CN110888464B - 变转速螺旋桨轴系纵向和横向多模态振动控制装置及方法 - Google Patents

变转速螺旋桨轴系纵向和横向多模态振动控制装置及方法 Download PDF

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Abstract

本发明提供了一种变转速螺旋桨轴系纵向和横向多模态振动控制装置及方法，包括：供电装置静止端(1)、供电装置旋转端(2)、压电分流电路(3)和切换/扫频电路(4)；供电装置旋转端与压电分流电路连接在变转速螺旋桨轴系的转轴上，随所述转轴同步旋转，供电装置静止端设置在供电装置旋转端的外侧，切换/扫频电路与压电分流电路电连接，压电分流电路与供电装置旋转端电连接；其中，切换/扫频电路控制压电分流电路中的电感和电阻的值按照预设的规律周期性变化。本发明采用切换/扫频电路，可以不做系统辨识即可进行多模态控制、并且可以在变工况系统中任用。

Description

变转速螺旋桨轴系纵向和横向多模态振动控制装置及方法
技术领域
本发明涉及船舶振动控制领域，具体地，涉及一种变转速螺旋桨轴系纵向和横向多模态振动控制装置及方法。
背景技术
螺旋桨在不均匀、非定常流场中旋转，在产生静推力的同时，将产生与转速和叶片数相关的基频和倍频激振力线谱分量、随频率基本上呈逐渐衰减的随机宽带分量，前者通过轴系传递使船体结构发生强迫振动产生水下声辐射；后者将激励螺旋桨－轴系－船体耦合系统的特征模态，两者均会形成突出的特征频谱，这些突出的特征频谱集中于10Hz～200Hz之间。
采用动力吸振器对推进轴系的固有频率影响小，不需要串入到轴系中承受大的静推力，但若采用被动式的吸振措施，由于推进轴系的被控制频率低，所需质量代价较大；单个传统吸振器仅能够针对某阶模态起到抑制效果；并且不同转速下桨－轴系－船体耦合系统大的固有频率发生变化，上述这些因素对动力吸振器的实际应用提出了巨大的挑战。本发明基于负刚度动力吸振的原理，提出一种基于时变压电分流电路的变转速轴系多模态半被动控制振动传递控制方法。当推力轴在水下旋转时，在螺旋桨宽带力的作用下，轴系的纵振模态、横振模态或螺旋桨的振动模态处会产生力的放大，使传递到推力轴承处的纵向和横向传递力出现多个峰值，并且不同转速下桨－轴系－船体耦合系统的固有模态发生变化。
本发明重点解决以下技术问题：解决水下轴系时变特性、多模态控制的要求。
公开号为CN104590528A的专利公开了一种基于压电叠堆-液压微位移放大的船艇推进轴系纵向振动控制装置，该装置包括依次信号连接的轴向振动测量系统、推力脉动控制器、功率放大器和位移控制执行机构，位移控制执行机构包括：压电叠堆，用于接收功率放大器发出的电信号并产生相应的输出位移；液压微位移放大器，包括两端开口的液压放大腔，液压放大腔的两端分别密封配合有大小两个活塞，大活塞与压电叠堆的位移输出端相作用，小活塞通过滑阀阀芯与船艇推进轴系的止推轴承相作用。
发明内容
针对现有技术中的缺陷，本发明的目的是提供一种变转速螺旋桨轴系纵向和横向多模态振动控制装置及方法。
根据本发明提供的一种变转速螺旋桨轴系纵向和横向多模态振动控制装置，包括：供电装置静止端1、供电装置旋转端2、压电分流电路3和切换/扫频电路4；
供电装置旋转端2与压电分流电路3连接在变转速螺旋桨轴系的转轴上，随所述转轴同步旋转，供电装置静止端1设置在供电装置旋转端2的外侧，切换/扫频电路4与压电分流电路3电连接，压电分流电路3与供电装置旋转端2电连接；
其中，切换/扫频电路4控制压电分流电路3中的电感和电阻的值按照预设的规律周期性变化。
优选地，分流电路3包括：压电片、第一负电容、第二负电容、电感和电阻；
