一滤波数据

中第n个数据

其中，n＝0,1,...,N-1。

是傅里叶反变换调整输出数据功率的系数，

为实数。例如

为频域数据

中的数据映射至频域资源的起始位置的索引，

为频域数据

中的数据映射至频域资源的结束位置的索引，

和

为整数，

例如，

其中，M_length为

的长度。当频域数据

为上述本申请实施例中描述的长度为M的频域数据

时，M_length等于M。当频域数据

为上述本申请实施例中描述的长度为M_padzero的频域数据

时，M_length等于M_padzero。

上述描述了对

进行离散傅里叶反变换的结果。也可以对

进行连续傅里叶反变换和采样，得到

中的离散值

这里不再赘述。

对

进行第一时域滤波，可以得到长度为N的第一滤波数据

例如，将

和第一滤波器系数C^timefilter1进行循环卷积，可以得到

则，

中第n个数据

本申请实施例提供的方法中的第二滤波

如图2以及图10(c)、10(d)、10(g)和10(h)所示，对于第k路处理，可以基于经过第一滤波的数据进行第二滤波，得到时域符号l的第k路输出数据s_l,k。其中，该经过第一滤波的数据可以是上述长度为N的第一滤波数据

或者，如图2以及图10(a)、10(b)、10(e)和10(f)所示，对于第k路处理，可以基于经过傅里叶反变换的数据进行第二滤波，得到时域符号l的第k路输出数据s_l,k，s_l,k的长度为N。其中，该经过傅里叶反变换的数据可以是上述长度为N的时域数据

在本申请实施例中，根据

和

进行第二滤波的方法是相同的，其区别在于进行第二滤波时使用的是

还是

为了简化描述，本申请实施例中描述第二滤波时，以

为例进行描述。

如上述对图4所示的第二滤波过程的介绍，可以通过第k路第二滤波器的滤波系数C_k得到时域符号l的第k路输出数据s_l,k。C_k的长度可以为L_k×N-1，其中，L_k为正整数。

在一种可能的实现C1中，对于第二滤波器，第1路第二滤波器系数C₁中的第i个值C₁(i)是根据第0路第二滤波器系数C₀中的第i个值C₀(i)、第0路第二滤波器系数C₀中的第i+2N个值C₀(i+2N)、以及第0路第二滤波器系数C₀中的第i+N个值C₀(i+N)确定的。该方法应用于图2涉及的方法时，可以适用于K≥2的场景。

在一种可能的实现C2中，对于第二滤波器，第2路第二滤波器系数C₂中的第i个值C₂(i)是根据第0路第二滤波器系数C₀中的第i个值C₀(i)、第0路第二滤波器系数C₀中的第i+2N个值C₀(i+2N)、以及第0路第二滤波器系数C₀中的第i+3N个值C₀(i+3N)确定的。该方法应用于图2涉及的方法时，可以适用于K≥3的场景。

在一种可能的实现C3中，对于第二滤波器，第3路第二滤波器系数C₃中的第i个值C₃(i)是根据第0路第二滤波器系数C₀中的第i个值C₀(i)、第0路第二滤波器系数C₀中的第i+N个值C₀(i+N)、以及第0路第二滤波器系数C₀中的第i+3N个值C₀(i+3N)确定的。该方法应用于图2涉及的方法时，可以适用于K≥4的场景。

上述可能的实现C1、C2和C3还可以进行结合。例如上述可能的实现C1和C2结合使用，上述可能的实现C1和C3结合使用，上述可能的实现C2和C3结合使用，或者上述可能的实现C1、C2和C3结合使用，本申请不做限制。上述可能的实现C1、C2和C3可以应用于各种场景，尤其可以应用于调制方式是BPSK或Pi/2-BPSK的场景。

示例性地，当图2涉及的方法中的K＝4时，第1路第二滤波器系数C₁中的第i个值C₁(i)可以表示为：

第2路第二滤波器系数C₂中的第i个值C₂(i)可以表示为：

第3路第二滤波器系数C₃中的第i个值C₃(i)可以表示为：

其中，可选地，C₀的长度为L₀×N，C₁(n)的长度为(L₀-1)×N，C₂(n)的长度为(L₀-2)×N，C₃(n)的长度为(L₀-2)×N。其中，L₀为正整数。

