CN110829609A - 无线充电发射装置及其集成电路装置 - Google Patents

Abstract

本公开涉及一种集成电路装置和无线充电发射装置。该集成电路装置包括：全桥驱动电路、采样电路和转换电路。全桥驱动电路包括至少一个晶体管并且被配置为基于来自控制器的脉冲控制信号选择性导通晶体管，以生成流经与全桥驱动电路耦合的电感线圈的电流。采样电路，耦合至全桥驱动电路，并且被配置为基于全桥驱动电路中的晶体管的导通电压来生成采样电压。转换电路耦合至采样电路并且被配置为对采样电压进行放大，以生成表示电流的感测电压并且将感测电压传递给控制器以用于调整脉冲控制信号。通过使用根据本公开的实施例的集成电路装置，可以提高充电效率。

Description

无线充电发射装置及其集成电路装置

技术领域

本公开涉及无线充电领域，更具体而言，涉及无线充电中的发射装置及其中的集成电路装置。

背景技术

越来越多的电子设备采用无线充电技术。无线充电的基本原理是电磁感应，其通过磁场的隔空耦合实现电能的传输。目前无线充电发射端绝大部分使用分立金属氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)形成全桥驱动电路。在全桥驱动电路的电源端或者地端串联采样电阻，通过运放放大输出电流检测信号。无线充电发射端根据该检测信号动态调整无线充电发射端的功率。

发明内容

在分立MOSFET形成全桥驱动电路的技术方案中，分立的采样电阻消耗了一部分功率并且将其转化为热能。这降低了充电效率。为此本文描述了一种不使用分立的采样电阻的集成电路装置和无线充电发射装置。

在本公开的一方面，提供一种集成电路装置。该集成电路装置包括：全桥驱动电路、采样电路和转换电路。全桥驱动电路包括至少一个晶体管并且被配置为基于来自控制器的脉冲控制信号选择性导通晶体管，以生成流经与全桥驱动电路耦合的电感线圈的电流。采样电路，耦合至全桥驱动电路，并且被配置为基于全桥驱动电路中的晶体管的导通电压来生成采样电压。转换电路耦合至采样电路并且被配置为对采样电压进行放大，以生成表示电流的感测电压并且将感测电压传递给控制器以用于调整脉冲控制信号。通过使用根据本公开的实施例的集成电路装置，可以提高充电效率。

在本公开的另一方面，提供一种无线充电发射装置。该无线充电发射装置包括交流至直流电压转换器、控制器、电感线圈和充电检测装置。交流至直流电压转换器被配置为提供直流充电电压。控制器被配置为提供脉冲控制信号。电感线圈被配置为形成充电磁场。充电检测装置包括全桥驱动电路、采样电路和转换电路。全桥驱动电路包括至少一个晶体管并且被配置为基于来自脉冲控制信号选择性导通至少一个晶体管，以生成流经与全桥驱动电路耦合的电感线圈的交流电流。采样电路耦合至全桥驱动电路并且被配置为基于全桥驱动电路中的晶体管的导通电压生成采样电压。转换电路耦合至采样电路并且被配置为对采样电压进行放大以生成表示交流电流的感测电压。控制器至少部分地基于感测电压来调整脉冲控制信号。

提供本发明内容是为了以简化的形式介绍将在以下具体实施方式中进一步描述的一些概念。本发明内容不旨在标识所要求保护的主题的关键特征或基本特征，也不旨在用于限制所要求保护的主题的范围。

附图说明

参考附图描述具体实施方式。在这些图中，附图标记的最左边的数字标识附图标记首次出现的图。不同图中的相同附图标记指示相似或相同的项目。

图1示出了使用分立器件形成的常规无线充电发射装置的电路示意图；

图2示出了根据本公开的一个实施例的无线充电的环境示意图；

图3示出了根据本公开的一个实施例的全桥驱动电路的示意图；

图4示出了根据本公开的一个实施例的采样电路的示意图；

图5示出了根据本公开的一个实施例的转换电路的示意图；

图6示出了根据本公开的一个实施例的具有双输入差分对的运算放大器的转换电路的示意图；

图7示出了根据本公开的一个实施例的缓冲器电路的示意图；以及

图8示出了根据本公开的另一实施例的集成电路装置的电路示意图。

具体实施方式

现在参照附图描述各个实施例，其中使用相同的参考数字以涉及全篇中相同的元件。在以下说明书中，为了解释的目的，阐述若干具体细节以便于促进一个或多个实施例的全面理解。然而，在一些或所有情形中可以明显的是，可以不采用以下所述具体设计细节而实施以下所述的任何实施例。在其他一些情形中，以框图形式示出广泛已知的结构和装置以使得容易描述一个或多个实施例。

