CN110855593A - 一种单码循环移位多址接入系统的下行链路通信方法 - Google Patents

一种单码循环移位多址接入系统的下行链路通信方法 Download PDF

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CN110855593A CN201911038068.8A CN201911038068A CN110855593A CN 110855593 A CN110855593 A CN 110855593A CN 201911038068 A CN201911038068 A CN 201911038068A CN 110855593 A CN110855593 A CN 110855593A
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Abstract

本发明公开一种单码循环移位多址接入系统的下行链路通信方法,所述方法包括：步骤1，构建ICCS码矩阵用，步骤2，处理ICCSMA系统发射端信号，步骤3，对ICCSMA系统接收端正交支路中ICCS码相关矩阵进行估计，步骤4，对ICCSMA系统接收端的同相支路中的信息数据进行检测；本发明所述的优越效果在于，在实际使用环境下，在扩频码数量相等的情况下，所述ICCSMA系统支持的用户数量能够达到传统CDMA支持用户数量的N倍，完全能够实现同一个小区内的多个用户之间复用相同的扩频码；在扩频码域实现多用户的非正交接入，显著地提高接入用户的数量，具有广泛的实用价值。

Description

一种单码循环移位多址接入系统的下行链路通信方法
技术领域
本发明无线通信技术领域，更详细地说，涉及一种单码循环移位多址接入系统的下行链路通信方法。
背景技术
在频谱资源日益稀缺的今天，为使海量用户接入无线网络，新型的多址技术要求不同用户的信号进行非正交传输，并在接收端借助先进的信号处理技术实现多用户检测。CDMA在非正交系统中扮演着非常重要的角色。在现有的直接序列扩频(简称直扩)CDMA系统中，多用户检测在很大程度上依赖于扩频码相关特性。然而，在多径环境中，不同用户扩频码之间的相关特性往往不够理想，由于这个原因，只能将多径干扰(MultipathInterference，MI)和多址干扰(Multiple Access Interference，MAI)抑制到可接受的范围，但无法彻底消除。当接入的用户数量增多时，MAI和MI会明显恶化系统的性能，因而传统的CDMA系统被认为是“软容量”系统。通常情况下，为提高小区的用户容量，传统的做法是小区分裂和扇区划分，但是这两种方法受各种条件的限制致使实际收益有限。理论上，构建理想相关特性的扩频码可以从根源上避免“软容量”的限制，然而构建理想相关特性(包括自相关特性和互相关特性)的扩频码是数学界公认的一个难题。在码长的限制下，即使是非理想相关特性的扩频码(例如m序列、Gold序列等)，其可用码的数量也是十分有限的。实际上，在现有的CDMA系统中，同一个小区内不同的用户采用不同的扩频码，显然，扩频码可用码字的数量限制了接入用户的数量。
例如，中国专利申请号201210354904.5公开了一种码分多址通信方法，为了解决目前的通信方法中的采用OFDM系统引入的CP从而浪费频带的问题。它是基于BS-CDMA系统传统实现的，下行链路和上行链路发送端的发送方法：将用户待发送数据依次进行扩频、串/并转换、与M路子载波相乘、并/串转换、数/模转换、载波调制和带通滤波，将带通滤波后的信号发送至信道；下行链路和上行链路接收端的接收方法：将接收天线接收信道发送的信号依次进行带通滤波、解调、低通滤波、模/数转换、串/并转换、与M路子载波相乘、低通滤波、并/串转换、解扩、在一个位元时间Tb下进行积分和并输出。该发明不适合于同一个小区内不同的用户采用不同的扩频码，显然，扩频码可用码字的数量限制了接入用户的数量。
又如，中国发明专利申请号201810315245.1公开了一种适用于物联网的OFDM/CDMA组合通信方法。其步骤是：(1)处理前导序列；(2)处理其他UE通信产生的长消息；(3)获得基带数字组合信号；(4)发送信号；(5)处理接收到的信号；(6)处理接收到的基带数字组合信号；(7)获得OFDM基带数字信号；(8)获得CDMA基带数字信号；(9)处理CDMA基带数字信号。本发明将OFDM和CDMA分别处理过的信号叠加组合起来发送、接收进行通信，可以提高通信系统中可容纳的终端数目以及无线频谱资源的利用效率。
再如，中国发明专利申请号201380040214.5，提供了一种通信方法、基站、用户设备和系统，涉及通信技术领域，所述方法包括：接收所述用户设备采用指定多址方公式在指定多址方公式所对应的时频资源上发送的上行数据；采用相应多址方公式在相应多址方公式所对应的时频资源上向所述用户设备发送下行数据，所述相应多址方公式是根据预先存储的对应关系在所述至少两种多址方公式中查询到的与所述上行接收模块所接收到的所述指定多址方公式相关联的一种多址方公式。解决了在同一通信系统中采用一种多址方公式无法同时满足不同用户设备的需求的问题；达到了在同一个通信系统可以同时提供多种多址方公式供用户设备选择，能够满足不同用户设备的需求的效果。
以上公开的发明专利申请的技术解决方案，均不能解决使海量用户接入无线网络，且不能在不同用户之间的信号进行非正交传输。
发明内容
鉴于现有CDMA系统连接传输中扩频码的数量限制了接入用户的数量，难以满足当今海量连接传送的需求，本发明的目的在于提出一种单码循环移位多址接入(IdenticalCode Cyclic Shift Multiple Access，ICCSMA)系统的下行链路通信方法，使得同一个小区内的多个用户之间可以复用相同的扩频码，在码域实现多用户的非正交接入，从而可以大幅度地提高接入用户的数量。
本发明所述方法包括以下步骤：
步骤1，构建ICCS码矩阵：
用c＝[c1,…,cn,…,cN]表示长度为N的原始ICCS码，定义c的自相关函数，寻找原始ICCS码，原始ICCS码通过循环移位得到所有用户的ICCS码，并根据所有用户的ICCS码组成ICCS矩阵，所有用户的ICCS码均由同一个原始ICCS码经过循环移位生成；
步骤2，处理ICCSMA系统发射端信号，包括：处理同相支路信号和正交支路信号，同相支路和正交支路分别用来传输信息数据和传输MAI(Multiple Access Interference，MAI)导频，对信息数据和MAI导频进行扩频处理时采用的扩频码是ICCS码；