上述可能的实现C1、C2和C3中，滤波器系数也可以采用连续的表示方式来表示。采用连续的表示方式时，将索引i替换为时刻t，将长度N替换为时间长度T。

示例性地，考虑连续的表示方式，当图2涉及的方法中的K＝4时，第1路第二滤波器系数C₁中的第t个时刻的值C₁(t)可以表示为：

第2路第二滤波器系数C₂中的第t个时刻的值C₂(t)可以表示为：

第3路第二滤波器系数C₃中的第t个时刻的值C₃(t)可以表示为：

其中，可选地，C₀(t)的长度为L₀×T，C₁(t)的长度为(L₀-1)×T，C₂(t)的长度为(L₀-2)×T，C₃(t)的长度为(L₀-2)×T。此时，相对C1、C2和C3的离散表示，索引i由t进行替换，长度N由T替换，其中，t为实数，T为T＝N×T_s。

考虑离散形式，C₀可以为根据Laurent分解的主部分(main component)得到的滤波系数，其中，主部分还可以称为主滤波器。C₀的长度L₀×N可以表示为(L+1)×N，即L₀＝L+1，其中L为整数。对于C₀中第i个值C₀(i)

其中，h为实数，例如h＝1/2。g(i)可以是线性响应、高斯响应或其它响应，本申请不做限制。例如g(i)是方窗响应(rectangular Pulse)时，g(i)可以表示为：

其中C₀(i)和g(i)为离散的表示形式。还可以对C₀(i)和g(i)对应的连续形式进行采样，得到C₀(i)和g(i)的离散表示形式。

C₀(i)的连续表示形式为

g(i)的连续表示形式为：

其中，T＝N×T_s。可以得到，以

对C₀(t)和g(t)进行离散采样时，得到的结果与C₀(i)和g(i)是一致的。

在一种可能的实现D1中，对于第二滤波器，第0路第二滤波器系数C₀中的第i个值C₀(i)是根据第0个基滤波器

中的第i个值

以及第1个基滤波器

中的第i个值

确定的。该方法应用于图2涉及的方法时，可以适用于K≥1的场景。

在一种可能的实现D2中，对于第二滤波器，第1路第二滤波器系数C₁中的第i个值C₁(i)是根据第0个基滤波器

中的第i+N个值

以及第1个基滤波器

中的第i个值

确定的。该方法应用于图2涉及的方法时，可以适用于K≥2的场景。

在一种可能的实现D3中，对于第二滤波器，第2路第二滤波器系数C₂中的第i个值C₂(i)是根据第0个基滤波器

中的第i个值

以及第1个基滤波器

中的第i+N个值

确定的。该方法应用于图2涉及的方法时，可以适用于K≥3的场景。

上述可能的实现D1、D2和D3还可以进行结合。例如上述可能的实现D1和D2结合使用，上述可能的实现D1和D3结合使用，或者上述可能的实现D1、D2和D3结合使用，本申请不做限制。上述可能的实现D1、D2和D3可以应用于各种场景，尤其可以应用于调制方式是QPSK或Pi/4-QPSK的场景。

示例性地，当图2涉及的方法中的K＝3时，考虑离散表达形式：第0路第二滤波器系数C₀中的第i个值C₀(i)可以表示为：

第1路第二滤波器系数C₁中的第i个值C₁(i)可以表示为：

第2路第二滤波器系数C₂中的第i个值C₂(i)可以表示为：

其中，可选地，C₀(i)的长度为L₀×N，C₁(i)的长度为(L₀-1)×N，C₂(i)的长度为(L₀-1)×N，L₀为正整数。

第0个基滤波器

和第1个基滤波器

可以为Umberto Mengali分解的主部分(main component)，其中，主部分还可以称为主滤波器。第0个基滤波器

和第1个基滤波器

离散化的表达式如下：

其中，p＝0,1，h^(p)＝2^p·h，h＝1/4。

上述可能的实现D1、D1和D2中，滤波器系数也可以采用连续的表示方式来表示。采用连续的表示方式时，索引i替换为时刻t，长度N替换为时间长度T。

示例性地，第0个基滤波器

和第1个基滤波器

的连续表达形式为：

其中，t与T的确定与前面C1、C2和C3中的相应的内容相同，这里不再赘述。

考虑连续表达形式，示例性地：第0路第二滤波器系数C₀中的第t个值C₀(t)可以表示为：

第1路第二滤波器系数C₁中的第t个值C₁(t)可以表示为：

第2路第二滤波器系数C₂中的第t个值C₂(t)可以表示为：

其中，可选地，C₀(t)的长度为L₀×T，C₁(t)的长度为(L₀-1)×T，C₂(t)的长度为(L₀-1)×T。此时，相对D0、D1和D2中的离散表示，索引i由t进行替换，长度N由T替换。