如上文所述，常规的无线充电发射装置绝大部分使用分立MOSFET器件形成全桥驱动电路。图1示出了使用分立器件形成的常规无线充电发射装置1的电路示意图。无线充电发射装置1包括由分立的MOSFET器件形成的全桥驱动电路2。全桥驱动电路2接收直流电压Vin，并且根据驱动器3和驱动器4的脉冲控制信号在第一周期导通晶体管Q12和晶体管Q14并且在第二周期导通晶体管Q11和晶体管Q13来获得流经电感线圈L的交流电流。该交流电流产生用于传输电力的磁场，并且流经分立的电阻器R_Sense以在电阻器R_Sense上产生感测电压V_Sense。该感测电压V_Sense可以用于表示电感线圈L中流动的电流的大小。常规无线充电发射端由此可以确定发射的功率。

然而，发明人注意到，电阻器R_Sense会始终消耗功率。这降低了无线发射装置的发射效率。因此，需要提高无线发射装置的发射效率。

为了降低系统损耗，电阻器R_Sense的阻值被设置为一般较小，例如20毫欧姆。当输入平均电流为1A时，感测电压V_Sense只有20mV。该电压需要被放大以供微控制器(MCU)6使用。放大器AMP放大该感测电压V_Sense以获得经放大的电压V_{Sense_A}。MCU6根据该放大电压V_{Sense_A}调整驱动器3和驱动器4的脉冲控制信号。

常规的放大器AMP具有失调电压，一般为2mV至4mV。但是在放大器AMP的输入处输入的感测电压V_Sense只有20mV。在此情形下，对于常规无线充电发射装置1而言，在最好情形下，感测误差率为10％。

不精确的感测电压V_Sense可能导致无线充电发射装置错误地确定充电状况。例如，在无线充电发射装置基于不正确的发射功率和从无线充电接收装置接收到的关于接收功率的信息确定在无线充电发射装置和无线充电接收装置之间存在异物时，无线充电发射装置可能会错误地停止充电。这是不期望的。因此，还需要降低无线充电发射装置的检查误差率和提高无线充电发射装置的检测准确度。

图2示出了根据本公开的一个实施例的无线充电的环境示意图。在无线充电的环境中，无线充电系统包括无线充电发射装置10和无线充电接收装置20。无线充电发射装置10包括直流电压源V_IN和集成电路装置15。在下文中，集成电路装置和集成电路芯片可以替换使用。

该直流电压源V_IN例如可以是交流至直流转换器，其将市电交流电转换为直流电。集成电路装置15中的全桥驱动电路12接收该直流电压，并且根据MCU 16的控制信号将直流电转换为在电感线圈L1中的流动的交流电。该交流电产生用于将电力传输给无线充电接收装置20的磁场。无线充电接收装置20中的电感线圈L2与电感线圈L1磁耦合以接收电力，并且将其传输给无线充电接收装置20中的接收处理电路22处理。接收处理电路22可以将其处理为合适的电流以将电力存储在诸如电池之类的电力存储装置中。

集成电路装置15集成了全桥驱动电路12、采样电路13、转换电路14和可选的驱动增强电路11。采样电路13对流经电感线圈L1的电流进行采样以获得流经电感线圈L1的电流的状况，例如平均电流的大小。转换电路14可以将采样电路13输出的采样信息，例如采样电压，进行转换以获得合适的感测电压。该感测电压最终被输出至MCU 16以用于调整全桥驱动电路12的操作。通过将全桥驱动电路12、采样电路13、转换电路14和可选的驱动增强电路11集成在单个集成电路芯片中，可以避免对众多分立器件的需求，大大减少了无线充电发射装置的制造成本。

