CN110867921A - 一种基于变换器的串联电池组直接均衡方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种基于变换器的串联电池组直接均衡方法，该直接均衡方法所基于的均衡电路包括串联电池组、2n+3个MOS管、2n+5个二极管、两个反激变换器、一个RCD缓冲电路；串联电池组由n个单体电池组成。本发明特点在于：①整个均衡电路只需要两个反激变换器用于能量转移，体积较小。②易于扩展，当串联电池组包含的单体电池数量发生改变时，只需要增加相应的MOS管；③将串联电池组充放电过程的均衡控制策略合二为一，充放电过程中，同时实现对最大端电压的单体电池放电均衡和最小端电压的单体电池充电均衡。

Description

一种基于变换器的串联电池组直接均衡方法

技术领域

本发明属电池均衡技术领域，涉及一种基于变换器的串联电池组直接均衡方法，适用于新能源汽车中电池管理系统。

背景技术

近年来，随着环境污染越来越严重以及石油资源的日渐匮乏，新能源汽车也越来越受欢迎。锂电池因具有高能量密度、输出功率大、循环寿命长等优点，逐渐成为新能源汽车的主要动力源。由于锂电池单体电压较低，因此一般需要将电池串联起来构成电池组的形式。而单体电池由于生产技术以及使用环境等因素影响，在循环充放电一段时间后会出现不均衡现象，从而降低电池组的能量利用率和减少电池组的使用寿命，并且容易导致出现过充和过放现象。所以，均衡技术对与改善电池的不一致性具有重要的意义。

当前主要的均衡方式分为主动均衡型和被动均衡型：被动均衡是通过并联电阻消耗能量来实现均衡，此种均衡结构简单，但能量损耗严重，散热问题难以解决；主动均衡通过电感、电容、变换器从高电压的单体电池中转移能量到低电压的单体电池中,从而实现电池组的均衡，也称非能耗均衡或者无损均衡。其中基于电感均衡的方法，虽然均衡效率较高，但其电路结构复杂，需要开关管及电感数量较多，不利于均衡系统体积的缩小；基于电容的均衡方法均衡时间较长，尤其当电池单体之间电压相差不大时；基于变压器的均衡方法虽然能够缩短均衡路径，提高均衡效率，但由于其每节电池都需要变压器，造成了系统体积庞大，且需要的元器件较多，控制信号复杂，系统成本较高。

发明内容

本发明的目的在于克服现有的技术问题，提出了一种基于变换器的串联电池组直接均衡方法，改善串联电池组不均衡现象，延长电池组使用寿命。

为达到上述目的，本发明按照以下技术方案实施：

一种基于变换器的串联电池组直接均衡方法，该直接均衡方法所基于的均衡电路包括串联电池组、2n+3个MOS管、2n+5个二极管、两个反激变换器、一个RCD缓冲电路；串联电池组由n个单体电池组成；

第一反激变换器位于均衡电路左侧，第二反激变换器位于均衡电路右侧；

第一反激变换器原边的上下两端分别连接串联电池组左右两侧的MOS管，第一反激变换器副边经过一个MOS管和串联电池组整体连接；

第二反激变换器原边经过一个MOS管和串联电池组整体连接，第二反激变换器副边的上下两端分别连接串联电池组右左两侧的MOS管；

均衡电路左右两侧具有对称性；串联电池组右侧的MOS管列阵多出一个MOS管；第二反激变换器的原边并联有一个RCD缓冲电路；第一反激变换器、第二反激变换器的原边和副边均有一个二极管。上述二极管的安装用于保证两个反激变换器相互独立，电流互不影响。

串联电池组中每个单体电池依次标记为B₁，B₂，B₃，…，B_n；均衡电路中每个MOS管依次标记为S₀，S₁，S₂，…，S_2n+2；所述第一反激变换器用于给最大端电压对应的单体电池放电均衡；所述第二反激变换器用于给最小端电压对应的单体电池充电均衡；

直接均衡方法如下：

充放电过程中，每一个采样周期，首先判别串联电池组单体电池的最大端电压U_Lmax，单体电池的最小端电压U_Lmin，串联电池组各单体电池的平均端电压U_Lave；设定均衡指标V_ref；