如前文所述，对于QPSK或者Pi/4-QPSK调制，当第1路第二滤波器系数与第2路第二滤波器系数比较接近，可以将第1路调制数据与第2路调制数据进行相加合并，于是K＝3路数据变成K＝2路数据。示例性的，如图11所示，图中A对应的曲线为第0路第二滤波器系数C₀的幅度，B对应的曲线为第1路第二滤波器系数C₁的幅度，C对应的曲线为第2路第二滤波器系数C₂的幅度。从图11中可以看出，第1路第二滤波器系数C₁与第2路第二滤波器系数C₂比较接近。

考虑第1路第二滤波器系数与第2路第二滤波器系数近似认为是一个滤波器，则有：

在一种可能的实现E1中，对于第二滤波器，第1路第二滤波器系数C₁中的第i个值C₁(i)是根据第0路第二滤波器系数C₀中的第i个值C₀(i)以及第0路第二滤波器系数C₀中的第i+N个值C₀(i+N)确定的。该方法应用于图2涉及的方法时，可以适用于K≥2的场景。

上述可能的实现E1中，滤波器系数也可以采用连续的表示方式来表示。采用连续的表示方式时，索引i替换为时刻t，长度N替换为时间长度T，其中，t与T的确定与前面C1、C2和C3中的相应的内容相同，这里不再赘述。

示例性地，当图2涉及的方法中的K＝2时，考虑离散表达形式：第1路第二滤波器系数C₁中的第i个值C₁(i)可以表示为：

考虑连续表达形式：第1路第二滤波器系数C₁中的第t个值C₁(t)可以表示为：

对于实现E1，第0路第二滤波器系数可以同实现D1中相应的介绍，也可以采用其他的滤波器设计，这里不再赘述。

为了实现本申请实施例提供的方法中的各功能，发送端，例如基站或UE，可以包括硬件结构和/或软件模块，以硬件结构、软件模块、或硬件结构加软件模块的形式来实现上述各功能。上述各功能中的某个功能以硬件结构、软件模块、还是硬件结构加软件模块的方式来执行，取决于技术方案的特定应用和设计约束条件。

图12是本申请实施例提供的装置1200的结构示意图。其中，装置1200可以是UE或基站，能够实现本申请实施例提供的数据发送方法；装置1200也可以是能够支持UE或基站实现本申请实施例提供的数据发送方法的装置。装置1200可以是硬件结构、软件模块、或硬件结构加软件模块。装置1200可以由芯片系统实现。

在一种可能的实现中，装置1200中包括第一预处理模块1202、第二滤波模块1204和通信模块1208。第二滤波模块1204分别和第一预处理模块1202以及通信模块1208耦合。

在一种可能的实现中，装置1200中包括第一预处理模块1202、第二滤波模块1204、合并模块1206和通信模块1208。第二滤波模块1204可以和第一预处理模块1202以及合并模块1206耦合，通信模块1208可以和合并模块1206耦合。

第一预处理模块1202用于实现本申请实施例中提供的第一预处理方法，例如图10所示的各第一预处理方法。可选地，装置1200中可以包括一个第一预处理模块1202，用于实现图2所示的方法中的第0路至第K路数据处理中的第一预处理。可选地，装置1200中还可以包括K个第一预处理模块1202，该K个第一预处理模块1202分别用于实现图2所示的方法中的第0路至第K路数据处理中的第一预处理。可选地，装置1200中还可以包括其它数据量的第一预处理模块1202，本申请不做限制。

图13所示为第一预处理模块1202的一种可能的结构示意图。

可选地，如图13所示，第一预处理模块1202中包括傅里叶变换模块1301、第一滤波模块1302和傅里叶反变换模块1303。其中，傅里叶变换模块1301、第一滤波模块1302和傅里叶反变换模块1303可以分别用于实现图10(a)至图10(h)中任一个所涉及的傅里叶变换处理、第一滤波处理和傅里叶反变换处理。

可选地，如图13所示，第一预处理模块1202中还可以包括循环扩展模块1304。循环扩展模块1304可以用于实现图10(b)、图10(d)、图10(f)和图10(h)中任一个所涉及的循环扩展处理。