MCU 16基于从集成电路装置15接收到的表示电感线圈L1的全周期的电流的信号和从电感线圈L1接收的表示电感线圈的电压的信号可以确定无线充电发射装置10的当前发射功率。此外，MCU 16还可以接收来自无线充电接收装置20的表示其当前接收功率的信息。当当前发射功率和当前接收功率的差值超出一定阈值时，例如当前接收功率仅为当前发射功率的95％或当前发射功率与接收功率相差200mW时，MCU 16可以据此确定充电发射装置10和无线充电接收装置20之间存在异物，并且发出警示信号以及中断无线充电。这样，可以避免无线充电发射装置10浪费电能。

图3示出了根据本公开的一个实施例的全桥驱动电路12的示意图。全桥驱动电路12包括桥接的四个晶体管Q1、Q2、Q3和Q4，以及用于驱动晶体管Q1、Q2、Q3和Q4的驱动器3和驱动器4。全桥驱动电路12被配置为可以以第一周期和第二周期交替的方式操作。在第一周期期间，驱动器3和驱动器4使得晶体管Q1和Q3导通，并且使得晶体管Q2和Q4关断。电流由此依次流经晶体管Q1、电容器C1、电感线圈L1和晶体管Q3。由于晶体管Q1和Q3均具有导通电阻，因此该电流会在晶体管Q1和晶体管Q3的两端(源极和漏极)产生第一导通电压。该第一导通电压可以表示为V_P1＝I₁*Ron，其中I₁是流经电感线圈L1的电流，并且Ron是晶体管Q3的导通电阻。

在第一周期之后的第二周期期间，驱动器3和驱动器4使得晶体管Q2和Q4导通，并且使得晶体管Q1和Q3关断。电流由此依次流经晶体管Q2、电感线圈L1、电容器C1和晶体管Q4。由于晶体管Q2和Q4均具有导通电阻，因此该电流会在晶体管Q2和晶体管Q4的两端(源极和漏极)产生第二导通电压。该第二导通电压可以表示为V_P2＝I₂*Ron，其中I₂是流经电感线圈L1的电流，并且Ron是晶体管Q4的导通电阻。

由于晶体管Q1、Q2、Q3和Q4被集成在同一个芯片中，并且晶体管Q1、Q2、Q3和Q4经由相同的生产制造工艺形成，因此晶体管Q1、Q2、Q3和Q4的导通电阻可以几乎完全相同，并且避免了因制造导致的差异。在此情形下，可以避免上述分立MOSFET器件的差异导致的检测准确度的降低。此外，由于分立MOSFET器件也具有导通电阻，因此也消耗功率，也即，分立MOSFET器件和采样电阻均需要消耗功率。相比而言，图3中的全桥驱动电路仅MOSFET晶体管Q1、Q2、Q3和Q4在工作时才消耗功率，因此大大减小了功率消耗并且提高了无线充电发射装置的功率发射效率。

在本示例中，第一周期和第二周期具有相同的时间长度，因此驱动器3和驱动器4输出的脉冲控制信号的占空比为50％。可以理解，在其它一些示例中，占空比可以根据诸如发射功率调整之类的需要而改变。此外，第一周期和第二周期的时间长短也可以进行改变，因此第一周期和第一周期的切换频率也可以根据诸如发射功率调整之类的需要而改变。这可以灵活控制无线充电发射装置的功率，以适用于不同的应用情形。

图4示出了根据本公开的一个实施例的采样电路13的示意图。采样电路13包括晶体管Q5、晶体管Q6、晶体管Q7、电阻器R13、电容器C13和或非门NOR。晶体管Q5耦合至图3中的节点SW1并且晶体管Q6耦合至图3中的节点SW2。晶体管Q5的栅极耦合至驱动器3，并且与晶体管Q4相同地被驱动。晶体管Q6的栅极耦合至驱动器3，并且与晶体管Q3相同地被驱动。

在第一周期期间，晶体管Q6被导通并且晶体管Q5被断开，电流流经晶体管Q6和电阻器R13并且对电容器C13充电。在第二周期期间，晶体管Q5被导通并且晶体管Q6被断开，电流流经晶体管Q5和电阻器R13并且对电容器C13充电。因此，在包括第一周期和第二周期的全周期期间，电容器C13是第一周期和第二周期的充电电压之和。因此电容器C13上的采样电压V_SAH＝V_P1+V_P2＝(I₁+I₂)*Ron，其中I₁是在第一周期期间流经电感线圈L1的平均电流，并且I₂是在第二周期期间流经电感线圈L1的平均电流。

