CN110943670A - 一种电机转子位置获取方法及系统 - Google Patents

Abstract

本发明公开一种电机转子位置获取方法及系统，方法包括：获取旋转变压器励磁信号、电机轴上旋转变压器输出的正弦调制信号及余弦调制信号、预设解调信号；根据旋转变压器励磁信号、正弦调制信号、余弦调制信号，对预设解调信号进行相位补偿，生成解调信号；利用解调信号，对正弦调制信号、余弦调制信号进行相敏解调处理，生成正弦低频包络信号及余弦低频包络信号；利用锁相环对正弦低频包络信号、余弦低频包络信号进行解码处理，生成电机转子解码角度。本发明利用相敏解调方法及锁相环对电机转子位置进行实时追踪，为电机驱动提供准确位置信息，提高了解码精度、解码速度；对预设解调信号进行相位补偿，避免了由于相位滞后导致该方法失效情况发生。

Description

一种电机转子位置获取方法及系统

技术领域

本发明涉及电机控制技术领域，具体涉及一种电机转子位置获取方法及系统。

背景技术

新能源汽车具有能量利用效率高、清洁无污染、结构简单等优点，在全世界范围内得到了广泛的发展和使用。永磁同步电机广泛应用于新能源汽车行业，其控制系统常采用转子磁链定向矢量控制，转子位置的检测精度直接影响到控制系统的性能好坏。旋转变压器作为一种位置传感器，具有可靠性高、抗震、抗湿、适用于恶劣工作场所等优点，被广泛应用于永磁同步电机控制系统中，其中磁阻式旋转变压器结构简单，只包含铜线及硅钢片，对温度变化及外部场的干扰不敏感，越来越广泛地应用于新能源汽车行业。在电机控制系统中，当前业界应用最广泛的电机转子位置信息采集方法是基于集成解码芯片的硬件旋变-数字变换器(Resolver-to-Digital Converter,RDC)技术，但其价格昂贵、抗扰性差，容易受旋转变压器安装偏心、正余弦绕组非正交、调理电路非对称、幅值误差等非理想因素影响，需要修改硬件电路来调整参数，且受硬件解码技术限制，在16位分辨率模式下，单极电机最高解码转速只能达到7324r/min。采用纯模拟电路实现电机转子位置采集功能的RDC技术，中间过程无需D/A转换即可获取位置信息，然而却大大增加了控制板的体积和重量，同时由于采用了太多的电子元件，难以保证两路电路的一致性，且RDC系统中存在相位滞后问题，因此而产生误差的可能性也大大增加。

发明内容

因此，本发明要解决的技术问题在于克服现有技术中的电机转子位置信息采集方法误差大、不易控制等缺陷，从而提供一种电机转子位置获取方法及系统。

为达到上述目的，本发明提供如下技术方案：

第一方面，本发明提供一种电机转子位置获取方法，包括如下步骤：获取旋转变压器励磁信号、电机轴上的旋转变压器输出的正弦调制信号及余弦调制信号、及预设解调信号；根据旋转变压器励磁信号、正弦调制信号及余弦调制信号，对预设解调信号进行相位补偿处理，生成解调信号；利用解调信号，对正弦调制信号及余弦调制信号进行相敏解调处理，生成正弦低频包络信号及余弦低频包络信号；利用锁相环对正弦低频包络信号及余弦低频包络信号进行解码处理，生成电机转子解码角度。

在一实施例中，根据旋转变压器励磁信号、正弦调制信号及余弦调制信号，对预设解调信号进行相位补偿处理，生成解调信号的过程，包括如下步骤：对正弦调制信号及余弦调制信号进行模数转换处理，生成正弦调制数字信号及余弦调制数字信号；对正弦调制数字信号、余弦调制数字信号及旋转变压器励磁信号进行过零点检测，获取各自对应的过零点；将正弦调制数字信号过零点、余弦调制数字信号过零点分别与旋转变压器励磁信号过零点进行比较，生成两个延迟初相角；将两个延迟初相角中较大的一个作为延迟相角，对预设解调信号进行相位补偿处理，生成解调信号。

在一实施例中，利用解调信号，对正弦调制信号及余弦调制信号进行相敏解调处理，生成正弦低频包络信号及余弦低频包络信号的过程，包括如下步骤：利用零阶保持器将正弦调制信号转换成正弦调制连续信号，将余弦调制信号转换成余弦调制连续信号；利用第一乘法器将正弦调制连续信号及余弦调制连续信号，分别与解调信号相乘，生成包含低频转子信息项和2倍励磁频率项的正弦叠加信号及余弦叠加信号；利用低通滤波器滤除正弦叠加信号及余弦叠加信号中的高频信号，生成正弦低频包络信号及余弦低频包络信号。