若最大端电压U_Lmax与平均端电压U_Lave的差值大于V_ref，且平均端电压U_Lave与最小端电压U_Lmin的差值小于等于V_ref，第一反激变换器对最大端电压U_Lmax对应的单体电池放电均衡；

若最大端电压U_Lmax与平均端电压U_Lave的差值小于等于V_ref，且平均端电压U_Lave与最小端电压U_Lmin的差值大于V_ref，第二反激变换器对最小端电压U_Lmin对应的单体电池充电均衡；

若最大端电压U_Lmax与平均端电压U_Lave的差值大于V_ref，且平均端电压U_Lave与最小端电压U_Lmin的差值大于V_ref，则比较两个差值的大小；

若最大端电压U_Lmax与平均端电压U_Lave的差值大于等于平均端电压U_Lave与最小端电压U_Lmin的差值，则第一反激变换器对最大端电压U_Lmax对应的单体电池放电均衡；若最大端电压U_Lmax与与平均端电压U_Lave的差值小于平均端电压U_Lave与最小端电压U_Lmin的差值，则第二反激变换器对最小端电压U_Lmin对应的单体电池放电均衡；

如此往复至最大端电压U_Lmax与平均端电压U_Lave的差值和平均端电压U_Lave与最小端电压U_Lmin的差值均小于等于V_ref，均衡电路停止工作；

MOS管S_2n+2在第一反激变换器工作时闭合导通，第一反激变换器的均衡过程分为两个阶段：第一阶段，闭合导通最大端电压单体电池B_i对应的MOS管S_2i-2和S_2i+1，电池B_i给第一反激变换器的原边电感储存能量；第二阶段，断开MOS管S_2i-2和S_2i+1，闭合导通第一反激变换器副边的MOS管S_2n，第一反激变换器的副边电感有“上正下负”的感应电动势，第一反激变换器副边电感给电池组充电，实现能量转移；

MOS管S_2n+2在第二反激变换器工作时断开，第二反激变换器的均衡过程分为三个阶段：第一阶段，闭合导通第二反激变换器原边的MOS管S_2n+1，整个串联电池组给第二反激变换器原边电感储存能量；第二阶段，断开第二反激变换器原边的MOS管S_2n+1，RCD缓冲电路吸收第二反激变换器漏磁能量，减小其对第二反激变换器原边的冲击电压；第三阶段，闭合导通最小端电压电池B_j对应的MOS管S_2j-1和S_2j，第二反激变换器的副边电感有“上正下负”的感应电动势，第二反激变换器的副边电感给单体电池B_j充电，实现能量转移。第二反激变换器因为其原边与整个串联电池组连接，需要减小漏感引起的漏感尖峰电压保护MOS管，所以需要加RCD缓冲电路。

MOS管S_2n+2在第一反激变换器工作时闭合导通，在第二反激变换器工作时断开，目的在于防止第二反激变换器在MOS管S_2n+1断开时，原边电流还能经过S_2n+2形成回路，导致第二反激变换器不能工作。

反激变换器要想顺利工作，需要对电路核心元器件的参数进行计算分析，设定合适的电路参数。由于第一反激变换器、第二反激变换器工作原理类似，其电路参数计算思路基本一致，下面以第二反激变换器电路参数计算为例，第一反激变换器可参照计算。

首先是缓冲电路电容、电阻的分析计算。若R×C过小，则电容充电较快，消耗漏感能量也较快，在原边MOS管开通前电阻将消耗原边励磁电感能量。若R×C过大，则电容充电较慢，造成反激变换器副边延迟导通，部分原边励磁电感能量被RC电路消耗。所以要选择合适的R×C值，使其仅消耗漏感能量。这里采用公式(1)得到取值。

其中V_C为吸收电容的电压，通常取反射电压的2～2.5倍；ΔV_C为电容上的电压波动，可根据V_C选取合适的值；f_T为右边反激变换器工作频率。

其次，均衡电路工作时，为防止磁滞饱和现象，两个反激变换器必须工作在电流断续模式。反激变换器原边绕组匝数记为N_P，副边匝数记为N_S；原边电感记为L_P，副边电感记为L_s；原边电流记为I_P，副边电流记为I_S；原边电压记为V_P，副边电压记为V_S；开关周期记为T；一个周期内原边电流上升时间记为T_on，副边电流下降时间记为T_off，死区时间记为T_d；副边电压反射到原边的电压记为V_f。当反激变换器原边MOS管关断时，副边电压此时为上正下负，而这时原边电感会感应到一个下正上负的电压，即反射电压V_f。