所述压电片连接在所述转轴上，所述电阻、所述电感和所述第二负电容依次串联，并与所述压电片的固有电容串联，增强机电耦合系数，所述第一负电容与所述压电片的固有电容并联，抵消所述压电片的固有电容。
优选地，切换/扫频电路4包括：切换电路或扫频电路；
切换电路：控制压电分流电路3中的电感和电阻的值按照预设的规律呈阶梯状周期性变化；
扫频电路：控制压电分流电路3中的电感和电阻的值按照预设的规律平滑的周期性变化。
优选地，所述切换电路由单片机控制不同支路的切换时间，从而控制压电分流电路3中的电感和电阻的值按照预设的规律呈阶梯状周期性变化。
优选地，所述扫频电路通过Dspace控制平台或DSP电路实现合成阻抗电路，从而等效压电分流电路3中的电感和电阻的值按照预设的规律平滑的周期性变化。
优选地，所述扫频电路根据需要控制频段的固有频率和期望的控制效果来确定下限值ω0和上限值ω1、扫频频率fs和扫频指数p，从而固有频率按照以下方式变化，使扫频变化图像一定规律地覆盖切换电路中的频率图像ωsw(t)＝ω0+(ω1-ω0)sin(2πfst)p，扫频频率fs通过动能功率谱密度比率法确定，扫频角频率为2πfs；
寻找电路固有频率与最优电感电阻值之间的关系，将电感值、电阻值用电路固有频率来表示，电路固有频率变化时，电感电阻也随之变化，从而连续变化得以实现。电感按照以下方式变化：
Figure BDA0002269818220000031
式中Cs＝Cp-C1，
Figure BDA0002269818220000032
Figure BDA0002269818220000033
为短路状态下压电片的模态刚度；K为模态刚度；kij为j方向的力和i方向的电场的机电耦合系数，本专利中即为k31；
子电路中C2＝Cs/δopt，C1根据实际情况选择，通常按C1＝0.55Cp，Cp为压电片的固有电容；
寻最优电阻和频率变化之间的关系，已知各阶固有频率处的最优电感和电容值，通过动能功率谱密度比率法，求出各阶固有频率处的最优电阻，对固有频率下限值ω0和上限值ω1频率之间的各阶固有频率的最优的电阻和电感参数的离散点进行线性拟合，得到电阻和电感之间的关系：
Rs(t)＝k0+k1Ls(t)
将Ls(t)带入上式得到电阻值Rs随时间t的变化关系：
Figure BDA0002269818220000034
式中k0、k1为线性拟合得到的系数。
优选地，扫频频率fs控制扫频周期长短，数值越大，周期越短；扫频指数p控制正弦波峰值宽度，数值越大，宽度越窄。
优选地，扫频指数p取值包括4。
优选地，所述压电片工作在d31模式。
根据本发明提供的一种变转速螺旋桨轴系纵向和横向多模态振动控制方法，采用上述的变转速螺旋桨轴系纵向和横向多模态振动控制装置对变转速螺旋桨轴系进行纵向和横向多模态振动控。
与现有技术相比，本发明具有如下的有益效果：
本发明采用切换/扫频电路，可以不做系统辨识即可进行多模态控制、并且可以在变工况系统中任用。
附图说明
通过阅读参照以下附图对非限制性实施例所作的详细描述，本发明的其它特征、目的和优点将会变得更明显：
图1为本发明的结构示意图；
图2为本发明的双负电容压电分流电路；
图3为本发明的切换/扫频电路等效双负电容电路的合成阻抗图；
图4为本发明的切换电路对电阻和电感的调节效果；
图5为本发明的扫频电路对电阻和电感的调节效果。
具体实施方式
下面结合具体实施例对本发明进行详细说明。以下实施例将有助于本领域的技术人员进一步理解本发明，但不以任何形式限制本发明。应当指出的是，对本领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明构思的前提下，还可以做出若干变化和改进。这些都属于本发明的保护范围。
如图1所示，本发明提供的一种变转速螺旋桨轴系纵向和横向多模态振动控制装置，包括：供电装置静止端1、供电装置旋转端2、压电分流电路3和切换/扫频电路4。
