CN110808714B - 一种实现多频段切换和抗饱和的射频功率放大器 - Google Patents
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- 238000005070 sampling Methods 0.000 claims abstract description 59
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 claims abstract description 52
- 239000003381 stabilizer Substances 0.000 claims abstract description 10
- 238000012544 monitoring process Methods 0.000 claims description 53
- 230000005540 biological transmission Effects 0.000 claims description 42
- 230000008859 change Effects 0.000 claims description 11
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 claims description 10
- 238000001914 filtration Methods 0.000 claims description 9
- 238000000034 method Methods 0.000 abstract description 2
- 238000001228 spectrum Methods 0.000 description 13
- 108091070501 miRNA Proteins 0.000 description 11
- 230000001276 controlling effect Effects 0.000 description 10
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 9
- 230000001105 regulatory effect Effects 0.000 description 7
- 230000000630 rising effect Effects 0.000 description 7
- 238000001514 detection method Methods 0.000 description 6
- 230000009286 beneficial effect Effects 0.000 description 5
- 108091028606 miR-1 stem-loop Proteins 0.000 description 5
- 101150110971 CIN7 gene Proteins 0.000 description 4
- 101150110298 INV1 gene Proteins 0.000 description 4
- 101100397044 Xenopus laevis invs-a gene Proteins 0.000 description 4
- 230000003321 amplification Effects 0.000 description 3
- 230000010354 integration Effects 0.000 description 3
- 108091028838 miR-2 stem-loop Proteins 0.000 description 3
- 238000003199 nucleic acid amplification method Methods 0.000 description 3
- 230000002028 premature Effects 0.000 description 3
- 101100286980 Daucus carota INV2 gene Proteins 0.000 description 2
- 101100508840 Daucus carota INV3 gene Proteins 0.000 description 2
- 101100397045 Xenopus laevis invs-b gene Proteins 0.000 description 2
- 230000033228 biological regulation Effects 0.000 description 2
- 230000006854 communication Effects 0.000 description 2
- 238000013461 design Methods 0.000 description 2
- 230000009977 dual effect Effects 0.000 description 2
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 2
- 230000005611 electricity Effects 0.000 description 2
- 239000000203 mixture Substances 0.000 description 2
- 230000004048 modification Effects 0.000 description 2
- 238000012986 modification Methods 0.000 description 2
- 239000000758 substrate Substances 0.000 description 2
- 238000004891 communication Methods 0.000 description 1
- 238000005516 engineering process Methods 0.000 description 1
- 239000000284 extract Substances 0.000 description 1
- 230000006872 improvement Effects 0.000 description 1
- 238000004519 manufacturing process Methods 0.000 description 1
- 238000010295 mobile communication Methods 0.000 description 1
- 238000000926 separation method Methods 0.000 description 1
Images