在不考虑漏感尖峰的情况下，MOS管所能承受的压降为V_P+V_f，V_P为串联电池组的整体电压减一个二极管的导通压降，所以匝比决定了MOS管可承受的关断电压。因此匝比的选择要使得开关管的最大电压压力尽可能的小。确定匝比后，还需要确定占空比。要使均衡器工作在电流断续模式，必须设定死区时间T_d，且为了保证磁心不饱和，反激变换器原副和副边应满足伏秒平衡原理，即：

其中，V_P和匝比可知，而死区时间T_d通常选为0.2T，副边电压V_s等于单节电池电压加三个二极的管导通压降，所以由式(3)可求出T_on，再选择合适的开关频率f，即可通过式(4)确定占空比D。

D＝T_on×f (4)

根据公式(5):

选择合适的原边均衡电流I_P，即可求出原边电感量L_P，再根据公式(6)可求出副边电感量。

综上，通过根据实际需求设定合适的均衡电流，即可求出均衡拓扑剩余的参数。

优选的，均衡电路左右两侧均连接有控制电路；所述控制电路控制信号的频率大小根据所控制的反激变换器参数、MOS管的开关损耗、整组及单体电池电压而定。

优选的，所述控制电路输出驱动信号的占空比使两个反激变换器的原边和副边在每个信号周期内复位，即反激变换器的原边电感和副边电感的电流先从零开始上升，最后又下降到零。

优选的，所述串联电池组的单体电池为二次电池；所述二次电池为铅酸电池、锂离子电池、镍氢电池、超级电容器中的一种。

本发明达到了以下有益效果：

与现有技术相比，本发明基于变换器的串联电池组直接均衡方法特点在于：①整个均衡电路只需要两个反激变换器用于能量转移，体积较小。②易于扩展，当串联电池组包含的单体电池数量发生改变时，只需要增加相应的MOS管；③将串联电池组充放电过程的均衡控制策略合二为一，充放电过程中，同时实现对最大端电压的单体电池放电均衡和最小端电压的单体电池充电均衡。

附图说明

为了更加清楚的说明本发明的原理与实施中的技术方案，下面将对本发明涉及的技术方案使用附图作进一步的介绍，以下附图仅仅是本发明的部分实施例子，对于本领域技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下可以根据以下附图获得其他的技术方案。

图1是本发明实施例1的均衡电路原理图；

图2是本发明实施例1的直接均衡方法控制策略图；

图3是本发明实施例2的均衡主电路原理图；

图4是本发明实施例2第一反激变换器均衡过程第一阶段工作原理；

图5是本发明实施例2第一反激变换器均衡过程第二阶段工作原理；

图6是本发明实施例2第二反激变换器均衡过程第一阶段工作原理；

图7是本发明实施例2第二反激变换器均衡过程第二阶段工作原理；

图8是本发明实施例2第二反激变换器均衡过程第三阶段工作原理；

图9是在MATLAB/Simulink中搭建的实施例2的均衡电路仿真模型；

图10是本发明实施例2的串联电池组端电压均衡仿真结果。

具体实施方式

下面结合附图以及具体实施例对本发明作进一步描述，以此发明的示意性实施例以及说明用来解释本发明，但并不作为对本发明的限定。

实施例1

如图1所示，一种基于变换器的串联电池组直接均衡方法，该直接均衡方法所基于的均衡电路包括串联电池组、2n+3个MOS管、2n+5个二极管、两个反激变换器、一个RCD缓冲电路；串联电池组由n个单体电池组成；