在一实施例中，在第一个采样周期中，利用锁相环对正弦低频包络信号及余弦低频包络信号进行解码处理，生成电机转子解码角度的过程，包括如下步骤：利用减法器，将正弦低频包络信号与余弦低频包络信号相减，生成第一采样周期误差信号；利用比例积分控制器控制误差信号为零，输出速度信号；；对第一采样周期速度信号进行积分，生成第一采样周期电机转子解码角度。

在一实施例中，在除第一采样周期外的其他采样周期中，利用锁相环对正弦低频包络信号及余弦低频包络信号进行解码处理，生成电机转子解码角度的过程，包括如下步骤：将前一采样周期生成的解码角度分别进行余弦化及正弦化，生成解码角度正弦信号及解码角度余弦信号；利用第二乘法器，将正弦低频包络信号与解码角度余弦信号相乘，生成第一误差项信号，将余弦低频包络信号与解码角度正弦信号相乘，生成第二误差项信号；利用减法器，将第一误差项信号与第二误差项信号相减，生成误差信号；利用比例积分控制器控制误差信号为零，输出速度信号；对速度信号进行积分，生成电机转子解码角度。

第二方面，本发明提供一种电机转子位置获取系统，包括：信号获取模块，用于获取旋转变压器励磁信号、电机轴上的旋转变压器输出的正弦调制信号及余弦调制信号、及预设解调信号；解调信号生成模块，用于根据旋转变压器励磁信号、正弦调制信号及余弦调制信号，对预设解调信号进行相位补偿处理，生成解调信号；包络信号生成模块，用于利用相敏解调器及解调信号将正弦调制信号及余弦调制信号分别转换成正弦低频包络信号及余弦低频包络信号；电机转子解码角度生成模块，用于利用锁相环对正弦低频包络信号及余弦低频包络信号进行解码处理，生成电机转子解码角度。

第三方面，本发明实施例提供一种计算机设备，包括：至少一个处理器，以及与至少一个处理器通信连接的存储器，其中，存储器存储有可被至少一个处理器执行的指令，指令被至少一个处理器执行，以使至少一个处理器执行本发明实施例第一方面的电机转子位置获取方法。

第四方面，本发明实施例提供一种计算机可读存储介质，计算机可读存储介质存储有计算机指令，计算机指令用于使计算机执行本发明实施例第一方面的电机转子位置获取方法。

本发明技术方案，具有如下优点：

1.本发明提供的电机转子位置获取方法及系统，利用相敏解调器及锁相环对电机转子位置进行实时追踪，为电机驱动提供准确的位置信息，提高了解码精度及解码速度；同时对预设解调信号进行相位补偿，避免了由于相位滞后导致该方法失效的情况发生。

2.本发明提供的电机转子位置获取方法及系统，在锁相环中加入电机转子解码角度负反馈环节，提高了所获取转子位置的可靠性、系统鲁棒性及抑制谐波干扰能力；采用软件数字控制，降低了成本造价，提高了功率密度。

附图说明

为了更清楚地说明本发明具体实施方式或现有技术中的技术方案，下面将对具体实施方式或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图是本发明的一些实施方式，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。