供电装置旋转端2与压电分流电路3连接在变转速螺旋桨轴系的转轴上，随转轴同步旋转，供电装置静止端1设置在供电装置旋转端2的外侧，切换/扫频电路4与压电分流电路3电连接，压电分流电路3与供电装置旋转端2电连接；其中，切换/扫频电路4控制压电分流电路3中的电感和电阻的值按照预设的规律周期性变化。
如图2所示，分流电路3包括：压电片31、第一负电容32、第二负电容33、电感34和电阻35。压电片31连接在转轴上，电阻35、电感34和第二负电容33依次串联，并与压电片31的固有电容串联，增强机电耦合系数，第一负电容32与压电片31的固有电容并联，抵消压电片31的固有电容。
压电片31粘贴于转轴表面，工作在d31模式，为提高所需控制模态的机电耦合系数，压电片布置在所需控制模态的应变最大处，压电片的个数采取至少20个以上，压电片利用高性能双组份环氧树脂胶粘剂黏贴在推进轴系上相应位置，其布置方式为绕推进轴系一圈，由于螺旋桨激励力为纵向和横向的耦合激励力，压电片能够同时测得轴向应变和弯曲应变，因此该方法适合于同时控制纵向和横向振动传递。
双负电容分流电路的效能如下：-C1可以抵消压电片的固有电容，增强机电耦合系数；L-R--C2的电路可进一步增强机电耦合系数，提高稳定裕度。通过RLC串联电路最优参数值确定双负电容压电分流电路的最优RLC参数。
切换/扫频电路4包括：切换电路或扫频电路；
切换电路：控制压电分流电路3中的各阶固有频率下最优电感和电阻的值按照预设的规律呈阶梯状周期性变化；切换电路由单片机(或DSP电路)控制不同支路的切换时间，从而控制压电分流电路3中的电感34和电阻35的值按照预设的规律呈阶梯状周期性变化。
切换电路中需要在合适的时候切换不同的外电路，由于电路元件(电感34、电阻35、负电容-C1和负电容-C2)参数不同，储能不同。压电片在应变状态下会产生电压，为了避免外电路电压突变与压电片本身电压产生冲击，要保证压电片不受应力(即压电片两端电压为零)时切换电路。因此每一次切换后相当于零输入响应。切换时间采用如下方式进行确定：当有输入电流系统受迫振动时，电流由自由响应的通解和输入电流的特解表示，需要经历一定时长保证自由响应衰减达到63％，此外还需要一个固定时长来保证在切换电路时压电片处于两端电压为0，避免冲击达到平稳切换的效果。根据以上原则可以求得每一个模态对应的电路导通时长。
扫频电路：控制压电分流电路3中的电感和电阻的值按照预设的规律平滑的周期性变化。扫频电路通过Dspace控制平台或DSP电路实现合成阻抗电路，从而等效双负电容压电分流电路3中的电感34和电阻35的值按照预设的规律平滑的周期性变化。
扫频电路根据需要控制频段的固有频率和期望的控制效果来确定下限值ω0和上限值ω1、扫频频率fs和扫频指数p，从而固有频率按照以下方式变化，使扫频变化图像有一定规律地覆盖切换电路中的频率图像ωsw(t)＝ω0+(ω1-ω0)sin(2πfst)p，扫频频率fs通过动能功率谱密度比率法确定，即扫频角频率为2πfs。
寻找电路固有频率与最优电感电阻值之间的关系，将电感值、电阻值用电路固有频率来表示，电路固有频率变化时，电感电阻也随之变化，从而连续变化得以实现。电感按照以下方式变化：
Figure BDA0002269818220000061
式中Cs＝Cp-C1，
Figure BDA0002269818220000062
Figure BDA0002269818220000063
为短路状态下压电片的模态刚度；K为模态刚度；kij为j方向的力和i方向的电场的机电耦合系数，本专利中即为k31。
子电路中C2＝Cs/δopt，C1根据实际情况选择，通常按C1＝0.55Cp。Cp为压电片的固有电容。