串联电池组中每个单体电池依次标记为B₁，B₂，B₃，…，B_n；均衡电路中每个MOS管依次标记为S₀，S₁，S₂，…，S_2n+2。

第一反激变换器位于均衡电路左侧，第二反激变换器位于均衡电路右侧；

每个单体电池的正极与负极均有两个MOS管；第一反激变换器右侧边为原边，左侧边为副边，原边的上下两端分别连接串联电池组左右两侧的MOS管，副边经过MOS管S_2n和串联电池组整体连接；第二反激变换器左侧边为原边，右侧边为副边，原边经过MOS管S_2n+1和串联电池组整体连接，副边的上下两端分别连接串联电池右左两侧的MOS管。均衡电路左右两侧具有一定对称性；在均衡电路右侧底端另加MOS管S_2n+2；第二的反激变换器的原边并联有一个RCD缓冲电路；第一反激变换器、第二反激变换器的原边和副边均有一个二极管。

均衡电路左右两侧均连接有控制电路，左侧的控制电路与均衡电路左侧MOS管连接；右侧的控制电路与均衡电路右侧的MOS管连接。

第一反激变换器用于给最大端电压对应的单体电池放电均衡；第二反激变换器用于给最小端电压对应的单体电池充电均衡。

如图2所示，直接均衡方法如下：

(1)设定均衡指标

以串联电池组中最大的单体端电压和最小的单体端电压作为均衡目标，设各单体电池的端电压为U_Li，最大端电压为U_Lmax，最小端电压为U_Lmin，平均端电压为U_Lave，令：

D₀＝U_Lmax-U_Lave (7)

D₁＝U_Lave-U_Lmin (8)

设定均衡电路工作的临界参数V_ref。

(2)均衡过程

均衡过程包含若干个单体电池端电压采样周期，而每一个采样周期包含若干个均衡周期。

每一个采样周期，若:

D₀＞V_ref,D₁≤V_ref (9)

或：

D₁＞V_ref,D₀＞V_ref,D₀≥D₁ (10)

则控制电路对最大端电压对应的单体电池放电均衡。

若：

D₁＞V_ref,D₀≤V_ref (11)

或：

D₁＞V_ref,D₀＞V_ref,D₁＞D₀ (12)

则控制电路对最小端电压对应的单体电池充电均衡。

最终实现充电过程的均衡控制和放电过程的均衡控制合二为一，实现对最大端电压和最小端电压的混合均衡。

(3)均衡过程结束

每一个采样周期结束，采样电路重新检测各单体电池端电压，若满足均衡电路工作条件则均衡电路工作，若不满足，则均衡电路不工作。

MOS管S_2n+2在第一反激变换器工作时闭合导通，第一反激变换器的均衡过程分为两个阶段：第一阶段，闭合导通最大端电压单体电池B_i对应的MOS管S_2i-2和S_2i+1，电池B_i给第一反激变换器的原边电感储存能量；第二阶段，断开MOS管S_2i-2和S_2i+1，闭合导通第一反激变换器副边的MOS管S_2n，第一反激变换器的副边电感有“上正下负”的感应电动势，第一反激变换器副边电感给电池组充电，实现能量转移。

MOS管S_2n+2在第二反激变换器工作时断开，第二反激变换器的均衡过程分为三个阶段：第一阶段，闭合导通第二反激变换器原边的MOS管S_2n+1，整个串联电池组给第二反激变换器原边电感储存能量；第二阶段，断开第二反激变换器原边的MOS管S_2n+1，RCD缓冲电路吸收第二反激变换器漏磁能量，减小其对第二反激变换器原边的冲击电压；第三阶段，闭合导通最小端电压电池B_j对应的MOS管S_2j-1和S_2j，第二反激变换器的副边电感有“上正下负”的感应电动势，第二反激变换器的副边电感给单体电池B_j充电，实现能量转移。

实施例2

如图3所示，一种基于变换器的串联电池组直接均衡方法，该直接均衡方法所基于的均衡电路包括串联电池组、11个MOS管、13个二极管、两个反激变换器、一个RCD缓冲电路；串联电池组由4个单体电池组成。串联电池组中每个单体电池依次标记为B₁，B₂，B₃，B₄；均衡电路中每个MOS管依次标记为S₀，S₁，S₂，…，S₁₀。