图1为本发明实施例提供的电机转子位置获取方法的一个具体示例的示意图；

图2为本发明实施例提供的电机转子位置获取方法的另一个具体示例的示意图；

图3为本发明实施例提供的解调信号相位补偿的一个具体示例的示意图；

图4为本发明实施例提供的解调信号相位补偿的另一个具体示例的示意图；

图5为本发明实施例提供不同相位延迟角度下的阶跃响应图；

图6为本发明实施例提供的解调信号相位补偿后电压对比图；

图7为本发明实施例提供的低频包络信号生成的一个具体示例的示意图；

图8为本发明实施例提供的调制、解调、包络信号图；

图9为本发明实施例提供的解码角度生成的一个具体示例的示意图；

图10为本发明实施例提供的解码角度生成的另一个具体示例的示意图；

图11为本发明实施例提供的锁相环负反馈环节的线性化原理框图；

图12为本发明实施例提供的锁相环负反馈环节的伯德图；

图13为本发明实施例提供的锁相环负反馈环节的阶跃响应图；

图14为本发明实施例提供的仿真原理图；

图15为本发明实施例提供的加减速仿真结果图；

图16为本发明实施例提供的900rpm稳态仿真结果图；

图17为本发明实施例提供的负载阶跃仿真结果图；

图18为本发明实施例提供的RDC电路原理图；

图19为本发明实施例提供的软、硬件RDC 900rpm加减速对比图；

图20为本发明实施例提供的软、硬件RDC 900rpm稳态对比图；

图21为本发明实施例提供的软、硬件RDC 900rpm FFT频谱对比图；

图22为本发明实施例提供的阶跃实验结果图；

图23为本发明实施例提供的稳态实验结果图；

图24为本发明实施例提供的电机转子位置系统的一个具体示例的示意图；

图25为本发明实施例提供的计算机设备一个具体示例的组成图。

具体实施方式

下面将结合附图对本发明的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。

此外，下面所描述的本发明不同实施方式中所涉及的技术特征只要彼此之间未构成冲突就可以相互结合。

实施例1

本实施例提供一种电机转子位置获取方法，应用于电机控制领域，如图1所示，包括如下步骤：

步骤S1：获取旋转变压器励磁信号、电机轴上的旋转变压器输出的正弦调制信号及余弦调制信号、及预设解调信号。

旋转变压器的输出电压会随着转子角度变化而变化，因此在电机控制系统中，常用来获取电机的转子位置。当对旋转变压器的励磁绕组施加一定频率的交流高频电压时，输出绕组的电压幅值与转子转角成正弦、余弦函数关系，或保持某一比例关系，或在一定转角范围内与转角成线性关系。本发明实施例基于数字控制的方式利用旋转变压器输出的正弦调制信号及余弦调制信号、旋转变压器励磁信号及预设解调信号采集电机转子的位置信息。

在旋转变压器励磁侧在励磁侧给定高频交流电压，如式(1)所示：

v_e＝V_msin(ω_exet) (1)

其中，V_m为励磁电压幅值，ω_exe为励磁电压角频率(ω_exe＝2πf)，v_e为高频交流电压。

当电机轴带动旋转变压器转动时，正余弦侧输出两路互相正交的差分信号，由包含转子位置信息的低频电压与高频励磁电压调制而成，如式(2)所示：

其中，v_sin为正弦调制信号，v_cos为余弦调制信号，k表示旋转变压器输出侧与输入侧的电压幅值比，θ_e表示转子的电角度。

在一实施例中，当ω_exe＞＞dθ_e/dt时，式(2)右侧第二项可忽略，化简如式(3)所示：

步骤S2：根据旋转变压器励磁信号、正弦调制信号及余弦调制信号，对预设解调信号进行相位补偿处理，生成解调信号。

在RDC系统中，由电路负载效应及低通滤波器带来的相位滞后问题将产生解码误差，因此本发明实施例针对于RDC系统中的相位滞后问题进行了具体分析。以旋转变压器正弦侧输出电压为例，公式(3)可由积化和差写成式(4)的形式。

v_sin＝0.5kV_m[cos(θ_e+ω_exet)-cos(θ_e-ω_exet)] (4)

旋转变压器输出电压的相位滞后由叠加定理论证，式(4)中的两部分输出电压会产生两个不同的相位滞后角φ₁及φ₂，再次和差化积后如式(5)所示：

由式(5)可知在高频调制信号及低频位置信号中都存在相位滞后，低频信号中的滞后将导致得到的电机转子解码角度

与真实角度θ_e之间存在一个固定误差。在大多数工况中，由于励磁电压电频率远大于转子电频率，即：θ_e+ω_exet≈θ_e-ω_exet，所以φ₁≈φ₂，此时相位滞后只体现在高频信号中。对于高频信号中带有相位滞后的解码信号，当乘以未进行相位补偿的预设解调信号进行相敏解调时，获得的调制信号如式(6)所示：

当通过低通滤波器后，得到的解码信号是一个包含cosφ衰减因子的转子位置信息，如式(7)所示。

由式(7)可知，相位滞后对解码的影响体现在cosφ衰减因子的幅值大小，当滞后角增大时，会对跟踪性能造成影响，且当特定角度使得cosφ＝0时，旋转变压器转子角度跟踪器将彻底失效。因此本发明实施例通过根据旋转变压器励磁信号、正弦调制信号及余弦调制信号进行处理后生成的延迟相角对预设解调信号进行相位补偿，生成解调信号。

步骤S3：利用解调信号，对正弦调制信号及余弦调制信号进行相敏解调处理，生成正弦低频包络信号及余弦低频包络信号。

步骤S4：利用锁相环对正弦低频包络信号及余弦低频包络信号进行解码处理，生成电机转子解码角度。

如图2所示，本发明实施例利用调制信号，对旋转变压器输出的正弦调制信号及余弦调制信号进行相敏解调处理，根据解调输出低频包络信号后，利用锁相环生成电机转子解码角度，从而获取电机转子位置。

本发明实施例提供的电机转子位置获取方法，利用相敏解调方法及锁相环对电机转子位置进行实时追踪，为电机驱动提供准确的位置信息，提高了解码精度及解码速度；同时对预设解调信号进行相位补偿，避免了由于相位滞后导致该方法失效的情况发生。