步骤3，对ICCSMA系统接收端正交支路中ICCS码相关矩阵进行估计：
在下行链路中，发射信号经过多径信道到达接收端，首先对正交支路进行信道估计并做均衡处理，然后将均衡所得结果输入至ICCS匹配滤波器，再对ICCS匹配滤波器中的本地ICCS码与输入信号进行相关处理，估计ICCS码的相关矩阵，对估计出的相关矩阵求逆，并将求逆结果输入至同相支路；
步骤4，对ICCSMA系统接收端的同相支路中的信息数据进行检测：
对同相支路进行信道估计并做均衡处理，将均衡结果输入至ICCS匹配滤波器，将ICCS匹配滤波器的输出与ICCS码相关矩阵的逆矩阵做矩阵乘法操作，对信号进行用户域滤波并进行判决，恢复出用户数据。
进一步地，步骤1所述所有用户的ICCS码组成ICCS矩阵，包括所有用户的ICCS扩频码集合为ICCS扩频码矩阵，用C表示，构造矩阵C：
步骤1.1用c＝[c1,…,cn,…,cN]表示长度为N的原始ICCS码，定义c的自相关函数为ζ[c,c,τ]，满足下式(1)：
上式(1)中，τ表示原始ICCS码线性移位的长度；
步骤1.2以c(k)表示用户k(k＝1,…,K)的ICCS码，用户k的ICCS码由原始ICCS码c经过k-1次循环移位后所得，如下式(2)所示：
Figure BDA0002252083620000032
上式(2)中，c(k)为用户k(k＝1,…,K)的ICCS码，并且长度为N，ICCSMA系统支持的用户的数量K不超过ICCS码的长度N，即K≤N；
步骤1.3ICCSMA系统支持的用户数量为K，则所有用户的ICCS码组成一个集合，用维度为K×N的矩阵表示为下式(3)：
Figure BDA0002252083620000033
上式(3)中，C表示ICCS码矩阵。
进一步的，步骤2所述对ICCSMA系统发射端信号进行处理包括:
步骤2.1处理发射端同相支路信号：
不失一般性，以第i(i＝1,2,…)个数据块长度为M，为定义用户k(k＝1,...,K)的输入数据为在发射端的同相支路中，将
Figure BDA0002252083620000042
输入DSSS(DirectSequence Spread Spectrum,DSSS)模块(直接序列扩频模块)，在DSSS模块中进行直接序列扩频(简称扩频)操作，采用的扩频码是ICCS序列，经扩频得到信息码片数据，如下式(4)所示：
Figure BDA0002252083620000043
上式(4)中，
Figure BDA0002252083620000044
表示用户k(k＝1,...,K)的信息码片数据，将所有用户的信息码片数据合并传输，如下式(5)所示:
Figure BDA0002252083620000045
步骤2.2在上式(5)中的
Figure BDA0002252083620000046
前面插入CSI导频
Figure BDA0002252083620000047
得下式(6)：
上式(6)中，
Figure BDA0002252083620000049
是一个长度为τg的零向量，τg应长于或者至少等于信道的时延扩展；
步骤2.3对CSI导频信号
Figure BDA00022520836200000410
进行射频调制后得下式(7)：
上式(7)中，
Figure BDA00022520836200000412
为功率限制因子，θ为射频载波的初相，fc为射频载波频率，t为时间变量，
Figure BDA00022520836200000413
为基带波形，
Figure BDA00022520836200000414
为脉冲成型函数；
步骤2.4处理发射端正交支路信号:
定义
Figure BDA00022520836200000415
为用户的导频向量，将用户的导频向量输入DSSS模块，得到下式(8)：
Figure BDA00022520836200000416
上式(8)中，
Figure BDA00022520836200000417
为用户k的MAI导频，另外，c(k)是ICCS码，如上述公式(2)所示，对于同一个用户的同相支路和正交支路，采用相同的ICCS码对数据和MAI导频执行扩频操作，定义Tb和Tc分别为符号周期和码片周期，则Tb＝NTc，其中N为扩频码(系指ICCS码)的长度，所有用户的MAI导频将通过时分复用的方式排列，将
Figure BDA00022520836200000418
输入至时分复用器，得下式(9)：
Figure BDA0002252083620000051
上式(9)中，
Figure BDA0002252083620000052
是一个长度为τg的零向量，τg等于信道的时延扩展，另外在pi前插入CSI导频
Figure BDA0002252083620000053
并在pi和
Figure BDA0002252083620000054
中插入
Figure BDA0002252083620000055
即得：
Figure BDA0002252083620000056
将上式(10)的输入正交支路射频调制模块得到下式(11)：
Figure BDA0002252083620000058
上式(11)中，Ep是功率因子
Figure BDA0002252083620000059
表示MAI导频信号波形，
Figure BDA00022520836200000510
是脉冲函数；
步骤2.5将同相支路信号和正交支路信号合并传输，即得:
Figure BDA00022520836200000511
在多径传播环境下，为了避免不同用户之间的MAI导频重叠，长度为τg的保护间隔需要插在
Figure BDA00022520836200000512
和
Figure BDA00022520836200000513
之间，ICCSMA系统支持的用户数量K应满足下式(12)：
Figure BDA00022520836200000514
上式(12)中，
Figure BDA00022520836200000515
代表相干时间，τg表示时延扩展，Tb代表码元周期，N代表签名码的长度，在ICCSMA系统中，支持的最大接入用户数量由相干时间、时延扩展、带宽和码长共同确定；
在多径传播中，设定可分辨径的数量为L，用hl表示第l(l＝1,…,L)条路径的信道增益。如式(14)-(16)所示，用“h1,h2…,hl,…,hL”组成