可选地，如图13所示，第一预处理模块1202中还可以包括补零模块1305。补零模块1305可以用于实现图10(e)至图10(h)中任一个所涉及的补零处理。

第二滤波模块1204用于对经过第一预处理的数据进行第二滤波操作。可选地，装置1200中可以包括一个第二滤波模块1204，用于实现图2所示的方法中的第0路至第K路数据处理中的第二滤波。可选地，装置1200中还可以包括K个第二滤波模块1204，该K个第二滤波模块1204分别用于实现图2所示的方法中的第0路至第K路数据处理中的第二滤波。可选地，装置1200中还可以包括其它数据量的第二滤波模块1204，本申请不做限制。

合并模块1206用于对第0路至第K路数据处理中经过第二滤波得到的数据进行合并，得到发送数据。

通信模块1208用于发送发送数据。

图14是本申请实施例提供的装置1400的结构示意图。其中，装置1400可以是UE或基站，能够实现本申请实施例提供的数据发送方法；装置1400也可以是能够支持UE或基站实现本申请实施例提供的数据发送方法的装置。

如图14中所示，装置1400中包括处理系统1402，用于实现或者用于支持UE或基站实现本申请实施例提供的数据发送方法。处理系统1402可以是一种电路，该电路可以由芯片系统实现。处理系统1402中包括一个或多个处理器1422，可以用于实现或者用于支持UE或基站实现本申请实施例提供的方法。当处理系统1402中包括除处理器1422以外的其它装置时，处理器1422还可以用于管理处理系统1402中包括的其它装置，示例性地，该其它装置可能为下述存储器1424、总线1426和总线接口1428中一个或多个。例如，处理器1422可以用于管理存储器1424，或者处理器1422可以用于管理存储器1424、总线1426和总线接口1428。

处理系统1402中还可以包括一个或多个存储器1424，用于存储指令和/或数据。进一步地，存储器1424还可以包括于处理器1422中。如果处理系统1402中包括存储器1424，处理器1422可以和存储器1424耦合。处理器1422可以和存储器1424协同操作。处理器1422可以执行存储器1424中存储的指令。当处理器1422执行存储器1424中存储的指令时，可以实现或者支持UE或基站实现本申请实施例提供的方法。处理器1422还可能读取存储器1424中存储的数据。存储器1424还可能存储处理器1422执行指令时得到的数据。

在本申请实施例中，存储器包括易失性存储器(volatile memory)，例如随机存取存储器(random-access memory，RAM)；存储器也可以包括非易失性存储器(non-volatilememory)，例如快闪存储器(flash memory)，硬盘(hard disk drive，HDD)或固态硬盘(solid-state drive，SSD)；存储器还可以包括上述种类的存储器的组合；存储器还可以包括其它任何具有存储功能的装置，例如电路、器件或软件模块。

处理系统1402还可以包括总线接口1428，用于提供总线1426和其它装置之间的接口。其中，总线接口还可以称为通信接口。通信接口可以是电路、模块、收发器或者其它形式的接口，本申请不做限制。

装置1400还可能包括收发器1406，用于通过传输介质和其它通信设备进行通信，从而用于装置1400中的其它装置可以和其它通信设备进行通信。其中，该其它装置可能是处理系统1402。示例性地，装置1400中的其它装置可能利用收发器1406和其它通信设备进行通信，接收和/或发送相应的信息。还可以描述为，装置1400中的其它装置可能接收相应的信息，其中，该相应的信息由收发器1406通过传输介质进行接收，该相应的信息可以通过总线接口1428或者通过总线接口1428和总线1426在收发器1406和装置1400中的其它装置之间进行交互；和/或，装置1400中的其它装置可能发送相应的信息，其中，该相应的信息由收发器1406通过传输介质进行发送，该相应的信息可以通过总线接口1428或者通过总线接口1428和总线1426在收发器1406和装置1400中的其它装置之间进行交互。

装置1400还可能包括用户接口1404，用户接口1404是用户和装置1400之间的接口，可能用于用户和装置1400进行信息交互。示例性地，用户接口1404可能是键盘、鼠标、显示器、扬声器(speaker)、麦克风和操作杆中至少一个。

上述主要从装置1400的角度描述了本申请实施例提供的一种装置结构。在该装置中，处理系统1402中包括处理器1422，还可以包括存储器1424、总线1426和总线接口1428中一个或多个，用于实现本申请实施例提供的数据发送方法。处理系统1402也在本申请的保护范围。