第一反激变换器位于均衡电路左侧，第二反激变换器位于均衡电路右侧。

每个单体电池的正极与负极均有两个MOS管；第一反激变换器右侧边为原边，左侧边为副边，原边的上下两端分别连接串联电池组左右两侧的MOS管，副边经过MOS管S₈和串联电池组整体连接；第二反激变换器左侧边为原边，右侧边为副边，原边经过MOS管S₉和串联电池组整体连接，副边的上下两端分别连接串联电池右左两侧的MOS管。均衡电路左右两侧具有一定对称性；在均衡电路右侧底端另加MOS管S₁₀；第二的反激变换器的原边并联有一个RCD缓冲电路。

第一反激变换器用于给最大端电压对应单体放电，第二反激变换器用于给最小端电压对应单体充电。

下面具体举例均衡电路工作的一种情况：

假设最大端电压对应单体为B₃，最小端电压对应单体为B₂，设定均衡指标V_ref；假设最大端电压和平均端电压差值大于V_ref，且平均端电压和最小端电压差值大于V_ref，经比较最大端电压与平均端电压差值大于平均端电压与最小端电压差值，那么第一反激变换器首先开始对B₃进行均衡；经过若干周期后，经比较最大端电压和平均端电压差值小于V_ref，平均端电压和最小端电压差值大于V_ref，最小端电压对应单体为B₂，那么第二反激变换器开始对B₂进行均衡；如此往复至最大单体端电压与平均端电压的差值、平均端电压与最小端电压的差值均小于等于V_ref，均衡电路停止工作。

第一反激变换器均衡过程分为两个阶段：

如图4所示，第一阶段，最大端电压的单体电池B₃对应的MOS管S₄和S₇打开，单体电池B₃给第一反激变换器的原边电感充电，原边电感电流呈线性上升，电压为“上正下负”。

如图5所示，第二阶段，关闭MOS管S₄和S₇，此时第一反激变换器原边电感为阻止电流下降产生“上负下正”的感应电动势，感应电动势通过第一反激变换器的绕组耦合到副边；由于第一反激变换器副边的同名端和原边相反，所以第一反激变换器副边的感应电动势是“上正下负”。此时打开MOS管S₈，由于第一反激变换器副边电感有“上正下负”的感应电动势，所以副边电感会给电池组充电，从而实现能量转移。

第二反激变换器均衡过程分为三个阶段：

如图6所示，第一阶段，第二反激变换器原边的MOS管S₈打开，整个串联电池组给原边电感充电，原边电感电流呈线性上升，电压为“上正下负”。

如图7所示，第二阶段，第二反激变换器原边的MOS管S₈关闭，RCD缓冲电路中电容吸收第二反激变换器储存的漏感能量，并由电阻进行消耗，减少第二反激变换器原边MOS管的电压冲击。

如图8所示，第三阶段，由于第二反激变换器原边的MOS管S₈关闭，此时原边电感为阻止电流下降产生“上负下正”的感应电动势，感应电动势通过第二反激变换器的绕组耦合到副边；由于第二反激变换器副边的同名端和原边相反，所以副边的感应电动势是“上正下负”。此时打开B₂对应的两个MOS管S₂、S₃，由于副边电感有“上正下负”的感应电动势，所以副边电感会给B₂充电，从而实现能量转移。

图9是在MATLAB/Simulink中搭建的实施例2的均衡电路仿真模型。依据日本三洋公司生产的容量为3.2Ah的18650型三元锂电池进行参数设置。仿真模型具体参数设置如表1所示。

表1仿真参数

图10是本发明实施例2的串联电池组端电压均衡仿真结果，最大端电压与平均端电压的差值、平均端电压与最小端电压的差值都在不断减小，电路均衡效果良好。

Claims (4)

1.一种基于变换器的串联电池组直接均衡方法，其特征在于：该直接均衡方法所基于的均衡电路包括串联电池组、2n+3个MOS管、2n+5个二极管、两个反激变换器、一个RCD缓冲电路；串联电池组由n个单体电池组成；

第一反激变换器位于均衡电路左侧，第二反激变换器位于均衡电路右侧；

第一反激变换器原边的上下两端分别连接串联电池组左右两侧的MOS管，第一反激变换器副边经过一个MOS管和串联电池组整体连接；

第二反激变换器原边经过一个MOS管和串联电池组整体连接，第二反激变换器副边的上下两端分别连接串联电池组右左两侧的MOS管；

均衡电路左右两侧具有对称性；串联电池组右侧的MOS管开关列阵多出一个MOS管；第二反激变换器的原边并联有一个RCD缓冲电路；第一反激变换器、第二反激变换器的原边和副边均有一个二极管；