Figure BDA00022520836200000516
个维度为N×N的矩阵，分别定义为
Figure BDA00022520836200000517
这里
Figure BDA00022520836200000519
代表对上取整操作，把
Figure BDA00022520836200000520
组成矩阵
Figure BDA00022520836200000521
如式(13)所示；另外，定义第
Figure BDA00022520836200000522
个矩阵的实部和虚部分别为和
Figure BDA00022520836200000524
Figure BDA00022520836200000525
其中：
Figure BDA00022520836200000526
Figure BDA0002252083620000061
Figure BDA0002252083620000062
进一步地，步骤3所述对正交支路中ICCS码相关矩阵进行估计包括：
步骤3.1对正交支路信号进行下变频和采样，得到下式(17)，获得正交支路的CSI：
Figure BDA0002252083620000063
上式(17)中，
Figure BDA0002252083620000064
是信道H0的虚部，
Figure BDA0002252083620000065
是正交支路的CSI导频，用来估计CSI，另外，
Figure BDA0002252083620000066
是噪声项，由于存在τg保护间隔的作用，接收到的信号不含符号间干扰(Intersymbol Interference)ISI项，获得正交支路的CSI；
步骤3.2利用最小均方误差(Minimum Mean Square Error，MMSE)准则，构建均衡矩阵，得下式(18)：
Figure BDA0002252083620000067
上式(18)中，I是维度为N×N的单位阵，
Figure BDA0002252083620000068
是噪声的方差，所有用户的导频采用时分复用的方式进行发送，用户κ(κ＝1,…,K)接收到的MAI导频为：
Figure BDA0002252083620000069
步骤3.3利用上式(19)的结果对接收到的MAI导频信号进行均衡操作，得下式(20)：
Figure BDA00022520836200000610
上式(20)中，
Figure BDA00022520836200000611
为MMSE均衡器的输出噪声，将输入到ICCS匹配滤波器组。在ICCS匹配滤波器组中，本地的ICCS码经过K-1次循环移位，其中，第s(s＝1,…,K)个循环移位器(Cyclic Shifter，CS)的输出为c(s)，将c(s)与
Figure BDA00022520836200000613
输入相关器，记第s个相关器的输出为
Figure BDA00022520836200000614
即得输出向量为
Figure BDA00022520836200000615
其中，
Figure BDA00022520836200000616
表示为下式(21)：
Figure BDA00022520836200000617
步骤3.4获得ICCS码的相关矩阵：
所有用户的MAI导频将输入ICCS匹配滤波器组后，产生如下矩阵Vi：
Figure BDA0002252083620000071
定义
Figure BDA0002252083620000072
以及
Figure BDA0002252083620000073
得到：
Figure BDA0002252083620000074
上式(23)中，R为ICCS码的相关矩阵，如下式(24)所示：
Figure BDA0002252083620000075
以及
Figure BDA0002252083620000076
为噪声项，
Figure BDA0002252083620000077
以下式(25)表示：
Figure BDA0002252083620000078
在ICCSMA的接收端，
Figure BDA0002252083620000079
是已知的，故此得到ICCS码的相关矩阵，表示为：
上式(26)中，
Figure BDA00022520836200000711
为噪声项，如令
Figure BDA00022520836200000712
得
进一步地，步骤4所述对同相支路的数据进行检测包括：
步骤4.1对同相支路的数据检测依赖于正交支路的输出结果，即R-1，接收到的基带信号表示为下式(27)：
Figure BDA00022520836200000714
上式(27)中，
Figure BDA00022520836200000715
是多径干扰，
Figure BDA00022520836200000716
和
Figure BDA00022520836200000717
分别是H0和
Figure BDA00022520836200000718
的实部；
步骤4.2同相支路的所述CSI导频为对于接收端来说，
Figure BDA00022520836200000720
是已知的，利用接收到的CSI导频估计
Figure BDA00022520836200000721
从而得到
Figure BDA00022520836200000722
利用信道估计的结果并根据MMSE准则，对接收到的信号进行均衡处理，得到下式(28)：
Figure BDA0002252083620000081
上式(28)中，
Figure BDA0002252083620000082
为均衡系数矩阵，是噪声项；
步骤4.3将步骤4.2的结果
Figure BDA0002252083620000084
输入至ICCS匹配滤波器组，记滤波器的第s(s＝1,…,K)项输出为
Figure BDA0002252083620000085
在同相支路中，ICCS匹配滤波器的输出采用向量表示为：其中，表示为：
将ICCS匹配滤波器的K项输出组成向量
Figure BDA0002252083620000089
向量
Figure BDA00022520836200000810
表示为：
Figure BDA00022520836200000811
上式(30)中，
Figure BDA00022520836200000812