在一具体实施例中，如图3所示，根据旋转变压器励磁信号、正弦调制信号及余弦调制信号，对预设解调信号进行相位补偿处理，生成解调信号的过程，包括如下步骤：

步骤S21：对正弦调制信号及余弦调制信号进行模数转换处理，生成正弦调制数字信号及余弦调制数字信号。对预设解调信号进行相位补偿处理，本发明实施例利用数字控制的方式，比纯硬件电路的方法对于延迟相角的获取更加准确。如图4所示，利用模数转换器将正弦调制信号及余弦调制信号分别转换成正弦调制数字信号及余弦调制数字信号。

步骤S22：对正弦调制数字信号、余弦调制数字信号及旋转变压器励磁信号进行过零点检测，获取各自对应的过零点。

步骤S23：将正弦调制数字信号过零点、余弦调制数字信号过零点分别与旋转变压器励磁信号过零点进行比较，生成两个延迟初相角。

步骤S24：将两个延迟初相角中较大的一个作为延迟相角，对预设解调信号进行相位补偿处理，生成解调信号。

本发明实施例利用正弦调制数字信号、余弦调制数字信号及旋转变压器励磁信号的过零点，将正弦调制数字信号过零点、余弦调制数字信号过零点分别与旋转变压器励磁信号过零点进行比较，生成正弦延迟初相角及余弦延迟初相角，选取正弦延迟初相角及余弦初相角中较大的延迟初相角作为延迟相角，对预设解调信号进行相位补偿处理，生成解调信号。

本发明实施例在仿真中给定φ＝0°、45°、85°、90°，给定输入900rpm转速阶跃，当未对预设解调信号进行相位补偿处理时，电机转子解码角度如图5所示。当对预设解调信号进行相位补偿处理时，相位补偿后解调低频包络信号与正弦信号对比，如图6所示。图6可知，补偿后的解调信号基本与正弦信号保持在同相位，图6中线1为励磁信号，线2为补偿后的解调信号，线3为正弦信号。

在一具体实施例中，如图7所示，利用解调信号，对正弦调制信号及余弦调制信号进行相敏解调处理，生成正弦低频包络信号及余弦低频包络信号的过程，包括如下步骤：

步骤S31：利用零阶保持器将正弦调制信号转换成正弦调制连续信号，将余弦调制信号转换成余弦调制连续信号。如图2所示，本发明实施例利用数字控制软件的方式获取电机转子解码角度，因此在对正弦调制信号及余弦调制信号进行解调前，需要利用零阶保持器将正弦调制信号转换转换成正弦调制连续信号，将余弦调制信号转换成余弦调制连续信号。

步骤S32：利用第一乘法器将正弦调制连续信号及余弦调制连续信号，分别与解调信号相乘，生成包含低频转子信息项和2倍励磁频率项的正弦叠加信号及余弦叠加信号。如图2所示，本发明实施例中，相敏解调原理为将正余弦调制信号同与励磁信号同频的正弦信号相乘，得到低频转子信息项和2倍励磁频率项的叠加信号，如式(8)所示：

步骤S33：利用低通滤波器滤除正弦叠加信号及余弦叠加信号中的高频信号，生成正弦低频包络信号及余弦低频包络信号。

如式(8)所示的正弦解调信号及余弦解调信号通过低通滤波器后得到只含转子位置信息的低频包络信号，如式(9)所示：

由于低通滤波器并不能完全滤除调制后的高频信号，因此在输出的低频包络信号中将含有十分微弱的20KHz的高频信号波动滤除，正余弦调制、解调及包络信号如图8所示。

在一具体实施例中，如图9所示，在第一个采样周期中，利用锁相环对正弦低频包络信号及余弦低频包络信号进行解码处理，生成电机转子解码角度的过程，包括如下步骤：

步骤S411：利用减法器，将正弦低频包络信号与余弦低频包络信号相减，生成第一采样周期误差信号。

步骤S412：利用比例积分控制器控制误差信号为零，输出速度信号。

步骤S413：对第一采样周期速度信号进行积分，生成第一采样周期电机转子解码角度。

由于锁相环的鲁棒性和抗噪声性强，且锁相环在参数选择合理的情况下，锁相环具有非常好的动态响应速度和稳定性，同时锁相环内部包含两个积分环节，它们具有低通滤波的作用，保证解码结果的稳定性。因此本发明实施例利用锁相环获取电机转子解码角度，如图2所示。然而在一采样周期中电机转子解码角度为电机转子真实角度，因此在第一采样周期的锁相环解码过程中，并不包含负反馈控制。

在一具体实施例中，如图11所示，在除第一采样周期外的其他采样周期中，利用锁相环对正弦低频包络信号及余弦低频包络信号进行解码处理，生成电机转子解码角度的过程，包括如下步骤：