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- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F1/00—Details of amplifiers with only discharge tubes, only semiconductor devices or only unspecified devices as amplifying elements
- H03F1/02—Modifications of amplifiers to raise the efficiency, e.g. gliding Class A stages, use of an auxiliary oscillation
- H03F1/0205—Modifications of amplifiers to raise the efficiency, e.g. gliding Class A stages, use of an auxiliary oscillation in transistor amplifiers
- H03F1/0211—Modifications of amplifiers to raise the efficiency, e.g. gliding Class A stages, use of an auxiliary oscillation in transistor amplifiers with control of the supply voltage or current
- H03F1/0216—Continuous control
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- H03F—AMPLIFIERS
- H03F1/00—Details of amplifiers with only discharge tubes, only semiconductor devices or only unspecified devices as amplifying elements
- H03F1/30—Modifications of amplifiers to reduce influence of variations of temperature or supply voltage or other physical parameters
- H03F1/303—Modifications of amplifiers to reduce influence of variations of temperature or supply voltage or other physical parameters using a switching device
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- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F1/00—Details of amplifiers with only discharge tubes, only semiconductor devices or only unspecified devices as amplifying elements
- H03F1/34—Negative-feedback-circuit arrangements with or without positive feedback
- H03F1/342—Negative-feedback-circuit arrangements with or without positive feedback in field-effect transistor amplifiers
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
- H03F3/189—High-frequency amplifiers, e.g. radio frequency amplifiers
- H03F3/19—High-frequency amplifiers, e.g. radio frequency amplifiers with semiconductor devices only
- H03F3/193—High-frequency amplifiers, e.g. radio frequency amplifiers with semiconductor devices only with field-effect devices
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- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
- H03F3/20—Power amplifiers, e.g. Class B amplifiers, Class C amplifiers
- H03F3/21—Power amplifiers, e.g. Class B amplifiers, Class C amplifiers with semiconductor devices only
- H03F3/211—Power amplifiers, e.g. Class B amplifiers, Class C amplifiers with semiconductor devices only using a combination of several amplifiers
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- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
- H03F3/68—Combinations of amplifiers, e.g. multi-channel amplifiers for stereophonics
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- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F2200/00—Indexing scheme relating to amplifiers
- H03F2200/447—Indexing scheme relating to amplifiers the amplifier being protected to temperature influence
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F2200/00—Indexing scheme relating to amplifiers
- H03F2200/451—Indexing scheme relating to amplifiers the amplifier being a radio frequency amplifier