和
Figure BDA00022520836200000813
分别定义为
Figure BDA00022520836200000814
以及
Figure BDA00022520836200000815
矩阵R-1是正交支路的输出结果，正交支路的输出结果为矩阵R逆矩阵的估计矩阵，在实际应用场合中估计值和真实值近似相等，即R-1≈R-1；
步骤4.4将步骤4.3所得结果R-1和向量
Figure BDA00022520836200000816
相乘，得到下式(31)所示判决向量：
步骤4.5将步骤4.4的结果
Figure BDA00022520836200000818
输入用户域滤波器(User Domain Filter)滤除非目标用户的信号，得下式(32)：
Figure BDA00022520836200000819
上式(32)中，f(κ)代表用户κ(κ＝1,…,K)的UDF滤波器，UDF滤波器的长度由长度为K的向量组成，其中第κ个元素为“1”，其他元素均为“0”；
步骤4.6将判决变量
Figure BDA0002252083620000091
输入至判决器，从而恢复用户κ的数据
Figure BDA0002252083620000092
即恢复出用户κ的第i个数据块
本发明所述方法的优越效果在于：
1，本发明所述方法在实际使用环境下，在扩频码数量相等的情况下，所述ICCSMA系统支持的用户数量能够达到传统CDMA支持用户数量的N倍，完全能够实现同一个小区内的多个用户之间复用相同的扩频码；
2，本发明所述方法在扩频码域实现多用户的非正交接入，显著地提高接入用户的数量，具有广泛的实用价值。
说明书附图
图1为下行链路ICCSMA系统的发射端框图；
图2为CSI导频、MAI导频结构及排列方法示意图；
图3为下行链路ICCSMA接收端框图；
图4为正交支路中ICCS匹配滤波器的结构示意图。
具体实施方式
现结合说明书附图1～4详细描述本发明所述方法的具体实施方式。
本发明所述方法包括以下步骤：
步骤1，构建ICCS码矩阵：
如图1所示，用c＝[c1,…,cn,…,cN]表示长度为N的原始ICCS码，定义c的自相关函数，寻找原始ICCS码，原始ICCS码通过循环移位得到所有用户的ICCS码，并根据所有用户的ICCS码组成ICCS矩阵，所有用户的ICCS码均由同一个原始ICCS码经过循环移位生成；
步骤2，处理ICCSMA系统发射端信号，包括：处理同相支路信号和正交支路信号，同相支路和正交支路分别用来传输信息数据和传输MAI(Multiple Access Interference，MAI)导频，对信息数据和MAI导频进行扩频处理时采用的扩频码是ICCS码；
步骤3，对ICCSMA系统接收端正交支路中ICCS码相关矩阵进行估计：
在下行链路中，发射信号经过多径信道到达接收端，首先对正交支路进行信道估计并做均衡处理，然后将均衡所得结果输入至ICCS匹配滤波器，再对ICCS匹配滤波器中的本地ICCS码与输入信号进行相关处理，估计ICCS码的相关矩阵，对估计出的相关矩阵求逆，并将求逆结果输入至同相支路；
步骤4，对ICCSMA系统接收端的同相支路中的信息数据进行检测：
对同相支路进行信道估计并做均衡处理，将均衡结果输入至ICCS匹配滤波器，将ICCS匹配滤波器的输出与ICCS码相关矩阵的逆矩阵做矩阵乘法操作，对信号进行用户域滤波并进行判决，恢复出用户数据。
进一步地，步骤1所述所有用户的ICCS码组成ICCS矩阵，包括所有用户的ICCS扩频码集合为ICCS扩频码矩阵，用C表示，构造矩阵C：
步骤1.1用c＝[c1,…,cn,…,cN]表示长度为N的原始ICCS码，定义c的自相关函数为ζ[c,c,τ]，满足下式(1)：
上式(1)中，τ表示原始ICCS码线性移位的长度；
步骤1.2以c(k)表示用户k(k＝1,…,K)的ICCS码，用户k的ICCS码由原始ICCS码c经过k-1次循环移位后所得，如下式(2)所示：
Figure BDA0002252083620000102
上式(2)中，c(k)为用户k(k＝1,…,K)的ICCS码，并且长度为N，ICCSMA系统支持的用户的数量K不超过ICCS码的长度N，即K≤N；
步骤1.3ICCSMA系统支持的用户数量为K，则所有用户的ICCS码组成一个集合，用维度为K×N的矩阵表示为下式(3)：
Figure BDA0002252083620000103
上式(3)中，C表示ICCS码矩阵。
进一步的，步骤2所述对ICCSMA系统发射端信号进行处理包括:
步骤2.1如图1所示，处理发射端同相支路信号：
不失一般性，以第i(i＝1,2,…)个数据块长度为M，为定义用户k(k＝1,...,K)的输入数据为
Figure BDA0002252083620000104
在发射端的同相支路中，将
Figure BDA0002252083620000105
输入DSSS(DirectSequence Spread Spectrum,DSSS)模块(直接序列扩频模块)，在DSSS模块中进行直接序列扩频(简称扩频)操作，采用的扩频码是ICCS序列，经扩频得到信息码片数据，如下式(4)所示：
Figure BDA0002252083620000111
上式(4)中，
Figure BDA0002252083620000112
表示用户k(k＝1,...,K)的信息码片数据，将所有用户的信息码片数据合并传输，如下式(5)所示:
步骤2.2在上式(5)中的
Figure BDA0002252083620000114
前面插入CSI导频
Figure BDA0002252083620000115
得下式(6)：
Figure BDA0002252083620000116
上式(6)中，
Figure BDA0002252083620000117
是一个长度为τg的零向量，τg应长于或者至少等于信道的时延扩展；
步骤2.3对CSI导频信号
Figure BDA0002252083620000118
进行射频调制后得下式(7)：
Figure BDA0002252083620000119
上式(7)中，
Figure BDA00022520836200001110
为功率限制因子，θ为射频载波的初相，fc为射频载波频率，t为时间变量，
Figure BDA00022520836200001111
为基带波形，
Figure BDA00022520836200001112