当晶体管Q5和晶体管Q6均被断开时，或非门NOR在其两端接收均未逻辑低的输入信号，并且输出逻辑高电平以导通晶体管Q7。这样，电容器C13通过晶体管Q7被放电。虽然图4示出了采样电路的一种实现方式，但是可以使用其它采样电路来对晶体管Q3和Q4的导通电压进行采样。由于使用采样电路13来对晶体管Q3和Q4的导通电压进行无损采样，可以避免使用常规的分立电阻器以减少功率消耗并且因此提高无线充电的效率。此外，通过在第一周期和第二周期交替工作期间，使用电容器充电的方式来采样和保持充电电压，可以实现对于全周期期间的平均电流的采样和滤波，从而保证采样准确度。

图5示出了根据本公开的一个实施例的转换电路14的示意图。转换电路14耦合至图4的采样电路13，并且被配置为对采样电压V_SAH进行放大，以生成表示流经电感线圈L1的电流的感测电压V_Sense。转换电路14将感测电压V_Sense传递给控制器16以用于调整脉冲控制信号。

转换电路14包括电压至电流转换电路141、电流镜电路142和电流至电压转换电路143。电流转换电路141耦合至采样电路13并且被配置为将采样电压V_SAH转换为采样电流。电流转换电路141包括运算放大器AMP14、晶体管Q8和电阻器R14。运算放大器AMP14在其正相端接收采样电压V_SAH。运算放大器AMP14的输出使得晶体管Q8导通，采样电流I_SAH由此流经晶体管Q8和电阻器R14。由于运算放大器AMP14的负相端的电压等于正相端的电压，因此V_SAH＝I_SAH*R14，其中V_SAH表示采样电压，I_SAH表示采样电流，R14表示电阻器R14的阻值

在本示例中，电阻器R14可以使用MOSFET实现，并且具有与晶体管Q1、Q2、Q3和Q4相同或相似的结构，因此电阻器R14的阻值可以与晶体管Q1、Q2、Q3和Q4的阻值匹配。即，R14＝n*Ron，其中n是比例系数，以及Ron表示晶体管Q1、Q2、Q3和Q4的导通电阻。此外，由于电阻器R14与晶体管Q1、Q2、Q3和Q4结构相似并且由相同的工艺一体形成，因此可以抵消工艺和温度的偏差，n在集成电路装置使用期间保持基本恒定。这样，可以得到下式(1)。

(I₁+I₂)*Ron＝I_SAH*R14 (1)

其中I₁表示在第一周期期间流经电感线圈L1的电流，I₂表示在第二周期期间流经电感线圈L1的电流。

将R14＝n*Ron代入等式(1)，等式(1)可以改写为等式(2)

电流镜电路142耦合至电压至电流转换电路141，并且被配置为将采样电流镜像复制为镜像电流。换言之，流经电流至电压转换电路143的镜像电流I_M＝m*I_SAH，其中I_M表示流经电流镜电流另一支路的镜像电流，以及m表示镜像比例系数。将其代入等式(2)可以得到等式(3)。

电流至电压转换电路143耦合至电流镜电路142，并且被配置为将镜像电流I_M转换为感测电压V_Sense。在图5中，电流至电压转换电路143可以是可变电阻单元R_V。在一个示例中，可变电阻单元R_V可以由诸如EPROM之类的可编程单元来设置电阻值。这样，感测电压V_Sense＝I_M*R_V，将其代入等式(3)可以得到等式(4)。

其中V_Sense表示在转换电路14的输出端输出的感测电压，m表示镜像比例系数，RV表示可变电阻单元R_V的电阻值。

由此可见，感测电压V_Sense反映了在全周期期间流经电感线圈L1的电流的状况，因此也可以反映无线发射装置的发射功率。这样，感测电压V_Sense可以被用于调整无线发射装置的发射功率。

虽然运算放大器AMP14被集成电路芯片中，但是运算放大器AMP14也可能存在失调电压的情形，并且该失调电压可能是两个方向的失效电压。例如，当已经产生I₁或I₂并且相应地产生V_SAH时，运算放大器的输出仍为零。因此，需要偏置运算放大器。