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- Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
- Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
- Y02D—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES IN INFORMATION AND COMMUNICATION TECHNOLOGIES [ICT], I.E. INFORMATION AND COMMUNICATION TECHNOLOGIES AIMING AT THE REDUCTION OF THEIR OWN ENERGY USE
- Y02D30/00—Reducing energy consumption in communication networks
- Y02D30/70—Reducing energy consumption in communication networks in wireless communication networks
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- Amplifiers (AREA)
Abstract
本申请公开了一种实现多频段切换和抗饱和的射频功率放大器，包括预放大器、功率输出级、电压电流转换电路、电源电压补偿电路、可切换反馈网络和抗饱和电路。所述电压电流转换电路进一步包括运算放大器、第一N选一的开关、N个低压差稳压器。所述电压电流转换电路用于将控制电压转换为参考电流，并通过运算放大器与当前工作频段的功率输出级的采样电流进行比较，比较结果通过第一N选一的开关接入仅一个低压差稳压器，该低压差稳压器为当前工作频段的预放大器提供电源电压。本申请通过在电压电流转换电路中引入第一N选一的开关进行切换，以一个电压电流转换电路同时满足了多频段的功率控制要求，简化了电路结构，缩小了版图面积，降低了成本。
Description
技术领域
本申请涉及一种移动终端中的射频功率放大器，特别是涉及一种包含功率控制电路的射频功率放大器。
背景技术
在移动终端中，射频功率放大器用来将射频信号进行功率放大后，馈送到天线上对外发射。在移动终端与基站的通信过程中，由于两者之间的距离不同，或者移动终端的天线受到遮挡等情况，经常需要对移动终端中的射频功率放大器输出的发射功率进行功率控制。例如在用于2G(第二代移动通讯技术)的射频功率放大器中包含功率控制电路，所述功率控制电路是通过控制电压Vramp对射频功率放大器的输出功率进行连续控制的。
为了实现对射频功率放大器的输出功率的控制，所述功率控制电路首先需要对射频功率放大器的输出功率进行检测，然后构建负反馈控制环路实现对射频功率放大器的输出功率的稳定控制。常用的高集成度、低成本的功率控制电路包括电压检测方案、电流检测方案。
采用电压检测方案的功率控制电路只能应用于在饱和区工作的射频功率放大器，在低输出功率时精度较差。
采用电流检测方案的功率控制电路可以应用于在饱和区和/或线性区工作的射频功率放大器，具有较高的效率。采用电流检测方案的功率控制电路一般是在射频功率放大器的末级通路中串联一个小电阻，例如小于0.1Ω；通过检测所述小电阻两端的电压差，控制射频功率放大器的输出功率。该方案需要具有精确电阻值的小电阻，成本高，集成度差，而且串联的小电阻上会产生额外的功耗，造成射频功率放大器的效率降低。
此外，用于2G的射频功率放大器需要同时满足GSM和DCS两个频段的功率放大需求。由于射频功率放大器的工作电流变化较大，对功率控制电路的负反馈控制环路的稳定性提出了较大的挑战。为了分别满足两个频段的功率放大需求，通常需要两个独立的负反馈控制环路，这使得功率控制电路的结构较为复杂，占用芯片面积较大，提高了集成电路的设计与制造成本。当控制电压Vramp升高时，负反馈控制环路逼近饱和，会导致开关谱(switch spectrum)急剧恶化，不能满足通信标准的要求。
发明内容
本申请所要解决的技术问题是提供一种包含功率控制电路的射频功率放大器，采用电流检测方案的功率控制电路，具有成本低、可靠性高、抗饱和的特点。通过开关切换，所述包含功率控制电路的射频功率放大器能够同时满足GSM和DCS两个频段的要求，并可以根据相同原理简单地拓展到多个频段。
为解决上述技术问题，本申请实现多频段切换和抗饱和的射频功率放大器包括预放大器、功率输出级、电压电流转换电路、电源电压补偿电路、可切换反馈网络和抗饱和电路。
所述预放大器的数量与可切换的频段数量相同；每个预放大器用于将一个频段的射频输入信号进行预先放大。
所述功率输出级的数量与可切换的频段数量相同，每个预放大器分别连接一个功率输出级；每个功率输出级进一步包括功率放大电路和电流采样电路；所述功率放大电路用于在控制电压的控制下，将一路经过预先放大的射频信号进行功率放大得到输出功率；所述电流采样电路用来对所在功率输出级中流过功率晶体管的电流进行采样，得到采样电流。
所述电压电流转换电路进一步包括运算放大器、第一N选一的开关、N个低压差稳压器，其中N为可切换的频段数量，N为大于或等于2的自然数；所述电压电流转换电路用于将控制电压转换为参考电流，并通过运算放大器与当前工作频段的功率输出级的采样电流进行比较，比较结果通过第一N选一的开关接入仅一个低压差稳压器，该低压差稳压器为当前工作频段的预放大器提供电源电压。
所述电源电压补偿电路用于对功率输出级的电源电压变化所引起的输出功率变化进行补偿。
所述可切换反馈网络用于将射频功率放大器的不同工作频段接入不同的反馈网络。
所述抗饱和电路用于将电压电流转换电路为当前工作频段的预放大器提供的电源电压负反馈回反馈节点或者负反馈回控制电压输入端；所述反馈节点是指所述运算放大器的同相输入端。
本申请取得的技术效果是：在电压电流转换电路中引入第一N选一的开关进行切换，以一个电压电流转换电路同时满足了多频段的功率控制要求，简化了电路结构，缩小了版图面积，降低了成本。电压电流转换电路通过负反馈控制当前工作频段的功率输出级的电流，实现了射频功率放大器的更高效率。抗饱和电路减缓射频功率放大器的负反馈电流控制环路进入饱和的深度，有效改进射频功率放大器的开关谱特性，并提升射频功率放大器的性能。电源电压补偿电路使得射频功率放大器的输出功率不随电源电压的变动而变化。可切换反馈网络可使射频功率放大器在不同的工作频段、不同的工作电流下，负反馈的电流控制环路都能稳定工作。
优选地，所述预放大器包括一个反相器和一个反馈电阻；所述反相器是在预放大器的电源电压和地之间依次级联PMOS晶体管和NMOS晶体管构成的，两个晶体管的栅极相连接作为反相器的输入端，两个晶体管相连接的漏极作为反相器的输出端；反馈电阻连接在反相器的输入端与输出端之间。这是预放大器的一种具体实现方式，仅作为示例。负反馈电阻用来确定直流偏置点，并提供射频功率放大器所需的的输入阻抗。