本申请的装置实施例中，装置的模块划分是一种逻辑功能划分，实际实现时可以有另外的划分方式。例如，装置的各功能模块可以集成于一个模块中，也可以是各个功能模块单独存在，也可以两个或两个以上功能模块集成在一个模块中。

本申请实施例提供了一种通信系统，该通信系统中包括用于实现本申请实施例提供的方法的装置。该通信系统中还可以包括接收设备。例如，该通信系统中包括基站和UE，其中基站可以实现本申请实施例提供的发送方法，UE可以接收基站所发送的数据。再例如，该通信系统中包括基站和UE，其中UE可以实现本申请实施例提供的发送方法，基站可以接收UE所发送的数据。

本申请实施例提供的方法中，可以全部或部分地通过软件、硬件、固件或者其任意组合来实现。当使用软件实现时，可以全部或部分地以计算机程序产品的形式实现。所述计算机程序产品包括一个或多个计算机指令。在计算机上加载和执行所述计算机程序指令时，全部或部分地产生按照本发明实施例所述的流程或功能。所述计算机可以是通用计算机、专用计算机、计算机网络、网络设备、终端或者其他可编程装置。所述计算机指令可以存储在计算机可读存储介质中，或者从一个计算机可读存储介质向另一个计算机可读存储介质传输，例如，所述计算机指令可以从一个网站站点、计算机、服务器或数据中心通过有线(例如同轴电缆、光纤、数字用户线(digital subscriber line，DSL))或无线(例如红外、无线、微波等)方式向另一个网站站点、计算机、服务器或数据中心进行传输。所述计算机可读存储介质可以是计算机可以存取的任何可用介质或者是包含一个或多个可用介质集成的服务器、数据中心等数据存储设备。所述可用介质可以是磁性介质(例如，软盘、硬盘、磁带)、光介质(例如，数字视频光盘(digital video disc，DVD))、或者半导体介质(例如,SSD)等。

以上各实施例仅用以说明本申请的技术方案，并不用于限定其保护范围。凡在本申请的技术方案的基础上所做的修改、等同替换、改进等，均应包括在本申请的保护范围之内。

Claims

1.一种数据发送方法，其特征在于，包括：

对于在时域符号l'上发送的调制数据d_l′，对所述调制数据d_l′进行第一预处理得到长度为N的数据

其中，N为正整数，l'为大于或等于0的整数，对调制数据进行第一预处理包括：

对所述调制数据依次进行傅里叶变换、傅里叶反变换和第一滤波，

对所述调制数据依次进行傅里叶变换、循环扩展、傅里叶反变换和第一滤波，

对所述调制数据依次进行傅里叶变换、第一滤波和傅里叶反变换，

对所述调制数据依次进行傅里叶变换、循环扩展、第一滤波和傅里叶反变换，

对所述调制数据依次进行补零、傅里叶变换、傅里叶反变换和第一滤波，

对所述调制数据依次进行补零、傅里叶变换、循环扩展、傅里叶反变换和第一滤波，

对所述调制数据依次进行补零、傅里叶变换、第一滤波和傅里叶反变换，或者

对所述调制数据依次进行补零、傅里叶变换、循环扩展、第一滤波和傅里叶反变换；

根据所述

其中k1和offset为大于等于0的整数，k2为大于等于k1的整数，

为

中第n个数据，n是取值范围为0至N-1的整数，C₀(n+offset-l′×N)是第二滤波器系数C₀中的第n+offset-l′×N个系数；

在时域符号l上发送所述数据s_l,0。

2.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述方法还包括：

根据所述调制数据d_l′得到K-1路调制数据，其中，K-1为大于或等于1的整数；

对于所述K-1路调制数据中的第k路调制数据d_l′,k，对所述调制数据d_l′,k进行所述第一预处理，得到第k路长度为N的数据

其中，k是取值范围为1至K-1的整数；

根据所述

为

中第n个数据，C_k(n+offset-l′×N)是第k路第二滤波器系数C_k中的第n+offset-l′×N个值；

在时域符号l上发送所述数据s_l,0包括：根据所述s_l,0和所述s_l,k得到长度为N的合并输出数据s_l，在时域符号l上发送所述合并输出数据s_l，其中所述s_l中第n个数据