在图5的实施例中，转换电路14可以还包括电压偏置电路144。电压偏置电路144耦合至采样电路13，并且被配置为至少部分地基于电阻器R14的电阻和可编程电阻单元R_V的电阻来偏置采样电压V_SAH。例如，电压偏置电路144可以将采样电压V_SAH从0V的起始电压偏置为第一偏置电压V_Bias，例如0.2V及其以上电压。在一个示例中，电压偏置电路144可以将采样电压V_SAH从0V的起始电压偏置为0.6V。

在具有电压偏置电路144的情形下，等式(1)可以改写为下式(5)。

V_Bias+(I₁+I₂)*Ron＝I_SAH*R14 (5)

其中V_Bias表示例如偏置电压值。

电压偏置电路144可以使用双输入差分对的运算放大器实现，并且偏置电压V_Bias可以是由电流源在电阻上面产生。

图6示出了根据本公开的一个实施例的具有双输入差分对144’的运算放大器的转换电路的示意图。图6可以是图5的一个具体示例电路图。双输入差分对144’可以包括可调电流源I_S和电阻器R_S，从而在电阻器R_S上的电压为I_S*R_S。双输入差分对144’由此将采样V_SAH从0V偏置为I_S*R_S。这样，上面的等式(5)可以改写为等式(6)。

I_S*R_s+(I₁+I₂)*Ron＝I_SAH*R14 (6)

其中I_S表示可调电流源的电流值，R_S表示电阻器R_S的电阻值。

如上所述，电阻器R14的阻值可以与晶体管Q1、Q2、Q3和Q4的阻值匹配。类似地，将R14＝n*Ron代入等式(6)，可以得到等式(7)。

在此情形下，采样电流I_SAH随后被镜像复制为镜像电流I_M。如上所述，镜像电流I_M可以表示为I_M＝m*I_SAH。将其代入等式(7)，可以得到等式(8)。

由于感测电压V_Sense可以表示为V_Sense＝I_M*R_V，将其代入等式(8)，可以得到下式(9)。

等式(9)可以简写为下式(10)。

V_Sense＝a+b*(I₁+I₂) (10)

其中a表示

以及b表示

由此可见，感测电压V_Sense反映了在全周期期间流经电感线圈L1的电流的状况，因此也可以反映无线发射装置的发射功率。这样，感测电压V_Sense可以被用于调整无线发射装置的发射功率。此外，在该示例中，由于采样电压被偏置，可以克服运算放大器的失调，并且将感测电压V_Sense的感测误差显著降低。例如，可以将感测电压V_Sense的感测误差率降低至2％。

在理想情形下，等式(10)中项a和项b在集成电路芯片的工作期间保持恒定。但是在集成电路芯片制造时，仍不免存在偶发的工艺偏差。例如晶体管Q1、Q2、Q3和Q4的导通电阻与电阻器R14的电阻在集成电路芯片操作期间并非在所有情形下都是良好匹配。本公开的实施例的集成电路芯片可以通过调节可变电阻单元R_V来改进匹配。如上所述，可变电阻单元R_V可以由诸如EPROM之类的可编程单元来设置可变电阻单元R_V的电阻值。在集成电路芯片制造之后，可以对集成电路芯片进行测试，并且根据测试结果调整可变电阻单元R_V，可以改进感测电压V_Sense与全周期期间流经电感线圈L1的电流(I₁+I₂)的线性对应关系，并且实现良好的线性度，即，等式(10)中的项b保持基本恒定。这样，可以降低无线充电发射装置的感测误差。

另一方面，电阻器R_S与电阻器R14和可变电阻单元R_V之间也可能存在匹配偏差。为了保持等式(10)在集成电路芯片操作期间保持基本恒定，可以在集成电路芯片制造之后通过测试来将可调电流源I_S的电流输出设置在合适的值，从而使得偏置电压在集成电路芯片操作期间保持基本恒定，以降低无线充电发射装置的感测误差。

图7示出了根据本公开的一个实施例的缓冲器电路11的示意图。缓冲器电路11包括运算放大器AMP11。运算放大器AMP11基于感测电压V_Sense生成经缓冲的电压V_B。经缓冲的电压V_B可以被提供至图2中的MCU 16以用于驱动MCU 16。