优选地，所述功率放大电路是在功率输出级的电源电压和地之间依次级联电感、共源晶体管和共栅晶体管；共源晶体管和共栅晶体管构成共源共栅结构一。所述电流采样电路包括共源共栅结构二，共源共栅结构二与共源共栅结构一构成共源共栅电流镜结构，用来采样流过功率放大电路中的两个功率晶体管的电流；所述电流采样电路还包括第二电流镜结构，第二电流镜结构将共源共栅电流镜输出的采样电流进一步缩小得到电流采样电路最终输出的采样电流。这是功率输出级的一种具体实现方式，仅作为示例。功率放大电路采用共源共栅结构一可以提高电压摆幅，两个电流镜结构用来采样功率晶体管的输出电流。
优选地，N个频段的功率输出级的采样电流通过第二N选一的开关连接到反馈节点，所述第二N选一的开关由开关控制信号进行控制。所述开关控制信号用来选择当前工作频段，因此可仅将当前工作频段的功率输出级的采样电流连接到反馈节点。
优选地，所述电压电流转换电路还包括滤波单元、电压产生单元；控制电压通过滤波单元连接到运算放大器的反相输入端，当前工作频段的功率输出级的采样电流通过电压产生单元在反馈节点产生反馈电压连接到到运算放大器的同相输入端；运算放大器的输出端通过第一N选一的开关分别连接N个低压差稳压器的调整管的栅极；每个低压差稳压器的漏极分别为一个工作频段的预放大器供电。滤波单元可以减少无关频段的信号干扰。电压产生单元可以将当前工作频段的功率输出级的采样电流转换为反馈电压，从而使得控制电压与反馈电压在运算放大器中进行比较。
优选地，所述滤波单元包括滤波电阻和滤波电容，控制电压通过滤波电阻接到运算放大器的反相输入端，运算放大器的反相输入端还通过滤波电容接地。这是滤波单元的一种具体实现方式，仅作为示例。
优选地，所述电压产生单元是电阻一和电阻二的并联支路，所述并联支路的一端接地，另一端连接反馈节点。这是电压产生单元的一种具体实现方式，仅作为示例。
进一步地，所述电压电流转换电路还包括PVT曲线调整电路；所述PVT曲线调整电路是在电阻二与地之间、或者是在运算放大器的同相输入端与电阻二之间增加串联一个接成二极管结构的NMOS晶体管或是接成二极管结构的PMOS晶体管。PVT曲线调整电路有利于改进射频功率放大器的开关谱。
进一步地，所述电压电流转换电路还包括密勒补偿电路；每个密勒补偿电路连接在一个低压差稳压器的调整管的栅极与漏极之间，包括一个密勒电容串联一个调零电阻。密勒补偿电路有助于提高负反馈电流控制环路的稳定性。
进一步地，所述电压电流转换电路还包括温度补偿电路；所述温度补偿电路是将电阻一、电阻二均采用正温度系数的电阻和负温度系数的电阻串联构成。温度补偿电路有助于在不同的温度下保证射频功率放大器的功率输出级的输出功率稳定。
进一步地，所述温度补偿电路还包括第三N选一的开关，用来切换不同工作频段连入电路的正温度系数和负温度系数电阻数量。这样可以同时对输出功率的温度特性进行调整。
进一步地，所述抗饱和电路包括N对监测晶体管和监测电阻的组合；每个组合用来监测一个频段的负反馈电流控制环路的饱和程度。每个监测晶体管的栅极连接每个低压差稳压器的调整管的栅极，其源极连接每个低压差稳压器的调整管的漏极，其漏极通过每个监测电阻连接反馈节点。这是抗饱和电路的一种具体实现方式。抗饱和电路实现了对当前工作频段的调整管的漏极电压输出的动态调整，避免整个射频功率放大器的负反馈电流控制环路过早进入饱和，减缓了负反馈电流控制环路进入饱和的深度，改善了射频功率放大器的开关谱。
进一步地，所述抗饱和电路包括第四N选一的开关、监测晶体管三、监测晶体管四、监测晶体管五、电流源和监测电阻三。所述第四N选一的开关受开关控制信号控制，用来将当前工作频段的调整管的漏极连接到监测晶体管三的源极，用来监测当前工作频段的负反馈电流控制环路的饱和程度。监测晶体管三的栅极连接运算放大器的输出端，其漏极连接监测晶体管四的漏极。监测晶体管四的栅极和漏极相连接，其源极通过监测电阻三接地。监测晶体管五的栅极连接监测晶体管四的栅极，其漏极连接运算放大器的反相输入端，其源极通过电流源接地。这是抗饱和电路的另一种具体实现方式。所述抗饱和电路实现了对当前工作频段的调整管的漏极电压输出的动态调整，避免整个射频功率放大器的负反馈电流控制环路过早进入饱和，减缓了负反馈电流控制环路进入饱和的深度，改善了射频功率放大器的开关谱。
优选地，所述电源电压补偿电路包括一个差分放大电路和一个电流镜；所述差分放大电路跟踪电源电压的变化，所述电流镜产生与电源电压的变化趋势相同的补偿电流。这是电源电压补偿电路的一种具体实现方式，仅作为示例。
优选地，所述可切换反馈网络包括N个反馈网络、第五N选一的开关；通过第五N选一的开关切换不同的反馈网络接入射频功率放大器。这是可切换反馈网络的一种具体实现方式，仅作为示例。
优选地，所述反馈网络均为电阻或者等效为电阻的MOS管。这是反馈网络的一种具体实现方式，仅作为示例。
优选地，当所述N选一的开关为二选一的开关时，包括两个CMOS传输门和一个反相器。这是N选一的开关的一种具体实现方式，仅作为示例。
本申请提供的实现多频段切换和抗饱和的射频功率放大器能够广泛应用于通过控制电压Vramp控制输出功率的射频功率放大器，具有工作稳定可靠的特点，并具有如下有益效果。
其一，通过电压电流转换电路内部的第一N选一开关切换，可以同时满足多个工作频段的功率控制要求；在电压电流转换电路内部最大程度地复用了电路，降低了功耗，缩小了版图面积，降低了成本。
其二，通过电压电流转换电路将控制电压Vramp转换为参考电流Iramp，构建负反馈的电流控制环路来控制射频功率放大器的功率输出级的电流，从而实现更高的效率。
其三，在电压电流转换电路中进一步集成了PVT曲线调整电路、密勒补偿电路、温度补偿电路，具有集成度高，工作可靠稳定的特点。PVT曲线调整电路有助于射频功率放大器的PVT曲线的调整，有利于改进射频功率放大器的开关谱。密勒补偿电路有助于提高负反馈电流控制环路的稳定性。温度补偿电路有助于在不同的温度下保证射频功率放大器的功率输出级的输出功率稳定。
其四，通过可切换反馈网络，对射频功率放大器的负反馈电流控制环路进行频率补偿，使得射频功率放大器在不同的工作频段、不同的工作电流下，负反馈的电流控制环路都能稳定工作，在射频功率放大器从开启到关断的整个工作电流区间保持负反馈电流控制环路的稳定性。
其五，通过电源电压补偿电路，使得射频功率放大器的输出功率不随电源电压的变动而变化。
其六，通过抗饱和电路，减缓了负反馈电流控制环路进入饱和的深度，改善了射频功率放大器的开关谱。
附图说明
图1是本申请提供的实现多频段切换和抗饱和的射频功率放大器的一个实施例的电路结构示意图。
图1a是图1的一种变形电路结构示意图。
图2是图1、图1a中的预放大器的一个实施例的电路结构示意图。
图3是图1、图1a中的功率输出级的一个实施例的电路结构示意图。
图4是图1、图1a中的可切换反馈网络的一个实施例的电路结构示意图。
图5是图1、图1a中的电压电流转换电路和抗饱和电路的一个实施例的电路结构示意图。
图5a是图5的一种变形电路结构示意图。
图6是图5、图5a中的温度补偿电路的一个实施例的电路结构示意图。
图7是图1、图1a中的电源电压补偿电路的一个实施例的电路结构示意图。