步骤S421：将前一采样周期生成的解码角度分别进行余弦化及正弦化，生成解码角度正弦信号及解码角度余弦信号。

步骤S422：利用第二乘法器，将正弦低频包络信号与解码角度余弦信号相乘，生成第一误差项信号，将余弦低频包络信号与解码角度正弦信号相乘，生成第二误差项信号。

步骤S423：利用减法器，将第一误差项信号与第二误差项信号相减，生成误差信号。

本发明实施例利用基于sin(Δα)≈Δα及cos(Δα)≈Δα的算法，构建一个闭环负反馈回路。同时将前一采样周期生成的解码角度作为前一周期的电机转子真实角度，因此当选择参数合理时，整个锁相环将误差不断向零收敛，最终得到正确的电机转子解码角度。

锁相环算法中电机转子的真实角度θ_e与解码角度

之间的误差v_err可通过式(10)所示公式计算，本发明实施例中将前一采样周期生成的解码角度作为电机转子的真实角度θ_e。

当电机转子的真实角度θ_e与解码角度

之间的误差v_err很小时，可近似为式(11)：

步骤S424：利用比例积分控制器控制误差信号为零，输出速度信号。。本发明实施例通过PI调节器控制误差信号

趋于零，可获得转速信息ω_e。

步骤S425：对速度信号进行积分，生成电机转子解码角度。本发明实施例对转速信息ω_e进行积分得到电机转子解码角度，同时保证稳态误差为零。

本发明实施例对锁相环中的参数进行分析，将锁相环解码部分线性化，得到如图所示线性化原理图。由图11可知系统闭环传递函数和误差传递函数分别如式(12)及式(13)所示。

由式(12)及式(13)得知，本发明实施例提供的电机转子位置定位方法的中，前向通道上有两个积分环节，为Ⅱ型系统，可对阶跃输入和斜坡输入信号实现无静差跟踪，当给定加速度输入，即位置信号θ_e＝αt²时，系统的稳态误差如式(14)所示。

由式(14)可知加速度信号输入会产生与加速度成正比的固定误差，但是在实验中由于K_i的选取通常远大于加速度α，所以其稳态误差近似为零。

由式(12)可知，本发明实施例提供的锁相环是一个典型二阶系统及其微分项的叠加，将其写成式(15)的形式：

比例积分环节PI参数与阻尼比和自然频率关系如式(16)所示：

由式(16)可知，式(15)的阶跃响应如式(17)所示：

设式(17)的三个极点(设p₂>p₃)和一个零点分别为：

其中，p₁、p₂及p₃为极点，z₁为零点。

在一实施例中，当系统有两个负实数根时，系统阶跃响应函数如式(19)所示，令其导数为零，如式(20)所示，可知如果零点z₁位于p₂右侧，系统响应也将出现超调振荡。

当系统有一对共轭根时，系统阶跃响应如式(21)所示，由于系统响应中的无零点部分本身即存在振荡，所以其微分部分在其峰值前后定会加剧整个系统的振荡幅度。

PI参数与系统带宽关系如公式(22)所示：

由式(15)及式(16)可知K_I越大，ω_n越大，振荡幅度将加大；K_P越大，ζ越大，超调越小；由二阶系统动态特性可知，在保持ζ不变的前提下，增大K_I，调节时间会缩短；由式(22)可知增大K_P、K_I都将提升系统带宽，给定三组PI参数，系统伯德图及阶跃响应如图12及图13所示。综上所述，在确定超调量上限时，K_P、K_I的选择越大越好，当受非理想因素而导致解码信息中含有低频扰动时，可通过减小PI参数降低系统带宽起到一定的抑制作用。

本发明实施例为了验证软件RDC在电机控制中的应用，按照图14所示框图在Simulink中进行了加减速及负载阶跃仿真，旋转变压器开关频率10KHz、采样频率160KHz。仿真与实验电机、旋变参数相同，见下表：

在电机加减速的情况下，对本发明实施提出的电机转子位置获取方法进行仿真验证。永磁同步电机给定负载电流i_q＝0A，900rpm加减速指令，α＝±45000m/s。图15是加减速跟随及i_q仿真结果，图16是进入稳态的转速解码仿真结果。

转子磁链定向矢量控制算法中，由于转子位置信息通过坐标变换直接参与电机控制，其准确与否直接影响到i_q的控制效果，在加减速仿真中，以解码转速的超调量、稳态误差及对i_q的控制精度作为衡量标准，由仿真结果图15及图16可以看出，在空载条件下，软件RDC对于转速斜坡信号跟踪性能良好，动态过程中无明显超调，在转速进入稳态后，转速稳态误差±1rpm，频率20KHz，i_q稳态误差为±2A。