寻找最优电阻和频率变化之间的关系，通过动能功率谱密度比率法，已知各阶固有频率处的最优电感和电容值，求出各阶固有频率处的最优电阻。对固有频率下限值ω0和上限值ω1频率之间的各阶固有频率的最优的电阻和电感参数的离散点进行线性拟合，得到电阻和电感之间的关系：
Rs(t)＝k0+k1Ls(t)
将Ls(t)带入上式得到电阻值Rs随时间t的变化关系：
Figure BDA0002269818220000064
式中k0、k1为线性拟合得到的系数。
扫频频率fs控制扫频周期长短，数值越大，周期越短；扫频指数p控制正弦波峰值宽度，数值越大，宽度越窄，一般扫频指数p取值为4。
当推力轴在水下旋转时，在螺旋桨宽带力的作用下，轴系的一阶纵振模态或螺旋桨的一阶同相振动模态处会产生力的放大，使传递到推力轴承处的力出现峰值。-C1可以抵消压电片的固有电容，增强机电耦合系数；L-R--C2的电路可进一步增强机电耦合系数，提高稳定裕度。
下面是具体参数的确定过程。
首先需求得对应于每一阶需要控制的模态的电阻、负电容和电感最优参数。本专利所考虑电路RLC的最优参数可根据RLC串联电路最优参数的基础上进行确定。第一支路中的第一负电容32与所述压电片的固有电容31并联，抵消所述压电片的固有电容；第二支路中的第二负电容33与电感34、电阻35构成RLC电路。RLC串联电路的最优参数为：
Figure BDA0002269818220000071
式中
Figure BDA0002269818220000072
Figure BDA0002269818220000073
为短路状态下压电片的模态刚度；K为模态刚度；kij为j方向力和i方向电场的机电耦合系数，本专利中即为k31；
Figure BDA0002269818220000074
为短路状态下压电系统的第n阶固有频率。
C1根据实际情况选择，通常按C1＝0.55Cp。Cp为压电片的固有电容。
在本专利的双负电容压电分流电路中，由于第一负电容的抵消效果，压电片固有电容表示为Cs＝Cp-C1，因此第二支路中第二负电容最优参数为C2＝Cs/δopt。第二支路中的最优电感为：
Figure BDA0002269818220000075
各阶的最优电阻值Rs通过动能功率谱密度比率法确定，具体为
Figure BDA0002269818220000076
式中，Sk是采用压电分流电路时动能的功率谱密度；ωa,ωb根据需要控制频段的下限值和上限值确定；SKs(ω)表示外电路短路时结构的动能功率谱密度。
动能功率谱密度比率法即为试错法，动能功率谱密度尖峰出现在结构固有频率附近，调节合适的电阻、电感和电容等元件数值或扫频频率可以有效减弱功率谱密度幅值，通过比较压电分流后的功率谱密度和外电路短路状态下的功率谱密度在尖峰附近积分面积的比值来判断压电分流电路的减振效果，结果越小说明对应参数效果越好。改变元件参数求出在频率范围内分别对应的积分面积的比值，比值最小的即为最佳元件参数。切换或扫频电路4为切换电路或扫频电路。切换电路由单片机控制不同支路的切换时间，控制电感34、电阻35的值在给定周期内能够按照规律阶梯状地发生周期性变化，或者用合成阻抗电路实现电感34、电阻35的阶梯状变化规律。扫频电路采用Dspace控制平台，或DSP电路实现合成阻抗电路等效电感34、电阻35的值，使电感34、电阻35的值在给定周期内能够按照规律平滑地周期性变化。
图3为本发明的切换/扫频电路等效双负电容电路的合成阻抗图。该合成阻抗图中，有2个仪器放大器INA，其中INA1正极输入端和INA2的输出端之间连接有电阻R，INA1的输出端和DSP的模数转换端的正极连接,DSP的模数转换端的负极接地；DSP的数模转换端的正极和负极分别与INA2的正极和负极输入端连接；利用仪器放大器INA1调节输入电压，在DSP中实现所需的阻抗，再利用INA2还原电压大小。以本文中双负电容分流电路Rs、Ls和C1、C2为例，可以得到DSP中需实现的增益为