图2-图7的实施例是使用全桥驱动电路的下侧的晶体管Q3和Q4的导通电压进行无损电压采样，但是本公开不限于此。可以理解，也可以使用全桥驱动电路的上侧的晶体管Q1和Q2的导通电压进行无损电压采样。图8示出了根据本公开的另一实施例的集成电路装置10’的电路示意图。集成电路装置10’使用全桥驱动电路的上侧的晶体管Q1和Q2的导通电压进行无损电压采样。采样电路13’随后将经采样的电压提供给转换电路14’。转换电路14’将采样电压转换为感测电压，缓冲器电路11’将感测电压缓冲并且将经缓冲的电压提供给MCU。另一方面，MCU还接收表示电感线圈的电压的线圈电压，并且被配置成基于经缓冲的电压和线圈电压确定无线发射装置的当前发射功率。

集成电路装置10’包括全桥驱动电路12’、采样电路13’、转换电路14’和缓冲器电路11’。全桥驱动电路12’被配置为可以以第一周期和第二周期交替的方式操作。在第一周期期间，驱动器3和驱动器4使得晶体管Q1和Q3导通，并且使得晶体管Q2和Q4关断。电流由此依次流经晶体管Q1、电容器C1、电感线圈L1和晶体管Q3。由于晶体管Q1和Q3均具有导通电阻，因此该电流会在晶体管Q1和晶体管Q3的两端(源极和漏极)产生第一导通电压。该第一导通电压可以表示为V_P1＝I₁*Ron，其中I₁是流经电感线圈L1的电流，并且Ron是晶体管Q1的导通电阻。

在第一周期之后的第二周期期间，驱动器3和驱动器4使得晶体管Q2和Q4导通，并且使得晶体管Q1和Q3关断。电流由此依次流经晶体管Q2、电感线圈L1、电容器C1和晶体管Q4。由于晶体管Q2和Q4均具有导通电阻，因此该电流会在晶体管Q2和晶体管Q4的两端(源极和漏极)产生第二导通电压。该第二导通电压可以表示为V_P2＝I₂*Ron，其中I₂是流经电感线圈L1的电流，并且Ron是晶体管Q2的导通电阻。

在第一周期期间，采样电路13’根据晶体管Q1的导通电压对电容器C13充电。在第二周期期间，采样电路13’根据晶体管Q3的导通电压对电容器C13充电。采样电路13’、转换电路14’和缓冲器电路11’分别与图4的采样电路13、图5和图6的转换电路14以及图7的缓冲器电路11类似地操作。因此，对于采样电路13’、转换电路14’和缓冲器电路11’，在此不再赘述。

与图2-图7所示的使用下侧晶体管Q3和Q4的导通电压进行无损电压采样的技术方案相似，由于在单个集成电路装置内集成了全桥驱动电路和采样电路并且直接输出经采样的电压信号，因此无需外部分立的电阻器和运算放大器，这降低了功率损耗并且节省了成本。

此外，由于使用了偏置电路并且在芯片制造完成之后可以通过调整可调电阻单元的阻值和可调电流源的大小，可以提高对于全周期内流经电感线圈的电流的检测准确度，从而提高无线充电发射装置的当前发射功率的检测。这样，无线充电发射装置可以准确地确定当前无线充电的状态，例如是否存在异物，并且做出相应地动态调整。

此外，本公开提供了各种示例实现，如所描述的以及如附图所示。然而，本公开不限于本文所描述和说明的实现，而是可以延伸到其他实现，如本领域技术人员已经知道或将会知道的。说明书中对“一个实现”、“该实现”、“这些实现”或“一些实现”的引用意指所描述的特定特征、结构或特性被包括在至少一个实现或实施例中，并且这些短语在说明书中各个地方的出现不必全部指代相同的实现。

最后，虽然已经以专用于结构特征和/或方法动作的语言描述了各个实施例，但是应当理解，在所附表示中限定的主题不一定限于所描述的具体特征或动作。相反，具体特征和动作被公开作为实现所要求保护的主题的示例形式。

Claims (20)