为脉冲成型函数；
步骤2.4如图1所示，处理发射端正交支路信号:
定义
Figure BDA00022520836200001113
为用户的导频向量，将用户的导频向量输入DSSS模块，得到下式(8)：
Figure BDA00022520836200001114
上式(8)中，
Figure BDA00022520836200001115
为用户k的MAI导频，另外，c(k)是ICCS码，如上述公式(2)所示，对于同一个用户的同相支路和正交支路，采用相同的ICCS码对数据和MAI导频执行扩频操作，定义Tb和Tc分别为符号周期和码片周期，则Tb＝NTc，其中N为扩频码(系指ICCS码)的长度，如图2所示，所有用户的MAI导频将通过时分复用的方式排列，将输入至时分复用器，得下式(9)：
Figure BDA00022520836200001117
上式(9)中，
Figure BDA0002252083620000121
是一个长度为τg的零向量，τg等于信道的时延扩展，另外在pi前插入CSI导频
Figure BDA0002252083620000122
并在pi和
Figure BDA0002252083620000123
中插入
Figure BDA0002252083620000124
即得：
Figure BDA0002252083620000125
将上式(10)的
Figure BDA0002252083620000126
输入正交支路射频调制模块得到下式(11)：
Figure BDA0002252083620000127
上式(11)中，Ep是功率因子
Figure BDA0002252083620000128
表示MAI导频信号波形，
Figure BDA0002252083620000129
是脉冲函数；
步骤2.5如图1所示将同相支路信号和正交支路信号合并传输，即得:
Figure BDA00022520836200001210
在多径传播环境下，为了避免不同用户之间的MAI导频重叠，长度为τg的保护间隔需要插在和
Figure BDA00022520836200001212
之间，ICCSMA系统支持的用户数量K应满足下式(12)：
Figure BDA00022520836200001213
上式(12)中，
Figure BDA00022520836200001214
代表相干时间，τg表示时延扩展，Tb代表码元周期，N代表签名码的长度，在ICCSMA系统中，支持的最大接入用户数量由相干时间、时延扩展、带宽和码长共同确定；
在多径传播中，设定可分辨径的数量为L，用hl表示第l(l＝1,…,L)条路径的信道增益。如式(14)-(16)所示，用“h1,h2…,hl,…,hL”组成
Figure BDA00022520836200001215
个维度为N×N的矩阵，分别定义为这里
Figure BDA00022520836200001217
Figure BDA00022520836200001218
代表对上取整操作，把
Figure BDA00022520836200001219
组成矩阵如式(13)所示；另外，定义第
Figure BDA00022520836200001221
个矩阵的实部和虚部分别为和
Figure BDA00022520836200001223
Figure BDA00022520836200001224
其中：
Figure BDA00022520836200001225
Figure BDA0002252083620000131
Figure BDA0002252083620000132
进一步地，步骤3所述对正交支路中ICCS码相关矩阵进行估计包括：
步骤3.1如图3所示，对正交支路信号进行下变频和采样，得到下式(17)，获得正交支路的CSI：
Figure BDA0002252083620000133
上式(17)中，
Figure BDA0002252083620000134
是信道H0的虚部，
Figure BDA0002252083620000135
是正交支路的CSI导频，用来估计CSI，另外，
Figure BDA0002252083620000136
是噪声项，由于存在τg保护间隔的作用，接收到的信号不含符号间干扰(Intersymbol Interference)ISI项，获得正交支路的CSI；
步骤3.2利用最小均方误差(Minimum Mean Square Error，MMSE)准则，构建均衡矩阵，得下式(18)：
Figure BDA0002252083620000137
上式(18)中，I是维度为N×N的单位阵，
Figure BDA0002252083620000138
是噪声的方差，所有用户的导频采用时分复用的方式进行发送，用户κ(κ＝1,…,K)接收到的MAI导频为：
步骤3.3利用上式(19)的结果对接收到的MAI导频信号进行均衡操作，得下式(20)：
Figure BDA00022520836200001310
上式(20)中，
Figure BDA00022520836200001311
为MMSE均衡器的输出噪声，将
Figure BDA00022520836200001312
输入到ICCS匹配滤波器组。如图4所示，在ICCS匹配滤波器组中，本地的ICCS码经过K-1次循环移位，其中，第s(s＝1,…,K)个循环移位器(Cyclic Shifter，CS)的输出为c(s)，将c(s)与输入相关器，记第s个相关器的输出为
Figure BDA00022520836200001314
即得输出向量为其中，
Figure BDA00022520836200001316
表示为下式(21)：
Figure BDA0002252083620000141
步骤3.4获得ICCS码的相关矩阵：
所有用户的MAI导频将输入ICCS匹配滤波器组后，产生如下矩阵Vi：
Figure BDA0002252083620000142
定义
Figure BDA0002252083620000143
以及
Figure BDA0002252083620000144
得到：
Figure BDA0002252083620000145
上式(23)中，R为ICCS码的相关矩阵，如下式(24)所示：
Figure BDA0002252083620000146
以及
Figure BDA0002252083620000147