Figure BDA0002269818220000081
对于切换电路，关键是控制切换电路的每一个模态对应的电路的导通时长：切换电路中切换不同的外电路由于电路元件参数不同，储能不同。压电片在应变状态下会产生电压，为了避免外电路电压突变与压电片本身电压产生冲击，要保证压电片不受应力(即压电片路端电压为零)时切换电路，相当于零输入响应。当有输入电流，系统受迫振动时，电流由自由响应的通解和输入电流的特解表示。也就是说在切换电路时电路的初始状态改变，需要经历一定时长保证自由响应衰减达到63％，此外还需要一个固定时长来保证压电片在切换电路时处于路端电压为0，避免冲击达到平稳切换的效果。根据以上原则求得每一个模态对应电路的导通时长。切换电路所需时长忽略不计，图4为本发明的切换电路4对外电路电阻和电感的调节效果。
对于扫频电路的参数，在切换电路的基础上进行确定：扫频电路中根据需要控制频段的固有频率和期望的控制效果来确定下限值ω0和上限值ω1、扫频的频率fs和扫频指数p，从而电路固有频率按照以下方式变化，使扫频变化图像有一定规律地覆盖切换电路中的频率图像：
ωsw(t)＝ω0+(ω1-ω0)sin(2πfst)p
式中，扫频频率fs通过动能功率谱密度比率法确定：
Figure BDA0002269818220000091
式中，Sk是采用压电分流电路时动能的功率谱密度；ωa,ωb根据需要控制频段的下限值和上限值确定；SKs(ω)表示外电路短路时结构的功率谱密度。
寻找电路固有频率与最优电感电阻值之间的关系，将电感电阻值用电路固有频率来表示，电路固有频率变化时，电感电阻也随之变化，从而连续变化得以实现。电感按照以下方式变化：
Figure BDA0002269818220000092
寻找最优电阻和频率变化之间的关系，通过动能功率谱密度比率法，已知各阶固有频率处的最优电感和电容值，求出各阶固有频率处的最优电阻。对固有频率下限值ω0和上限值ω1频率之间的各阶固有频率的最优的电阻和电感参数的离散点进行线性拟合，得到电阻和电感之间的关系：
Rs(t)＝k0+k1Ls(t)
一般说来，扫频频率fs控制扫频周期长短，数值越大，周期越短；扫频指数p控制正弦波峰值宽度，数值越大，宽度越窄，一般可取p＝4。
图5为本发明的扫频电路4对电阻和电感的调节效果。本发明还提供的一种变转速螺旋桨轴系纵向和横向多模态振动控制方法，采用上述的变转速螺旋桨轴系纵向和横向多模态振动控制装置对变转速螺旋桨轴系进行纵向和横向多模态振动控制。
在本申请的描述中，需要理解的是，术语“上”、“下”、“前”、“后”、“左”、“右”、“竖直”、“水平”、“顶”、“底”、“内”、“外”等指示的方位或位置关系为基于附图所示的方位或位置关系，仅是为了便于描述本申请和简化描述，而不是指示或暗示所指的装置或元件必须具有特定的方位、以特定的方位构造和操作，因此不能理解为对本申请的限制。
以上对本发明的具体实施例进行了描述。需要理解的是，本发明并不局限于上述特定实施方式，本领域技术人员可以在权利要求的范围内做出各种变化或修改，这并不影响本发明的实质内容。在不冲突的情况下，本申请的实施例和实施例中的特征可以任意相互组合。

Claims (8)

1.一种变转速螺旋桨轴系纵向和横向多模态振动控制装置，其特征在于，包括：供电装置静止端(1)、供电装置旋转端(2)、压电分流电路(3)和切换/扫频电路(4)；
供电装置旋转端(2)与压电分流电路(3)连接在变转速螺旋桨轴系的转轴上，随所述转轴同步旋转，供电装置静止端(1)设置在供电装置旋转端(2)的外侧，切换/扫频电路(4)与压电分流电路(3)电连接，压电分流电路(3)与供电装置旋转端(2)电连接；