1.一种集成电路装置(15)，包括：

全桥驱动电路(12)，包括至少一个晶体管(Q3,Q4)并且被配置为基于来自控制器(16)的脉冲控制信号选择性导通所述晶体管(Q3,Q4)，以生成流经与所述全桥驱动电路(12)耦合的电感线圈(L1)的电流；

采样电路(13)，耦合至所述全桥驱动电路(12)，并且被配置为基于所述全桥驱动电路(12)中的晶体管(Q3,Q4)的导通电压来生成采样电压(V_SAH)；以及

转换电路(14)，耦合至所述采样电路(13)，并且被配置为对所述采样电压(V_SAH)进行放大，以生成表示所述电流的感测电压(V_Sense)并且将所述感测电压(V_Sense)传递给所述控制器(16)以用于调整所述脉冲控制信号。

2.根据权利要求1所述的集成电路装置(15)，其中所述全桥驱动电路(15)包括交替导通的第一晶体管和第二晶体管，

所述至少一个晶体管(Q3,Q4)中的第一晶体管(Q4)在第一周期生成流经所述电感线圈(L1)的第一电流，

所述至少一个晶体管(Q3,Q4)中的第二晶体管(Q3)在第二周期期间生成流经所述电感线圈(L1)的第二电流。

3.根据权利要求2所述的集成电路装置(15)，其中所述采样电路(13)包括采样电容器(C13)，所述采样电容器(C13)在所述第一周期和所述第二周期期间分别由所述第一晶体管和所述第二晶体管的导通电压充电，以生成所述采样电压(V_SAH)，所述采样电压(V_SAH)表示所述第一电流与所述第一晶体管的导通电阻的乘积和所述第二电流与所述第二晶体管的导通电阻的乘积之和。

4.根据权利要求1所述的集成电路装置(15)，其中所述转换电路(14)包括：

电压至电流转换电路(141)，耦合至所述采样电路(13)，并且被配置为将所述采样电压转换为采样电流；

电流镜电路(142)，耦合至所述电压至电流转换电路(141)，并且被配置为将所述采样电流镜像复制为镜像电流；以及

电流至电压转换电路(143)，耦合至所述电流镜电路(142)，并且被配置为将所述镜像电流转换为所述感测电压(V_Sense)。

5.根据权利要求4所述的集成电路装置(15)，其中所述电压至电流转换电路(141)包括：

运算放大器(AMP14)，耦合至所述采样电路(13)，并且被配置为在第一端子处接收所述采样电压；

开关晶体管(Q8)，所述开关晶体管的栅极耦合至所述运算放大器，并且被配置为根据所述运算放大器的输出而选择性地导通所述开关晶体管(Q8)；以及

电阻器(R14)，包括与所述全桥驱动电路(12)的所述晶体管匹配的晶体管，所述电阻器(R14)具有耦合至所述开关晶体管(Q8)的漏极和所述运算放大器(AMP14)的第二端子的第一端子，并且具有耦合至接地的第二端子。

6.根据权利要求4所述的集成电路装置(15)，其中

所述电流至电压转换电路(143)包括可编程电阻单元(R_V)；以及

所述转换电路(14)还包括电压偏置电路(144)，所述电压偏置电路(144)耦合至所述采样电路(13)，并且被配置为至少部分地基于所述电阻器(R14)的电阻和所述可编程电阻单元(R_V)的电阻来偏置所述采样电压。