在电机负载阶跃的情况下，对本发明实施提出的电机转子位置获取方法进行仿真验证。永磁同步电机在0.02s处给定900rpm转速指令，α＝+45000m/s，在0.04s处到达指令值，稳态电流基波频率为150Hz，在0.1s时负载电流给定i_q＝100A阶跃指令，图17为仿真结果。在负载电流阶跃仿真中，以被控量i_q初次到达稳态值的上升时间及稳态误差作为衡量标准，由仿真结果图17可以看到，i_q上升时间为20ms，超调量7％，稳态误差为±2A，仿真结果证明基于软件RDC的电机控制算法可保证良好的控制性能。

为进一步验证软件RDC在电机控制中的应用效果，本发明实施例进行了相应的实验研究。软件RDC系统的主控板电路由三部分组成，分别是DSP、滤波功放电路及调理电路。由DSP产生的差分信号经滤波电路转化为频率为10KHz的标准正弦信号,通过功放电路提升驱动能力后，输入到旋转变压器励磁端，其输出的差分包络信号经由两路调理电路再次进行滤波，消除由功率器件开关带来的高频扰动，通过差分转单端电路转为对地单端信号，经16位ADC以过采样技术将其转为数字信号，进入DSP进行位置解码，电路原理图如图18所示。整套软件RDC的硬件费用较硬件RDC而言降低了30％。

测功机工作在转速环，永磁同步电机工作在电流环，电机控制算法分别采用基于F280049DSP的软件RDC及基于AD2S1210解码芯片的硬件RDC获取位置、速度信息，进行对比实验。逆变器工作频率10KHz，本发明实施例提供的位置获取算法频率160KHz，AD2S1210分辨率配置为16位模式，需要注意的是实验中所用旋转变压器为5对极，在此分辨率配置下，硬件RDC最高解码转速为1464rpm，若超出该限值，解码芯片将会失效。

本发明实施例进行了电机加减速实验，永磁同步电机给定负载电流i_q＝0A，由测功机给定900rpm加减速指令，加速度α＝±90m/s。图19(a)及图19(b)分别是软件及硬件方法的加减速及同阶段i_q的对比数据图，图20是二者进入稳态后的转速对比图，其中线1是软件RDC实验结果，线2是硬件RDC实验结果，图21(a)及图21(b)是软件及硬件方法的稳态后对转速的FFT分析频谱。

由图19可以看到，在空载条件下，软、硬件RDC解码转速动态性能大致相同，转速进入稳态后，二者i_q波动都为±2A。由图20及图21可以看到，转速进入稳态后，软件RDC稳态误差为±1rpm，THD含量0.08％，硬件RDC稳态误差为±2rpm，THD含量0.20％。

本发明实施例进行了电机负载阶跃实验，由测功机带动永磁同步电机转动进入900rpm稳速后，电流基波频率150Hz，在0.5s时给定负载电流指令i_q＝100A，图22(a)为软件方法及硬件方法中i_q100A阶跃对比图，图22(b)及图22(c)为软件方法及硬件方法中i_q100A阶跃的FFT分析频谱图，图23(a)为软件方法及硬件方法中相电流i_a稳态，图23(b)及图23(c)为软件方法及硬件方法中对比图及相电流i_a稳态FFT分析频谱图，其中线1是软件RDC实验结果，线2是硬件RDC实验结果，由图22(a)及图23(a)可以看出线1与线2基本重合。

由图22可以看到，电机控制算法分别采用软、硬件RDC解码时，在900rpm稳速工况下给定i_q 100A阶跃，二者动、静态特性基本一致，上升时间30ms，稳态误差±4A，进入稳态后，软件RDC的THD含量2.73％，硬件RDC的THD含量3.02％。由图23可以看到，相电流i_a进入稳态后，二者时域特性基本一致，其中软件RDC的THD含量7.29％，硬件RDC的THD含量6.84％。

本发明提供的电机转子位置获取方法，利用相敏解调器及锁相环对电机转子位置进行实时追踪，为电机驱动提供准确的位置信息，提高了解码精度及解码速度；同时对预设解调信号进行相位补偿，避免了由于相位滞后导致该方法失效的情况发生；在锁相环中加入电机转子解码角度负反馈环节，提高了所获取转子位置的可靠性、系统鲁棒性及抑制谐波干扰能力；采用软件数字控制，降低了成本造价，提高了功率密度。

实施例2

本施例提供一种电机转子位置获取系统，如图24所示，包括：

信号获取模块1，用于获取旋转变压器励磁信号、电机轴旋转变压器输出的正弦调制信号及余弦调制信号、及预设解调信号；此模块执行实施例1中的步骤S1所描述的方法，在此不再赘述。