其中，切换/扫频电路(4)控制压电分流电路(3)中的电感和电阻的值按照预设的规律周期性变化；
切换/扫频电路(4)包括：切换电路或扫频电路；
切换电路：控制压电分流电路(3)中的电感和电阻的值按照预设的规律呈阶梯状周期性变化；
扫频电路：控制压电分流电路(3)中的电感和电阻的值按照预设的规律平滑的周期性变化；
所述扫频电路根据需要控制频段的固有频率和期望的控制效果来确定下限值ω0和上限值ω1、扫频频率fs和扫频指数p，从而固有频率按照以下方式变化，使扫频变化图像一定规律地覆盖切换电路中的频率图像ωsw(t)＝ω0+(ω1-ω0)sin(2πfst)p，扫频频率fs通过动能功率谱密度比率法确定，扫频角频率为2πfs；
寻找电路固有频率与最优电感电阻值之间的关系，将电感值、电阻值用电路固有频率来表示，电路固有频率变化时，电感电阻也随之变化，从而连续变化得以实现；电感按照以下方式变化：
Figure FDA0002984361200000011
式中Cs＝Cp-C1，
Figure FDA0002984361200000012
Figure FDA0002984361200000013
为短路状态下压电片的模态刚度；K为模态刚度；kij为j方向的力和i方向的电场的机电耦合系数，为k31；
子电路中C2＝Cs/δopt，C1根据实际情况选择，通常按C1＝0.55Cp，Cp为压电片的固有电容；
寻最优电阻和频率变化之间的关系，已知各阶固有频率处的最优电感和电容值，通过动能功率谱密度比率法，求出各阶固有频率处的最优电阻，对固有频率下限值ω0和上限值ω1频率之间的各阶固有频率的最优的电阻和电感参数的离散点进行线性拟合，得到电阻和电感之间的关系：
Rs(t)＝k0+k1Ls(t)
将Ls(t)带入上式得到电阻值Rs随时间t的变化关系：
Figure DEST_PATH_IMAGE002
式中k0、k1为线性拟合得到的系数。
2.根据权利要求1所述的变转速螺旋桨轴系纵向和横向多模态振动控制装置，其特征在于，压电分流电路(3)包括：压电片、第一负电容、第二负电容、电感和电阻；
所述压电片连接在所述转轴上，所述电阻、所述电感和所述第二负电容依次串联，并与所述压电片的固有电容串联，增强机电耦合系数，所述第一负电容与所述压电片的固有电容并联，抵消所述压电片的固有电容。
3.根据权利要求1所述的变转速螺旋桨轴系纵向和横向多模态振动控制装置，其特征在于，所述切换电路由单片机控制不同压电分流电路支路的切换时间，从而控制压电分流电路(3)中的电感和电阻的值按照预设的规律呈阶梯状周期性变化。
4.根据权利要求1所述的变转速螺旋桨轴系纵向和横向多模态振动控制装置，其特征在于，所述扫频电路通过Dspace控制平台或DSP电路实现合成阻抗电路，从而等效为压电分流电路(3)中的电感和电阻的值按照预设的规律平滑的周期性变化。
5.根据权利要求1所述的变转速螺旋桨轴系纵向和横向多模态振动控制装置，其特征在于，扫频频率fs控制扫频周期长短，数值越大，周期越短；扫频指数p控制正弦波峰值宽度，数值越大，宽度越窄。
6.根据权利要求1所述的变转速螺旋桨轴系纵向和横向多模态振动控制装置，其特征在于，扫频指数p取值包括4。
7.根据权利要求2所述的变转速螺旋桨轴系纵向和横向多模态振动控制装置，其特征在于，所述压电片工作在d31模式。
8.一种变转速螺旋桨轴系纵向和横向多模态振动控制方法，其特征在于，采用权利要求1至7任意一项所述的变转速螺旋桨轴系纵向和横向多模态振动控制装置对变转速螺旋桨轴系进行纵向和横向多模态振动控制。
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