7.根据权利要求1所述的集成电路装置(15)，还包括：

缓冲器电路(11)，耦合至所述转换电路(14)，并且被配置为基于所述感测电压生成驱动电压(V_B)。

8.根据权利要求3所述的集成电路装置(15)，其中所述采样电路(13)还包括：

第一开关(Q5)，耦合至所述全桥驱动电路(12)，并且被配置为在所述第一周期期间导通；

第二开关(Q6)，耦合至所述全桥驱动电路(12)，并且被配置为在所述第二周期期间导通；

采样电阻器(R13)，具有耦合至所述第一开关和所述第二开关的第一端，以及耦合至所述采样电容器的第二端；以及

放电晶体管(Q7)，耦合至所述采样电容器(C13)，并且被配置为响应于所述第一开关和所述第二开关均被断开而对所述采样电容器(C13)进行放电。

9.根据权利要求6所述的集成电路装置(15)，其中所述电压偏置电路(144)还包括用于偏置所述采样电压的可调电流源。

10.根据权利要求1所述的集成电路装置(15)，其中调整所述脉冲控制信号包括调整所述脉冲控制信号的频率和占空比中的至少一项。

11.一种无线充电发射装置，包括：

交流至直流电压转换器，被配置为提供直流充电电压；

控制器，被配置为提供脉冲控制信号；

电感线圈，被配置为形成充电磁场；

充电检测装置，包括：

全桥驱动电路，包括至少一个晶体管，并且被配置为基于来自所述脉冲控制信号选择性导通所述至少一个晶体管，以生成流经与所述全桥驱动电路(12)耦合的电感线圈(L1)的交流电流；

采样电路，耦合至所述全桥驱动电路，并且被配置为基于所述全桥驱动电路中的晶体管的导通电压生成采样电压；以及

转换电路，耦合至所述采样电路，并且被配置为对所述采样电压进行放大以生成表示所述交流电流的感测电压；

其中所述控制器至少部分地基于所述感测电压来调整所述脉冲控制信号。

12.根据权利要求11所述的无线充电发射装置，其中

所述全桥驱动电路(15)包括交替导通的第一晶体管(Q1，Q3)和第二晶体管(Q2,Q4)，

所述至少一个晶体管(Q3,Q4)中的第一晶体管(Q4)在第一周期生成流经所述电感线圈(L1)的第一电流，

所述至少一个晶体管(Q3,Q4)中的第二晶体管(Q3)在第二周期期间生成流经所述电感线圈(L1)的第二电流。

13.根据权利要求12所述的无线充电发射装置，其中所述采样电路包括采样电容器，所述采样电容器在所述第一周期和所述第二周期期间分别由所述第一晶体管和所述第二晶体管的导通电压充电以生成所述采样电压，所述采样电压表示与所述第一晶体管的导通电阻的乘积和所述第二电流与所述第二晶体管的导通电阻的乘积之和。

14.根据权利要求11所述的无线充电发射装置，其中所述转换电路还包括：

电压至电流转换电路，耦合至所述采样电路，并且被配置为将所述采样电压转换为采样电流；

电流镜电路，耦合至所述电压至电流转换电路，并且被配置为将所述采样电流镜像复制为镜像电流；以及

电流至电压转换电路，耦合至所述电流镜电路，并且被配置为将所述镜像电流转换为所述感测电压。

15.根据权利要求14所述的无线充电发射装置，其中所述电压至电流转换电路包括：

运算放大器，耦合至所述采样电路，并且被配置为在第一端子接收所述采样电压；

开关晶体管，所述晶体管的栅极耦合至所述运算放大器，并且被配置为根据所述运算放大器的输出而选择性地导通所述开关晶体管；以及

电阻器，包括与所述全桥驱动电路的所述晶体管匹配的晶体管，所述电阻器具有耦合至所述开关晶体管(Q8)的漏极和所述运算放大器(AMP14)的第二端子的第一端子，并且具有耦合至接地的第二端子。

16.根据权利要求14所述的无线充电发射装置，其中所述电流至电压转换电路包括可编程电阻单元；

所述转换电路还包括电压偏置电路，所述电压偏置电路耦合至所述采样电路，并且被配置为至少部分地基于所述电阻器的电阻和所述可编程电阻单元的电阻来偏置所述采样电压。

17.根据权利要求11所述的无线充电发射装置，所述充电检测装置还包括缓冲器电路(11)，所述缓冲器电路(11)耦合至所述转换电路(14)，并且被配置为基于所述感测电压生成驱动电压(V_B)。

18.根据权利要求16所述的无线充电发射装置，其中所述电压偏置电路还包括用于偏置所述采样电压的可调电流源。

19.根据权利要求11所述的无线充电发射装置，其中所述控制器还被配置为接收所述电感线圈的一端的线圈电压以及来自无线充电接收装置的表示接收装置的充电功率的功率信号，并且至少基于所述感测电压、所述线圈电压和所述功率信号确定所述无线充电发射装置和所述无线充电接收装置之间的异物。

20.根据权利要求11所述的无线充电发射装置，其中所述控制器还被配置为至少部分地基于所述感测电压改变所述充电检测装置中的晶体管的切换周期的频率和占空比中的至少一项。

Images