图中附图标记说明：Vin为射频输入信号；Vpre为经过预先放大的射频信号；Vout为射频输出信号；Vramp为控制电压；Vldo为预放大器的电源电压；Vcc为功率输出级的电源电压；Iramp为参考电流；Icomp为补偿电流；Imir为采样电流；M为MOS晶体管；Rf为反馈电阻；L为电感；Vcascode为共栅晶体管的栅极偏置电压；VBS为开关控制信号；INV为反相器；TG为CMOS传输门；F为反馈网络；FB为反馈节点；Vfb为反馈电压；OP为运算放大器；MA为低压差稳压器的调整管；MB为PVT曲线调整电路的晶体管；MS为监测晶体管；RS、RSAT为监测电阻；ISAT为电流源；Rp为正温度系数的电阻；Rn为负温度系数的电阻；D为二极管；Iss为尾电流源。
具体实施方式
请参阅图1、图1a，这是本申请提供的实现多频段切换和抗饱和的射频功率放大器的一个实施例。该实施例所示的射频功率放大器可在两个频段之间进行切换，例如是在GSM频段和DCS频段之间进行切换。所述实现多频段切换和抗饱和的射频功率放大器包括预放大器、功率输出级、电压电流转换电路、电源电压补偿电路、可切换反馈网络和抗饱和电路。
所述预放大器的数量与可切换的频段数量相同。每个预放大器用于将一个频段的射频输入信号Vin进行预先放大以获得更大的动态范围，输出一路经过预先放大的射频信号Vpre。
所述功率输出级的数量与可切换的频段数量相同，每个预放大器分别连接一个功率输出级。每个功率输出级进一步包括功率放大电路和电流采样电路。所述功率放大电路用于在控制电压Vramp的控制下，将一路经过预先放大的射频信号Vpre进行功率放大得到输出功率Vout。所述输出功率Vout经过匹配电路后，由天线发射出去。所述匹配电路的数量与可切换的频段数量相同，每个功率输出级分别连接一个匹配电路。所述天线例如仅有一个。所述电流采样电路用来对所在功率输出级中流过功率晶体管的电流进行采样，得到采样电流Imir。
所述电压电流转换电路优选仅有一个，其进一步包括运算放大器、第一N选一的开关、N个低压差稳压器(Low-dropout regulator，LDO)，其中N为可切换的频段数量，N为大于或等于2的自然数。所述电压电流转换电路用于将控制电压Vramp转换为与控制电压Vramp成正比的参考电流Iramp，并通过运算放大器与当前工作频段的功率输出级的采样电流Imir进行比较，比较结果(即运算放大器的输出)通过第一N选一的开关接入仅一个低压差稳压器，该低压差稳压器为当前工作频段的预放大器提供电源电压Vldo。
所述电源电压补偿电路优选仅有一个，用于对功率输出级的电源电压Vcc变化引起的输出功率Vout变化进行补偿，使得不同的电源电压Vcc下功率输出级的的输出功率Vout保持恒定。
所述可切换反馈网络优选仅有一个，用于根据射频功率放大器的当前工作频段接入不同的反馈网络，使得射频功率放大器在不同的工作频段、不同的工作电流下，负反馈控制环路都能稳定工作。
所述抗饱和电路优选仅有一个，用于将电压电流转换电路为当前工作频段的预放大器提供的电源电压Vldo负反馈回反馈节点FB(如图1所示)或者负反馈回控制电压Vramp输入端(如图1a所示)，由此减缓射频功率放大器的负反馈电流控制环路进入饱和的深度，有效改进射频功率放大器的开关谱特性，并提升射频功率放大器的性能。
在图1、图1a中的反馈节点FB的位置，即电压电流转换电路中的运算放大器的同相输入端，该位置有电压电流转换电路注入的参考电流Iramp，有电源电压补偿电路抽取的补偿电流Icomp，有当前工作频段的功率输出级抽取的采样电流Imir。以当前工作频段为GSM为例，就有Iramp＝Icomp+Imir1。当控制电压Vramp升高时，参考电流Iramp随之升高，假定补偿电流Icomp不变，那么当前工作频段的功率输出级的采样电流Imir随之增大，这也从另一个角度反映出当前工作频段的功率输出级中流过功率晶体管的电流增大，使得射频功率放大器的输出功率Vout增大；反之亦然。
图1、图1a所示的实现多频段切换和抗饱和的射频功率放大器中，从预放大器、功率输出级、匹配电路到天线构成了放大通道。在放大通道上，两个频段的射频输入信号Vin1、Vin2分别进入两个预放大器，每个预放大器用于将一路射频输入信号进行预先放大。两路预放大器输出的射频信号Vpre1、Vpre2再分别进入两个功率输出级进行功率放大得到两路输出功率Vout1、Vout2，分别经过两个匹配电路后，由同一个天线发射出去。
同时，所述功率输出级、电压电流转换电路与预放大器依次连接构成了射频功率放大器的负反馈电流控制环路。当控制电压Vramp升高时，电压电流转换电路提供给当前工作频段的预放大器的电源电压Vldo升高，当前工作频段的预放大器的输出电压Vpre提高，从而提高了当前工作频段的功率输出级的偏置电压，使得当前工作频段的功率输出级中流过功率晶体管的电流随之增大。此时，一方面使得当前工作频段的功率输出级的输出功率Vout随之增大，体现了控制电压Vramp对射频功率放大器的输出功率Vout的调节作用；另一方面使当前工作频段的功率输出级的采样电流Imir随之增大，从而使反馈节点FB的反馈电压Vfb升高。反馈电压Vfb通过电压电流转换电路中的运算放大器拉高了为当前工作频段的预放大器提供电源电压Vldo的那个低压差稳压器的调整管的栅极电压，使当前工作频段的预放大器的电源电压Vldo有减小的趋势。这样就通过负反馈构成一个完整的电流控制环路，实现了对射频功率放大器的输出功率的闭环控制。
本申请实现多频段切换和抗饱和的射频功率放大器通过在电压电流转换电路中引入第一N选一的开关进行切换，以一个电流控制环路同时满足了GSM和DCS双频段的功率控制要求，简化了电路，缩小了版图面积，降低了成本，具有广泛的应用前景。基于相同原理，也可实现多频段切换和抗饱和的射频功率放大器。所述一个电流控制环路是指由电压电流转换电路、预放大器、功率输出级依次连接构成的负反馈电流控制环路。
请参阅图2，这是图1、图1a中的预放大器的一个实施例。所述预放大器包括一个反相器和一个反馈电阻Rf。所述反相器是在预放大器的电源电压Vldo和地之间依次级联PMOS晶体管一M1和NMOS晶体管二M2构成的，两个晶体管M1和M2的栅极相连接作为反相器的输入端，两个晶体管M1和M2的漏极相连接作为反相器的输出端。反馈电阻Rf连接在反相器的输入端与输出端之间。反相器的输入端接收一路射频输入信号Vin，反相器的输出端对外输出一路经过预先放大的射频信号Vpre。反馈电阻Rf用来确定直流偏置点，并提供射频功率放大器所需的的输入阻抗。用于不同频段的预放大器可以采用相同的电路结构。
请参阅图3，这是图1、图1a中的功率输出级的一个实施例。所述功率输出级包括功率放大电路和电流采样电路。
所述功率放大电路是在功率输出级的电源电压Vcc和地之间依次级联电感L1、晶体管四M4和晶体管三M3。晶体管三M3采用共源极连接方式，晶体管四M4采用共栅极连接方式，晶体管三M3和晶体管四M4构成共源共栅结构一。一路经过预先放大的射频信号Vpre进入晶体管三M3的栅极，由晶体管三M3的漏极进入晶体管四M4的源极，在晶体管四M4的漏极输出功率放大后的射频信号Vout。所述功率放大电路采用共源共栅结构可以提高输出电压的摆幅。所述电感L1优选为choke电感，也称扼流圈(choke inductor)，起到通直流、隔交流的作用。