为噪声项，
Figure BDA0002252083620000148
以下式(25)表示：
Figure BDA0002252083620000149
在ICCSMA的接收端，
Figure BDA00022520836200001410
是已知的，故此得到ICCS码的相关矩阵，表示为：
Figure BDA00022520836200001411
上式(26)中，
Figure BDA00022520836200001412
为噪声项，如令
Figure BDA00022520836200001413
得
Figure BDA00022520836200001414
进一步地，步骤4所述对同相支路的数据进行检测包括：
步骤4.1如图3所示，对同相支路的数据检测依赖于正交支路的输出结果，即R-1，接收到的基带信号表示为下式(27)：
Figure BDA00022520836200001415
上式(27)中，
Figure BDA00022520836200001416
是多径干扰，和
Figure BDA00022520836200001418
分别是H0和
Figure BDA00022520836200001419
的实部；
步骤4.2同相支路的所述CSI导频为
Figure BDA00022520836200001420
对于接收端来说，
Figure BDA00022520836200001421
是已知的，利用接收到的CSI导频估计
Figure BDA0002252083620000151
从而得到利用信道估计的结果并根据MMSE准则，对接收到的信号进行均衡处理，得到下式(28)：
Figure BDA0002252083620000153
上式(28)中，
Figure BDA0002252083620000154
为均衡系数矩阵，
Figure BDA0002252083620000155
是噪声项；
步骤4.3将步骤4.2的结果
Figure BDA0002252083620000156
输入至ICCS匹配滤波器组，记滤波器的第s(s＝1,…,K)项输出为
Figure BDA0002252083620000157
在同相支路中，ICCS匹配滤波器的输出采用向量表示为：
Figure BDA0002252083620000158
其中，
Figure BDA0002252083620000159
表示为：
Figure BDA00022520836200001510
将ICCS匹配滤波器的K项输出组成向量
Figure BDA00022520836200001511
向量
Figure BDA00022520836200001512
表示为：
上式(30)中，
Figure BDA00022520836200001514
和
Figure BDA00022520836200001515
分别定义为
Figure BDA00022520836200001516
以及
Figure BDA00022520836200001517
矩阵R-1是正交支路的输出结果，正交支路的输出结果为矩阵R逆矩阵的估计矩阵，在实际应用场合中估计值和真实值近似相等，即R-1≈R-1；
步骤4.4将步骤4.3所得结果R-1和向量
Figure BDA00022520836200001518
相乘，得到下式(31)所示判决向量：
步骤4.5将步骤4.4的结果
Figure BDA00022520836200001520
输入用户域滤波器(User Domain Filter)滤除非目标用户的信号，得下式(32)：
Figure BDA00022520836200001521
上式(32)中，f(κ)代表用户κ(κ＝1,…,K)的UDF滤波器，UDF滤波器的长度由长度为K的向量组成，其中第κ个元素为“1”，其他元素均为“0”；
步骤4.6将判决变量
Figure BDA0002252083620000161
输入至判决器，从而恢复用户κ的数据
Figure BDA0002252083620000162
即恢复出用户κ的第i个数据块
Figure BDA0002252083620000163
本发明不受上述实施例的限制，上述实施例和说明书中描述的只是说明本发明的原理，在不脱离本发明精神和范围的前提下，本发明还会有各种变化和改进，这些变化和改进都落入要求保护的本发明范围内。本发明要求保护范围由所附的权利要求书界定。

Claims (5)

1.一种单码循环移位多址接入系统的下行链路通信方法，所述方法包括以下步骤：
步骤1，构建ICCS码矩阵：
用c＝[c1，…，cn，…，cN]表示长度为N的原始ICCS码，定义c的自相关函数，寻找原始ICCS码，原始ICCS码通过循环移位得到所有用户的ICCS码，并根据所有用户的ICCS码组成ICCS矩阵，所有用户的ICCS码均由同一个原始ICCS码经过循环移位生成；
步骤2，处理ICCSMA系统发射端信号，包括：处理同相支路信号和正交支路信号，同相支路和正交支路分别用来传输信息数据和传输MAI(Multiple Access Interference，MAI)导频，对信息数据和MAI导频进行扩频处理时采用的扩频码是ICCS码；
步骤3，对ICCSMA系统接收端正交支路中ICCS码相关矩阵进行估计：
在下行链路中，发射信号经过多径信道到达接收端，首先对正交支路进行信道估计并做均衡处理，然后将均衡所得结果输入至ICCS匹配滤波器，再对ICCS匹配滤波器中的本地ICCS码与输入信号进行相关处理，估计ICCS码的相关矩阵，对估计出的相关矩阵求逆，并将求逆结果输入至同相支路；
步骤4，对ICCSMA系统接收端的同相支路中的信息数据进行检测：
对同相支路进行信道估计并做均衡处理，将均衡结果输入至ICCS匹配滤波器，将ICCS匹配滤波器的输出与ICCS码相关矩阵的逆矩阵做矩阵乘法操作，对信号进行用户域滤波并进行判决，恢复出用户数据。
2.按照权利要求1所述单码循环移位多址接入系统的下行链路通信方法，其特征在于，步骤1所述所有用户的ICCS码组成ICCS矩阵包括：
所有用户的ICCS扩频码集合为ICCS扩频码矩阵，用C表示，构造矩阵C：
步骤1.1用c＝[c1，…，cn，…，cN]表示长度为N的原始ICCS码，定义c的自相关函数为ζ[c，c，τ]，满足下式(1)：
Figure FDA0002252083610000011
上式(1)中，τ表示原始ICCS码线性移位的长度；