解调信号生成模块2，用于根据旋转变压器励磁信号、正弦调制信号及余弦调制信号，对预设解调信号进行相位补偿处理，生成解调信号；此模块执行实施例1中的步骤S2所描述的方法，在此不再赘述。

包络信号生成模块3，用于利用解调信号，对正弦调制信号及余弦调制信号进行相敏解调处理，生成正弦低频包络信号及余弦低频包络信号；此模块执行实施例1中的步骤S3所描述的方法，在此不再赘述。

电机转子解码角度生成模块4，用于利用锁相环对正弦低频包络信号及余弦低频包络信号进行解码处理，生成电机转子解码角度。此模块执行实施例1中的步骤S4所描述的方法，在此不再赘述。

本发明提供的电机转子位置获取系统，利用相敏解调器及锁相环对电机转子位置进行实时追踪，为电机驱动提供准确的位置信息，提高了解码精度及解码速度；同时对预设解调信号进行相位补偿，避免了由于相位滞后导致该方法失效的情况发生；在锁相环中加入电机转子解码角度负反馈环节，提高了所获取转子位置的可靠性、系统鲁棒性及抑制谐波干扰能力；采用软件数字控制，降低了成本造价，提高了功率密度。

实施例3

本发明实施例提供一种计算机设备，如图25所示，包括：至少一个处理器401，例如CPU(Central Processing Unit，中央处理器)，至少一个通信接口403，存储器404，至少一个通信总线402。其中，通信总线402用于实现这些组件之间的连接通信。其中，通信接口403可以包括显示屏(Display)、键盘(Keyboard)，可选通信接口403还可以包括标准的有线接口、无线接口。存储器404可以是高速RAM存储器(Ramdom Access Memory，易挥发性随机存取存储器)，也可以是非不稳定的存储器(non-volatile memory)，例如至少一个磁盘存储器。存储器404可选的还可以是至少一个位于远离前述处理器401的存储装置。其中处理器401可以执行实施例1的电机转子位置获取方法。存储器404中存储一组程序代码，且处理器401调用存储器404中存储的程序代码，以用于执行实施例1的电机转子位置获取方法。

其中，通信总线402可以是外设部件互连标准(peripheral componentinterconnect，简称PCI)总线或扩展工业标准结构(extended industry standardarchitecture，简称EISA)总线等。通信总线402可以分为地址总线、数据总线、控制总线等。为便于表示，图25中仅用一条线表示，但并不表示仅有一根总线或一种类型的总线。

其中，存储器404可以包括易失性存储器(英文：volatile memory)，例如随机存取存储器(英文：random-access memory，缩写：RAM)；存储器也可以包括非易失性存储器(英文：non-volatile memory)，例如快闪存储器(英文：flash memory)，硬盘(英文：hard diskdrive，缩写：HDD)或固降硬盘(英文：solid-state drive，缩写：SSD)；存储器404还可以包括上述种类的存储器的组合。

其中，处理器401可以是中央处理器(英文：central processing unit，缩写：CPU)，网络处理器(英文：network processor，缩写：NP)或者CPU和NP的组合。

其中，处理器401还可以进一步包括硬件芯片。上述硬件芯片可以是专用集成电路(英文：application-specific integrated circuit，缩写：ASIC)，可编程逻辑器件(英文：programmable logic device，缩写：PLD)或其组合。上述PLD可以是复杂可编程逻辑器件(英文：complex programmable logic device，缩写：CPLD)，现场可编程逻辑门阵列(英文：field-programmable gate array，缩写：FPGA)，通用阵列逻辑(英文：generic arraylogic,缩写：GAL)或其任意组合。

可选地，存储器404还用于存储程序指令。处理器401可以调用程序指令，实现如本申请执行实施例1中的电机转子位置获取方法。

本发明实施例还提供一种计算机可读存储介质，计算机可读存储介质上存储有计算机可执行指令，该计算机可执行指令可执行实施例1的电机转子位置获取方法。其中，存储介质可为磁碟、光盘、只读存储记忆体(Read-Only Memory，ROM)、随机存储记忆体(Random Access Memory，RAM)、快闪存储器(Flash Memory)、硬盘(Hard Disk Drive，缩写：HDD)或固降硬盘(Solid-State Drive，SSD)等；存储介质还可以包括上述种类的存储器的组合。

显然，上述实施例仅仅是为清楚地说明所作的举例，而并非对实施方式的限定。对于所属领域的普通技术人员来说，在上述说明的基础上还可以做出其它不同形式的变化或变动。这里无需也无法对所有的实施方式予以穷举。而由此所引申出的显而易见的变化或变动仍处于本发明创造的保护范围之中。

Claims (8)