所述电流采样电路是在功率输出级的电源电压Vcc和地之间依次级联晶体管七M7、晶体管六M6和晶体管五M5，还包括晶体管八M8。晶体管五M5采用共源极连接方式，晶体管六M6采用共栅极连接方式，晶体管五M5和晶体管六M6构成共源共栅结构二。晶体管五M5与晶体管三M3的栅极相连接，晶体管六M6和晶体管四M4的栅极相连接，共源共栅结构二与共源共栅结构一构成M：1的共源共栅电流镜结构，用来采样流过功率放大电路中的两个功率晶体管M3、M4的电流。所述共源共栅电流镜输出的中间采样电流是流过功率放大电路中的功率晶体管的电流缩小M倍。晶体管七M7的栅极与漏极相连接，并连接晶体管六M6的漏极。晶体管八M8的源极连接功率输出级的电源电压Vcc，漏极连接反馈节点FB并从反馈节点FB抽取采样电流Imir。晶体管八M8和晶体管七M7的栅极相连接构成N：1的PMOS电流镜结构，将共源共栅电流镜输出的中间采样电流进一步缩小N倍得到电流采样电路最终输出的采样电流Imir。这样，功率输出级获取的采样电流Imir增大M×N倍即为流过功率晶体管的电流，通过选取元件参数可以调节比例系数M和/或N，从而优化负反馈电流控制环路的稳定性和射频功率放大器的效率。
其中，晶体管三M3、晶体管四M4、晶体管五M5、晶体管六M6例如均为NMOS晶体管。晶体管七M7、晶体管八M8例如均为PMOS晶体管。共栅极连接方式的晶体管四M4、晶体管六M6具有栅极偏置电压Vcascode。
图3所示的功率输出级在用于不同频段时，可以采用相同的电路结构，但其中各元件可以具有不同参数，以得到不同大小的比例系数M、N，从而优化不同工作频段的负反馈电流控制环路的稳定性和不同工作频段下射频功率放大器的效率。
请参阅图4，这是图1、图1a中的可切换反馈网络的一个实施例。所述可切换反馈网络包括反馈网络一F1、反馈网络二F2、反相器一INV1、CMOS传输门一TG1和CMOS传输门二TG2。每个CMOS传输门由上、下两路反相信号控制通断，当上端的控制信号为低电平，下端的控制信号为高电平时，传输门导通；反之，当上端的控制信号为高电平，下端的控制信号为低电平时，传输门断开。开关控制信号VBS连接CMOS传输门一TG1的反相控制端、反相器一INV1的输入端、CMOS传输门二TG2的同相控制端。反相器一INV1的输出端连接CMOS传输门一TG1的同相控制端和CMOS传输门二TG2的反相控制端。反相器一INV1、CMOS传输门一TG1和CMOS传输门二TG2构成了第五N选一的开关，此时N为二。CMOS传输门一TG1与反馈网络一F1串联在反馈节点FB和预放大器一的电源端Vldo1之间。CMOS传输门二TG2与反馈网络二F2串联在反馈节点FB和预放大器二的电源端Vldo2之间。当开关控制信号VBS为低电平时，CMOS传输门一TG1导通、CMOS传输门二TG2断开，反馈网络一F1接入到反馈节点FB和预放大器一的电源端Vldo1之间。当开关控制信号VBS为高电平时，CMOS传输门一TG1断开、CMOS传输门二TG2导通，反馈网络二F2接入到反馈节点FB和预放大器二的电源端Vldo2之间。由此通过开关控制信号VBS可切换不同的反馈网络接入射频功率放大器以适应不同频段的射频信号。在射频功率放大器正常工作时，射频功率放大器随控制电压Vramp周期性地开启和关闭，功率输出级的电流变化范围高达0至2A，给整个负反馈电流控制环路的稳定带来较大的挑战。所述可切换反馈网络在所述电压电流转换电路中的调整管的漏极与反馈节点FB之间引入正反馈。当调整管的漏极输出电压Vldo升高时，反馈节点FB的电压Vfb也升高，从而使得所述电压电流转换电路中的运算放大器的输出电压升高，降低了调整管的漏极输出电压Vldo，增加了负反馈电流控制环路的稳定性。
优选地，反馈网络一F1、反馈网络二F2均为一个电阻、或者是多个电阻的串联和/或并联的任意组合。其中的电阻可以是等效为电阻的MOS管。
与图4采用相同结构，对应于两个工作频段的功率输出级的采样电流Imir1、Imir2也是通过由两个CMOS传输门和一个反相器构成的第二N选一的开关连接到反馈节点FB(未图示)，此时N为二。所述第二N选一的开关受到开关控制信号VBS的控制。请参阅图1，当开关控制信号VBS为低电平时，例如功率输出级一的采样电流Imir1连接到反馈节点FB，功率输出级二的采样电流Imir2与反馈节点FB之间以虚线表示未连接。请参阅图1a，当开关控制信号VBS为高电平时，例如功率输出级二的采样电流Imir2连接到反馈节点FB，功率输出级一的采样电流Imir1与反馈节点FB之间以虚线表示未连接。
请参阅图5，这是图1、图1a中的电压电流转换电路和抗饱和电路的一个实施例。
图5中，所述电压电流转换电路包括滤波单元、电压产生单元、运算放大器OP、第一N选一的开关、N个低压差稳压器。其中N为可切换的频段数量，N为大于或等于2的自然数。控制电压Vramp通过滤波电阻R0连接到运算放大器OP的反相输入端，运算放大器OP的反相输入端还通过滤波电容C0接地。滤波电阻R0和滤波电容C0就构成了滤波单元。当前工作频段的功率输出级的采样电流Imir输出在电阻一R1和电阻二R2的并联支路上(此时假定虚线表示的晶体管MB不存在)，在反馈节点FB的位置产生反馈电压Vfb，连接到到运算放大器OP的同相输入端。电阻一R1和电阻二R2的并联支路就构成了电压产生单元。CMOS传输门三TG3、CMOS传输门四TG4受开关控制信号VBS控制，与反相器二INV2一起构成了第一N选一的开关，此时N为二。运算放大器OP的输出端通过所述第一N选一的开关，或者连接到调整管一MA1的栅极，或者连接到调整管二MA2的栅极。调整管一MA1、调整管二MA2分别构成两个低压差稳压器。调整管一MA1的源极连接电源电压Vcc，漏极连接预放大器一的电源端。调整管二MA2的源极连接电源电压Vcc，漏极连接预放大器二的电源端。当开关控制信号VBS为低电平时，CMOS传输门三TG3导通、CMOS传输门四TG4断开，运算放大器OP的输出端仅连接到调整管一MA1的栅极，调整管一MA1的漏极向预放大器一提供电源电压Vldo1。当开关控制信号VBS为高电平时，CMOS传输门三TG3断开、CMOS传输门四TG4导通，运算放大器OP的输出端仅连接到调整管二MA2的栅极，调整管二MA2的漏极向预放大器二提供电源电压Vldo2。通过所述第一N选一的开关切换，所述电压电流转换电路得以复用滤波单元、电压产生单元、运算放大器OP，从而减小了占用的芯片面积，降低了成本。所述电压电流转换电路还具有电路简洁、功能完善、集成度高、工作稳定可靠的优点。
以开关控制信号VBS为低电平举例说明，此时工作频段为GSM，预放大器一、功率输出级一、匹配电路一相继构成的放大通道工作。当控制电压Vramp升高时，运算放大器OP的输出电压Vg降低，这使调整管一MA1的栅极电压降低，进而使调整管一MA1的漏极电压即预放大器一的电源电压Vldo1升高，预放大器一的输出电压Vpre1提高，从而提高了功率输出级一的栅极电压，使得功率输出级一中流过功率晶体管的电流随之增大。这使功率输出级一的采样电流Imir1随之增大，从而使反馈节点FB的反馈电压Vfb升高。最终负反馈电流控制环路的高增益使得反馈节点FB的反馈电压Vfb最终稳定于控制电压Vramp。