步骤1.2以c(k)表示用户k(k＝1，…，K)的ICCS码，用户k的ICCS码由原始ICCS码c经过k-1次循环移位后所得，如下式(2)所示：
Figure FDA0002252083610000012
上式(2)中，c(k)为用户k(k＝1，…，K)的ICCS码，并且长度为N，ICCSMA系统支持的用户的数量K不超过ICCS码的长度N，即K≤N；
步骤1.3 ICCSMA系统支持的用户数量为K，则所有用户的ICCS码组成一个集合，用维度为K×N的矩阵表示为下式(3)：
Figure FDA0002252083610000021
上式(3)中，C表示ICCS码矩阵。
3.按照权利要求1所述单码循环移位多址接入系统的下行链路通信方法，其特征在于，
步骤2所述对正交支路中ICCS码相关矩阵进行估计包括：
步骤2.1处理发射端同相支路信号：
以第i(i＝1，2，…)个数据块长度为M，为定义用户k(k＝1，...，K)的输入数据为
Figure FDA0002252083610000022
在发射端的同相支路中，将
Figure FDA0002252083610000023
输入DSSS(Direct SequenceSpread Spectrum，DSSS)模块(直接序列扩频模块)，在DSSS中，采用的扩频码是ICCS序列，经扩频得到信息码片数据，如下式(4)所示：
Figure FDA0002252083610000024
上式(4)中，
Figure FDA0002252083610000025
表示用户k(k＝1，...，K)的信息码片数据，将所有用户的信息码片数据合并传输，如下式(5)所示：
Figure FDA0002252083610000026
步骤2.2在上式(5)中的
Figure FDA0002252083610000027
前面插入CSI导频
Figure FDA0002252083610000028
得下式(6)：
Figure FDA0002252083610000029
上式(6)中，
Figure FDA00022520836100000210
是一个长度为τg的零向量，τg应长于或者至少等于信道的时延扩展；
步骤2.3对CSI导频信号
Figure FDA00022520836100000211
进行射频调制后得下式(7)：
Figure FDA00022520836100000212
上式(7)中，
Figure FDA00022520836100000213
为功率限制因子，θ为射频载波的初相，fc为射频载波频率，t为时间变量，
Figure FDA0002252083610000031
为基带波形，
Figure FDA0002252083610000032
为脉冲成型函数；
步骤2.4处理发射端正交支路信号：
定义
Figure FDA0002252083610000033
为用户的导频向量，将用户的导频向量输入DSSS模块，得到下式(8)：
上式(8)中，
Figure FDA0002252083610000035
为用户k的MAI导频，另外，c(k)是ICCS码，如上述公式(2)所示，对于同一个用户的同相支路和正交支路，采用相同的ICCS码对数据和MAI导频执行扩频操作，定义Tb和Tc分别为符号周期和码片周期，则Tb＝NTc，其中N为扩频码(系指ICCS码)的长度，所有用户的MAI导频将通过时分复用的方式排列，将
Figure FDA0002252083610000036
输入至时分复用器，得下式(9)：
Figure FDA0002252083610000037
上式(9)中，是一个长度为τg的零向量，τg等于信道的时延扩展，另外在pi前插入CSI导频
Figure FDA0002252083610000039
并在pi和
Figure FDA00022520836100000310
中插入
Figure FDA00022520836100000311
即得：
Figure FDA00022520836100000312
将上式(10)的
Figure FDA00022520836100000313
输入正交支路射频调制模块得到下式(11)：
上式(11)中，Ep是功率因子表示MAI导频信号波形，
Figure FDA00022520836100000316
是脉冲函数；
步骤2.5将同相支路信号和正交支路信号合并传输，即得：
在多径传播环境下，为了避免不同用户之间的MAI导频重叠，长度为τg的保护间隔需要插在和
Figure FDA00022520836100000319
之间，ICCSMA系统支持的用户数量K应满足下式(12)：
Figure FDA00022520836100000320
上式(12)中，
Figure FDA00022520836100000321
代表相干时间，τg表示时延扩展，Tb代表码元周期，N代表签名码的长度，在ICCSMA系统中，支持的最大接入用户数量由相干时间、时延扩展、带宽和码长共同确定；
在多径传播中，设定可分辨径的数量为L，用hl表示第l(l＝1，…，L)条路径的信道增益。如式(14)-(16)所示，用“h1，h2…，hl，…，hL”组成个维度为N×N的矩阵，分别定义为这里
Figure FDA0002252083610000043
代表对上取整操作，把
Figure FDA0002252083610000044
组成矩阵
Figure FDA0002252083610000045
如式(13)所示；另外，定义第
Figure FDA0002252083610000046
个矩阵的实部和虚部分别为
Figure FDA0002252083610000047
Figure FDA0002252083610000048
其中：
Figure FDA0002252083610000049
Figure FDA00022520836100000410
Figure FDA00022520836100000411
4.按照权利要求1所述单码循环移位多址接入系统的下行链路通信方法，其特征在于，步骤3所述对同相支路的数据进行检测包括：
步骤3.1对正交支路信号进行下变频和采样，得到下式(17)，获得正交支路的CSI：
Figure FDA00022520836100000412
上式(17)中，
Figure FDA00022520836100000413
是信道H0的虚部，是正交支路的CSI导频，用来估计CSI，另外，