串联电池组中每个单体电池依次标记为B₁，B₂，B₃，…，B_n；均衡电路中每个MOS管依次标记为S₀，S₁，S₂，…，S_2n+2；所述第一反激变换器用于给最大端电压对应的单体电池放电均衡；所述第二反激变换器用于给最小端电压对应的单体电池充电均衡；

直接均衡方法如下：

充放电过程中，每一个采样周期，首先判别串联电池组单体电池的最大端电压U_Lmax，单体电池的最小端电压U_Lmin，串联电池组各单体电池的平均端电压U_Lave；设定均衡指标V_ref；

若最大端电压U_Lmax与平均端电压U_Lave的差值大于V_ref，且平均端电压U_Lave与最小端电压U_Lmin的差值小于等于V_ref，第一反激变换器对最大端电压U_Lmax对应的单体电池放电均衡；

若最大端电压U_Lmax与平均端电压U_Lave的差值小于等于V_ref，且平均端电压U_Lave与最小端电压U_Lmin的差值大于V_ref，第二反激变换器对最小端电压U_Lmin对应的单体电池充电均衡；

若最大端电压U_Lmax与平均端电压U_Lave的差值大于V_ref，且平均端电压U_Lave与最小端电压U_Lmin的差值大于V_ref，则比较两个差值的大小；

若最大端电压U_Lmax与平均端电压U_Lave的差值大于等于平均端电压U_Lave与最小端电压U_Lmin的差值，则第一反激变换器对最大端电压U_Lmax对应的单体电池放电均衡；若最大端电压U_Lmax与与平均端电压U_Lave的差值小于平均端电压U_Lave与最小端电压U_Lmin的差值，则第二反激变换器对最小端电压U_Lmin对应的单体电池放电均衡；

如此往复至最大端电压U_Lmax与平均端电压U_Lave的差值和平均端电压U_Lave与最小端电压U_Lmin的差值均小于等于V_ref，均衡电路停止工作；

MOS管S_2n+2在第一反激变换器工作时闭合导通，第一反激变换器的均衡过程分为两个阶段：第一阶段，闭合导通最大端电压单体电池B_i对应的MOS管S_2i-2和S_2i+1，电池B_i给第一反激变换器的原边电感储存能量；第二阶段，断开MOS管S_2i-2和S_2i+1，闭合导通第一反激变换器副边的MOS管S_2n，第一反激变换器的副边电感有“上正下负”的感应电动势，第一反激变换器副边电感给电池组充电，实现能量转移；

MOS管S_2n+2在第二反激变换器工作时断开，第二反激变换器的均衡过程分为三个阶段：第一阶段，闭合导通第二反激变换器原边的MOS管S_2n+1，整个串联电池组给第二反激变换器原边电感储存能量；第二阶段，断开第二反激变换器原边的MOS管S_2n+1，RCD缓冲电路吸收第二反激变换器漏磁能量，减小其对第二反激变换器原边的冲击电压；第三阶段，闭合导通最小端电压电池B_j对应的MOS管S_2j-1和S_2j，第二反激变换器的副边电感有“上正下负”的感应电动势，第二反激变换器的副边电感给单体电池B_j充电，实现能量转移。

2.根据权利要求1所述的一种基于变换器的串联电池组直接均衡方法，其特征在于：

均衡电路左右两侧均连接有控制电路；所述控制电路控制信号的频率大小根据所控制的反激变换器参数、MOS管的开关损耗、整组及单体电池电压而定。

3.根据权利要求2所述的一种基于变换器的串联电池组直接均衡方法，其特征在于：所述控制电路输出驱动信号的占空比使两个反激变换器的原边和副边在每个信号周期内复位，即反激变换器的原边电感和副边电感的电流先从零开始上升，最后又下降到零。

4.权利要求1-3任一项所述的一种基于变换器的串联电池组直接均衡方法，其特征在于：所述串联电池组的单体电池为二次电池；所述二次电池为铅酸电池、锂离子电池、镍氢电池、超级电容器中的一种。

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