图5中，所述抗饱和电路包括监测晶体管一MS1、监测电阻一RS1、监测晶体管二MS2、监测电阻二RS2。监测晶体管一MS1例如为PMOS晶体管，其栅极连接调整管一MA1的栅极，其源极连接调整管一MA1的漏极，其漏极通过监测电阻一RS1连接反馈节点FB。监测晶体管二MS2例如为PMOS晶体管，其栅极连接调整管二MA2的栅极，其源极连接调整管二MA2的漏极，其漏极通过监测电阻二RS2连接反馈节点FB。监测晶体管一MS1和监测电阻一RS1用来监测一个工作频段例如GSM频段的负反馈电流控制环路的饱和程度。监测晶体管二MS2和监测电阻二RS2用来监测另一个工作频段例如DCS频段的负反馈电流控制环路的饱和程度。以GSM频段为例，当调整管一MA1的漏极电压Vldo1升高时，通过监测晶体管一MS1使得运算放大器OP的输出电压Vg也升高，实现了调整管一MA1的漏极电压Vldo1的负反馈电压调整。当调整管一MA1的漏极电压Vldo1升高到使得负反馈电流控制环路饱和后，通过监测晶体管一MS1和监测电阻一RS1向反馈节点FB注入一个电流，从而使得反馈节点FB的反馈电压Vfb升高，运算放大器OP的输出电压Vg也升高。这样便通过抗饱和电路的负反馈支路实现了对调整管一MA1的漏极电压Vldo1输出的动态调整，避免整个射频功率放大器的负反馈电流控制环路过早进入饱和，减缓了负反馈电流控制环路进入饱和的深度，改善了射频功率放大器的开关谱。
请参阅图5a，这是图1中的电压电流转换电路和抗饱和电路的另一个实施例。其中的电压电流转换电路与图5相同，区别仅在于抗饱和电路。
图5a中，所述抗饱和电路包括CMOS传输门五TG5、CMOS传输门六TG6、监测晶体管三MS3、监测晶体管四MS4、监测晶体管五MS5、电流源ISAT和监测电阻三RSAT。CMOS传输门五TG5、CMOS传输门六TG6受开关控制信号VBS控制，与反相器二INV2一起构成了第三N选一的开关，此时N为二。监测晶体管三MS3的源极通过所述第三N选一的开关，或者连接到调整管一MA1的漏极，或者连接到调整管二MA2的漏极。监测晶体管三MS3的栅极连接运算放大器OP的输出端，其漏极连接监测晶体管四MS4的栅极。监测晶体管四MS4的栅极和漏极相连接，其源极通过监测电阻三RSAT接地。监测晶体管五MS5的栅极连接监测晶体管四MS4的栅极，其漏极连接运算放大器OP的反相输入端，其源极通过电流源ISAT接地。所述抗饱和电路通过所述第三N选一的开关控制，分别用来检测两个频段的负反馈电流控制环路的饱和程度。以GSM频段为例，当调整管一MA1的漏极电压Vldo1升高时，通过监测晶体管三MS3使得运算放大器OP的输出电压Vg也升高，实现了调整管一MA1的漏极电压Vldo1的负反馈电压调整。当调整管一MA1的漏极电压Vldo1升高到使得负反馈电流控制环路饱和后，监测晶体管三MS3、监测晶体管四MS4和监测电阻三RSAT的支路导通，通过监测晶体管五MS5和电流源ISAT的支路将运算放大器OP的反相输入端电压下拉到地，这样就降低了控制电压Vramp对运算放大器OP的反相输入端的输入影响，提高了运算放大器OP的输出电压Vg。这样便通过抗饱和电路的负反馈支路实现了对调整管一MA1的漏极电压Vldo1输出的动态调整，避免整个射频功率放大器的负反馈电流控制环路过早进入饱和，减缓了负反馈电流控制环路进入饱和的深度，改善了射频功率放大器的开关谱。
图5、图5a给出了抗饱和电路的两种实现方式，均在抗饱和电路引入了两个负反馈支路。第一负反馈支路是在调整管的漏极与栅极之间引入电压负反馈，稳定了低压差稳压器的输出电压。第二负反馈支路是在反馈节点FB或者控制电压Vramp输入端引入电流负反馈。通过引入两个负反馈支路，所述抗饱和电路实现了对当前工作频段的低压差稳压器的输出电压Vldo的动态调整，避免整个射频功率放大器的负反馈电流控制环路过早进入饱和，减缓了负反馈电流控制环路进入饱和的深度，改善了射频功率放大器的开关谱。
图5、图5a给出的同一种电压电流转换电路中，还可选的包括如下结构。
优选地，所述电压电流转换电路中还包括PVT曲线调整电路。所述PVT曲线调整电路是在电阻二R2与地之间增加串联一个NMOS晶体管MB，在图5、图5a中以虚线表示。所述NMOS晶体管MB接成二极管结构，即栅极和漏极相连接，并连接到电阻二R2；源极接地。当控制电压Vramp小于NMOS晶体管MB的阈值电压时，电阻二R2所在支路断开，仅有电阻一R1支路接入电路，这使得反馈节点FB的反馈电压Vfb升高，运算放大器OP的输出电压Vg升高，当前工作频段的预放大器的电源电压Vldo降低，当前工作频段的预放大器的输出电压Vpre降低，从而降低了当前工作频段的功率输出级中的晶体管三M3的栅极电压，使得流过功率晶体管M3、M4的电流减小。当控制电压Vramp大于或等于NMOS晶体管MB的阈值电压时，电阻二R2所在支路接入电路，这使得反馈节点FB的反馈电压Vfb降低，运算放大器OP的输出电压Vg降低，当前工作频段的预放大器的电源电压Vldo升高，当前工作频段的预放大器的输出电压Vpre升高，从而升高了当前工作频段的功率输出级中的晶体管三M3的栅极电压，使得流过功率晶体管M3、M4的电流增大。这有助于改进射频功率放大器的开关谱。基于图5、图5a的相同原理，所述PVT曲线调整电路也可将接成二极管结构的NMOS晶体管改为接成二极管结构的PMOS晶体管，或者改为在运算放大器OP的同相输入端与电阻二R2之间增加串联一个接成二极管结构的NMOS晶体管或是接成二极管结构PMOS晶体管(未图示)。
优选地，所述电压电流转换电路中还包括密勒补偿电路。所述密勒补偿电路一MC1连接在调整管一MA1的栅极与漏极之间，例如是一个密勒电容串联一个调零电阻；所述密勒补偿电路二MC2连接在调整管二MA2的栅极与漏极之间，例如是一个密勒电容串联一个调零电阻；均在图5、图5a中以虚线表示。所述密勒补偿电路通过极点分离提高了负反馈电流控制环路的相位裕度，从而提高了负反馈电流控制环路稳定性。
优选地，所述电压电流转换电路中还包括温度补偿电路。请参阅图6，这是图5、图5a中的温度补偿电路的一个实施例。所述温度补偿电路是将图5、图5a中的电阻一R1、电阻二R2均采用正温度系数的电阻Rp和负温度系数的电阻Rn串联构成。通过调节正温度系数的电阻Rp和负温度系数的电阻Rn的温度系数，可以调节功率晶体管的采样电流的温度系数，进而可以调节射频功率放大器的输出功率的温度系数，得到不随温度变化的输出功率。所述温度补偿电路还包括CMOS传输门七TG7、CMOS传输门八TG8和反相器三INV3，CMOS传输门七TG7、CMOS传输门八TG8均受开关控制信号VBS控制，与反相器三INV3一起构成了第四N选一的开关，此时N为二。对于双频段应用来说，可以通过开关控制信号VBS切换连入电路的正温度系数和负温度系数电阻数量，这样对于不同的工作频段可以分别调整输出功率以及温度系数，得到了额外的设计自由度。例如图6中，CMOS传输门七TG7与电阻Rp1并联，CMOS传输门八TG8与电阻Rn1并联。当开关控制信号VBS为低电平时，CMOS传输门七TG7导通、CMOS传输门八TG8断开，相当于将电阻Rp1短接，使得接入电路的电阻减小，有利于得到更大的输出功率。当开关控制信号VBS为高电平时，CMOS传输门七TG7断开、CMOS传输门八TG8导通，相当于将电阻Rn1短接，使得接入电路的电阻减小，有利于得到更大的输出功率。因此，通过调节接入电路的正温度系数和负温度系数电阻的数目，可以同时对输出功率的温度特性进行调整。