1.一种电机转子位置获取方法，其特征在于，包括如下步骤：

获取旋转变压器励磁信号、电机轴上的旋转变压器输出的正弦调制信号与余弦调制信号、及预设解调信号；

根据所述旋转变压器励磁信号、所述正弦调制信号及所述余弦调制信号，对所述预设解调信号进行相位补偿处理，生成解调信号；

利用，解调信号，对所述正弦调制信号及所述余弦调制信号进行相敏解调处理，生成正弦低频包络信号及余弦低频包络信号；

利用锁相环对所述正弦低频包络信号及所述余弦包络信号进行解码处理，生成电机转子解码角度。

2.根据权利要求1所述的电机转子位置获取方法，其特征在于，所述根据所述旋转变压器励磁信号、所述正弦调制信号及所述余弦调制信号，对所述预设解调信号进行相位补偿处理，生成解调信号的过程，包括如下步骤：

对所述正弦调制信号及所述余弦调制信号进行模数转换处理，生成正弦调制数字信号及余弦调制数字信号；

对所述正弦调制数字信号、所述余弦调制数字信号及所述旋转变压器励磁信号进行过零点检测，获取各自对应的过零点；

将所述正弦调制数字信号过零点、所述余弦调制数字信号过零点分别与所述旋转变压器励磁信号过零点进行比较，生成两个延迟初相角；

将两个延迟初相角中较大的一个作为延迟相角，对所述预设解调信号进行相位补偿处理，生成所述解调信号。

3.根据权利要求2所述的电机转子位置获取方法，其特征在于，所述利用解调信号，对所述正弦调制信号及所述余弦调制信号进行相敏解调处理，生成正弦低频包络信号及余弦低频包络信号的过程，包括如下步骤：

利用零阶保持器将所述正弦调制信号转换成正弦调制连续信号，将所述余弦调制信号转换成余弦调制连续信号；

利用第一乘法器将所述正弦调制连续信号及所述余弦调制连续信号，分别与所述解调信号相乘，生成包含低频转子信息项和2倍励磁频率项的正弦叠加信号及余弦叠加信号；

利用低通滤波器滤除所述正弦叠加信号及余弦叠加信号中的高频信号，生成所述正弦低频包络信号及余弦低频包络信号。

4.根据权利要求3所述的电机转子位置获取方法，其特征在于，在第一个采样周期中，所述利用锁相环对所述正弦低频包络信号及所述余弦低频包络信号进行解码处理，生成电机转子解码角度的过程，包括如下步骤：

利用减法器，将所述正弦低频包络信号与所述余弦低频包络信号相减，生成第一采样周期误差信号；

利用比例积分控制器控制误差信号为零，输出速度信号；

对所述第一采样周期速度信号进行积分，生成第一采样周期电机转子解码角度。

5.根据权利要求4所述的电机转子位置获取方法，其特征在于，在除第一采样周期外的其他采样周期中，所述利用锁相环对所述正弦低频包络信号及所述余弦低频包络信号进行解码处理，生成电机转子解码角度的过程，包括如下步骤：

将前一采样周期生成的解码角度分别进行余弦化及正弦化，生成解码角度正弦信号及解码角度余弦信号；

利用第二乘法器，将所述正弦低频包络信号与所述解码角度余弦信号相乘，生成第一误差项信号，将所述余弦低频包络信号与所述解码角度正弦信号相乘，生成第二误差项信号；

利用减法器，将所述第一误差项信号与所述第二误差项信号相减，生成误差信号；

利用比例积分控制器控制误差信号为零，输出速度信号；

对所述速度信号进行积分，生成所述电机转子解码角度。

6.一种电机转子位置获取系统，其特征在于，包括：

信号获取模块，用于获取旋转变压器励磁信号、电机轴上的旋转变压器输出的正弦调制信号及余弦调制信号、及预设解调信号；

解调信号生成模块，用于根据所述旋转变压器励磁信号、所述正弦调制信号及所述余弦调制信号，对所述预设解调信号进行相位补偿处理，生成解调信号；

包络信号生成模块，用于利用解调信号，对所述正弦调制信号及所述余弦调制信号进行相敏解调处理，生成正弦低频包络信号及余弦低频包络信号；

电机转子解码角度生成模块，用于利用锁相环对所述正弦低频包络信号及所述余弦低频包括信号进行解码处理，生成电机转子解码角度。

7.一种计算机设备，其特征在于，包括：至少一个处理器，以及与所述至少一个处理器通信连接的存储器，其中，所述存储器存储有可被所述至少一个处理器执行的指令，所述指令被所述至少一个处理器执行，以使所述至少一个处理器执行权利要求1-5中任一所述的电机转子位置获取方法。

8.一种计算机可读存储介质，其特征在于，所述计算机可读存储介质存储有计算机指令，所述计算机指令用于使所述计算机执行权利要求1-5中任一所述的电机转子位置获取方法。

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