其中，n是取值范围为0至N-1的整数。

3.根据权利要求1或2所述的方法，其特征在于，对所述调制数据进行补零包括：

在所述调制数据中的起始数据前添加M_0,head个0；

在所述调制数据中的末尾数据后添加M_0,tail个0；或者，

在所述调制数据中的起始数据前添加M_0,head个0，且在所述调制数据中的末尾数据后添加M_0,tail个0；

其中，M_0,head和M_0,tail为正整数。

4.根据权利要求1或2所述的方法，其特征在于，

所述调制数据d_l′中包括M个数据；

所述M个数据中的第m个数据的相位是根据所述时域符号l'的索引l'确定的，或者是根据所述时域符号l'的索引l'和m确定的，m是取值范围为0至M-1的整数。

5.根据权利要求4所述的方法，其特征在于，

所述调制数据的调制方式是Pi/2二进制相移键控Pi/2-BPSK，调制数据d_l′中的第m个数据和调制数据d_l′-1中的第m个数据之间的相位差为π/2或-π/2；或

所述调制数据的调制方式是Pi/4正交相移键控Pi/4-QPSK，调制数据d_l′中的第m个数据和调制数据d_l′-1中的第m个数据之间的相位差为π/4、3×π/4、-3×π/4或-π/4；

其中，d_l′-1表示时域符号l'-1上发送的调制数据，l'-1为大于或等于0的整数。

6.根据权利要求2所述的方法，其特征在于，根据所述调制数据d_l′得到K-1路调制数据，包括：

根据所述调制数据d_l′、时域符号l′-1上发送的调制数据d_l′-1、以及时域符号l′-2上发送的调制数据d_l′-2，得到所述K-1路调制数据中的第1路调制数据d_l′,1，其中，所述K-1大于或等于1；和/或

根据所述调制数据d_l′、时域符号l′-2上发送的调制数据d_l′-2、以及时域符号l′-3上发送的调制数据d_l′-3，得到所述K-1路调制数据中的第2路调制数据d_l′,2，其中，所述K-1大于或等于2；和/或

根据所述调制数据d_l′、时域符号l′-1上发送的调制数据d_l′-1、以及时域符号l′-3上发送的调制数据d_l′-3，得到所述K-1路调制数据中的第3路调制数据d_l′,3，其中，所述K-1大于或等于3；

其中，调制数据的调制方式是BPSK或Pi/2-BPSK。

7.根据权利要求2或6所述的方法，其特征在于，

所述第1路第二滤波器系数C₁中的第i个值C₁(i)是根据所述滤波器系数C₀中的第i个值C₀(i)、所述滤波器系数C₀中的第i+2N个值C₀(i+2N)、以及所述滤波器系数C₀中的第i+N个值C₀(i+N)确定的；和/或

所述第2路第二滤波器系数C₂中的第n个值C₂(i)是根据所述滤波器系数C₀中的第i个值C₀(i)、所述滤波器系数C₀中的第i+2N个值C₀(i+2N)、以及所述滤波器系数C₀中的第i+3N个值C₀(i+3N)确定的；和/或

所述第3路第二滤波器系数C₃中的第i个值C₃(i)是根据所述滤波器系数C₀中的第i个值C₀(i)、所述滤波器系数C₀中的第i+N个值C₀(i+N)、以及所述滤波器系数C₀中的第i+3N个值C₀(i+3N)确定的；

其中，调制数据的调制方式是BPSK或Pi/2-BPSK，i为整数。

8.根据权利要求2所述的方法，其特征在于，根据所述调制数据d_l′得到K-1路调制数据，包括：

根据所述调制数据d_l′以及时域符号l′-1上发送的调制数据d_l′-1得到所述K-1路调制数据中的第1路调制数据；其中，所述K-1大于或等于1；

其中，调制数据的调制方式是QPSK或者Pi/4-QPSK。

9.根据权利要求2或8所述的方法，其特征在于，

所述第1路第二滤波器系数C₁中的第i个值C₁(i)是根据所述第二滤波器系数C₀中的第i个值C₀(i)、以及所述第二滤波器系数C₀中的第i+N个值C₀(i+N)确定的；

其中，调制数据的调制方式是Pi/4-QPSK或者QPSK，i为整数。

10.一种通信装置，用于实现权利要求1至9任一项所述的方法。

11.一种通信装置，包括处理器和存储器，所述存储器中存储有指令，所述处理器调用所述指令时，使所述装置执行权利要求1至9任一项所述的方法。

12.一种计算机可读存储介质，存储指令，当其在计算机上运行时，使得计算机执行权利要求1至9任一项所述的方法。