Figure FDA00022520836100000415
是噪声项，由于存在τg保护间隔的作用，接收到的信号不含符号间干扰(IntersymbolInterference)ISI项，获得正交支路的CSI；
步骤3.2利用最小均方误差(Minimum Mean Square Error，MMSE)准则，构建均衡矩阵，得下式(18)：
Figure FDA00022520836100000416
上式(18)中，I是维度为N×N的单位阵，
Figure FDA00022520836100000417
是噪声的方差，所有用户的导频采用时分复用的方式进行发送，用户κ(κ＝1，…，K)接收到的MAI导频为：
步骤3.3利用上式(19)的结果对接收到的MAI导频信号进行均衡操作，得下式(20)：
Figure FDA0002252083610000051
上式(20)中，
Figure FDA0002252083610000052
为MMSE均衡器的输出噪声，将
Figure FDA0002252083610000053
输入到ICCS匹配滤波器组，在ICCS匹配滤波器组中，本地的ICCS码经过K-1次循环移位，其中，第s(s＝1，…，K)个循环移位器(Cyclic Shifter，CS)的输出为c(s)，将c(s)与
Figure FDA0002252083610000054
输入相关器，记第s个相关器的输出为
Figure FDA0002252083610000055
即得输出向量为其中，
Figure FDA0002252083610000057
表示为下式(21)：
Figure FDA0002252083610000058
步骤3.4获得ICCS码的相关矩阵：
所有用户的MAI导频将输入ICCS匹配滤波器组后，产生如下矩阵Vi：
定义
Figure FDA00022520836100000510
以及
Figure FDA00022520836100000511
得到：
Figure FDA00022520836100000512
上式(23)中，R为ICCS码的相关矩阵，如下式(24)所示：
Figure FDA00022520836100000513
以及
Figure FDA00022520836100000514
为噪声项，以下式(25)表示：
在ICCSMA的接收端，
Figure FDA00022520836100000517
是已知的，故此得到ICCS码的相关矩阵，表示为：
Figure FDA00022520836100000518
上式(26)中，
Figure FDA00022520836100000519
为噪声项，如令
Figure FDA00022520836100000520
得
Figure FDA00022520836100000521
5.按照权利要求1所述单码循环移位多址接入系统的下行链路通信方法，其特征在于步骤4所述对同相支路的数据进行检测包括：步骤4所述对同相支路的数据进行检测包括：
步骤4.1对同相支路的数据检测依赖于正交支路的输出结果，即R-1，接收到的基带信号表示为下式(27)：
Figure FDA0002252083610000061
上式(27)中，
Figure FDA0002252083610000062
是多径干扰，
Figure FDA0002252083610000063
和
Figure FDA0002252083610000064
分别是H0和
Figure FDA0002252083610000065
的实部；
步骤4.2同相支路的所述CSI导频为对于接收端来说，
Figure FDA0002252083610000067
是已知的，利用接收到的CSI导频估计从而得到
Figure FDA0002252083610000069
利用信道估计的结果并根据MMSE准则，对接收到的信号进行均衡处理，得到下式(28)：
Figure FDA00022520836100000610
上式(28)中，
Figure FDA00022520836100000611
为均衡系数矩阵，是噪声项；
步骤4.3将步骤4.2的结果
Figure FDA00022520836100000613
输入至ICCS匹配滤波器组，记滤波器的第s(s＝1，…，K)项输出为
Figure FDA00022520836100000614
在同相支路中，ICCS匹配滤波器的输出采用向量表示为：
Figure FDA00022520836100000615
其中，
Figure FDA00022520836100000616
表示为：
Figure FDA00022520836100000617
将ICCS匹配滤波器的K项输出组成向量
Figure FDA00022520836100000618
向量
Figure FDA00022520836100000619
表示为：
Figure FDA00022520836100000620
上式(30)中，
Figure FDA00022520836100000621
和分别定义为以及
Figure FDA00022520836100000624
矩阵R-1是正交支路的输出结果，正交支路的输出结果为矩阵R逆矩阵的估计矩阵，在实际应用场合中估计值和真实值近似相等，即R-1≈R-1；
步骤4.4将步骤4.3所得结果R-1和向量
Figure FDA00022520836100000625
相乘，得到下式(31)所示判决向量：
步骤4.5将步骤4.4的结果
Figure FDA0002252083610000071
输入用户域滤波器(User Domain Filter)滤除非目标用户的信号，得下式(32)：
Figure FDA0002252083610000072
上式(32)中，f(κ)代表用户κ(κ＝1，…，K)的UDF滤波器，UDF滤波器的长度由长度为K的向量组成，其中第κ个元素为“1”，其他元素均为“0”；
步骤4.6将判决变量
Figure FDA0002252083610000073
输入至判决器，从而恢复用户κ的数据
Figure FDA0002252083610000074
即恢复出用户κ的第i个数据块
Figure FDA0002252083610000075
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