请参阅图7，这是图1、图1a中的电源电压补偿电路的一个实施例。所述电源电压补偿电路包括一个差分放大电路和一个电流镜。所述差分放大电路主要由晶体管九M9至晶体管十二M12和尾电流源Iss构成。晶体管九M9的栅极通过电阻三R3连接电源电压Vcc，还通过多个串联的二极管D1至Dn钳位在最低工作电压(例如3.5V)。晶体管十M10的栅极通过电阻四R4连接电源电压Vcc。晶体管九M9的源极、晶体管十M10的源极相连接，并通过尾电流源Iss接地。晶体管十一M11的源极、晶体管十二M12的源极均连接到电源电压Vcc。晶体管十一M11的栅极和漏极、晶体管十二M12的栅极相连接。晶体管十一M11的漏极连接晶体管九M9的漏极。晶体管十二M12的漏极连接晶体管十M10的漏极，并连接到晶体管十三M13的漏极。所述电流镜主要由晶体管十三M13和晶体管十四M14构成。晶体管十三M13的源极、晶体管十四M14的源极均连接到电源电压Vcc。晶体管十三M13的栅极与漏极均与晶体管十四M14的栅极相连接。晶体管十四M14的漏极从反馈节点FB抽取补偿电流Icomp。当电源电压Vcc升高时，晶体管十M10的电流增大，晶体管十二M12的电流减小，从而使得晶体管十三M13的电流增大，通过所述电流镜电路而使晶体管十四M14的电流也增大。这样从反馈节点FB抽取的补偿电流Icomp增大，当参考电流Iramp不变时就使得采样电流Imir减小，进而使得流过功率晶体管的电流也减小，使得射频功率放大器的输出功率减小；反之亦然。这样所述差分放大电路跟踪电源电压的变化，所述电流镜产生与电源电压的变化趋势相同的补偿电流。所述电源电压补偿电路就可以在电源电压Vcc发生变化时，对其导致的射频功率放大器的输出功率的变化进而补偿，使得不同的电源电压下射频功率放大器的输出功率保持恒定。
以上仅为本申请的优选实施例，并不用于限定本申请。对于本领域的技术人员来说，本申请可以有各种更改和变化。凡在本申请的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本申请的保护范围之内。
Claims (17)
1.一种实现多频段切换和抗饱和的射频功率放大器，其特征是，包括预放大器、功率输出级、电压电流转换电路、电源电压补偿电路、可切换反馈网络和抗饱和电路；
所述预放大器的数量与可切换的频段数量相同；每个预放大器用于将一个频段的射频输入信号进行预先放大；
所述功率输出级的数量与可切换的频段数量相同，每个预放大器分别连接一个功率输出级；每个功率输出级进一步包括功率放大电路和电流采样电路；所述功率放大电路用于在控制电压的控制下，将一路经过预先放大的射频信号进行功率放大得到输出功率；所述电流采样电路用来对所在功率输出级中流过功率晶体管的电流进行采样，得到采样电流；
所述电压电流转换电路进一步包括运算放大器、第一N选一的开关、N个低压差稳压器，其中N为可切换的频段数量，N为大于或等于2的自然数；所述电压电流转换电路用于将控制电压转换为参考电流，并通过运算放大器与当前工作频段的功率输出级的采样电流进行比较，比较结果通过第一N选一的开关接入仅一个低压差稳压器，该低压差稳压器为当前工作频段的预放大器提供电源电压；
所述电源电压补偿电路用于对功率输出级的电源电压变化所引起的输出功率变化进行补偿；
所述可切换反馈网络用于将射频功率放大器的不同工作频段接入不同的反馈网络；
所述抗饱和电路用于将电压电流转换电路为当前工作频段的预放大器提供的电源电压负反馈回反馈节点或者负反馈回控制电压输入端；所述反馈节点是指所述运算放大器的同相输入端。
2.根据权利要求1所述的实现多频段切换和抗饱和的射频功率放大器，其特征是，所述预放大器包括一个反相器和一个反馈电阻；所述反相器是在预放大器的电源电压和地之间依次级联PMOS晶体管和NMOS晶体管构成的，两个晶体管的栅极相连接作为反相器的输入端，两个晶体管相连接的漏极作为反相器的输出端；反馈电阻连接在反相器的输入端与输出端之间。
3.根据权利要求1所述的实现多频段切换和抗饱和的射频功率放大器，其特征是，所述功率放大电路是在功率输出级的电源电压和地之间依次级联电感、共源晶体管和共栅晶体管；共源晶体管和共栅晶体管构成共源共栅结构一；
所述电流采样电路包括共源共栅结构二，共源共栅结构二与共源共栅结构一构成共源共栅电流镜结构，用来采样流过功率放大电路中的两个功率晶体管的电流；所述电流采样电路还包括第二电流镜结构，第二电流镜结构将共源共栅电流镜输出的采样电流进一步缩小得到电流采样电路最终输出的采样电流。
4.根据权利要求3所述的实现多频段切换和抗饱和的射频功率放大器，其特征是，N个频段的功率输出级的采样电流通过第二N选一的开关连接到反馈节点，所述第二N选一的开关由开关控制信号进行控制，仅将当前工作频段的功率输出级的采样电流连接到反馈节点。
5.根据权利要求1所述的实现多频段切换和抗饱和的射频功率放大器，其特征是，所述电压电流转换电路还包括滤波单元、电压产生单元；控制电压通过滤波单元连接到运算放大器的反相输入端，当前工作频段的功率输出级的采样电流通过电压产生单元在反馈节点产生反馈电压连接到到运算放大器的同相输入端；运算放大器的输出端通过第一N选一的开关分别连接N个低压差稳压器的调整管的栅极；每个低压差稳压器的漏极分别为一个工作频段的预放大器供电。
6.根据权利要求5所述的实现多频段切换和抗饱和的射频功率放大器，其特征是，所述滤波单元包括滤波电阻和滤波电容，控制电压通过滤波电阻接到运算放大器的反相输入端，运算放大器的反相输入端还通过滤波电容接地。
7.根据权利要求5所述的实现多频段切换和抗饱和的射频功率放大器，其特征是，所述电压产生单元是电阻一和电阻二的并联支路，所述并联支路的一端接地，另一端连接反馈节点。
8.根据权利要求5所述的实现多频段切换和抗饱和的射频功率放大器，其特征是，所述电压电流转换电路还包括PVT曲线调整电路；所述PVT曲线调整电路是在电阻二与地之间、或者是在运算放大器的同相输入端与电阻二之间增加串联一个接成二极管结构的NMOS晶体管或者PMOS晶体管。
9.根据权利要求5所述的实现多频段切换和抗饱和的射频功率放大器，其特征是，所述电压电流转换电路还包括密勒补偿电路；每个密勒补偿电路连接在一个低压差稳压器的调整管的栅极与漏极之间，包括一个密勒电容串联一个调零电阻。
10.根据权利要求6所述的实现多频段切换和抗饱和的射频功率放大器，其特征是，所述电压电流转换电路还包括温度补偿电路；所述温度补偿电路是将电阻一、电阻二均采用正温度系数的电阻和负温度系数的电阻串联构成。
11.根据权利要求10所述的实现多频段切换和抗饱和的射频功率放大器，其特征是，所述温度补偿电路还包括第三N选一的开关，用来切换不同工作频段连入电路的正温度系数和负温度系数电阻数量。
12.根据权利要求1所述的实现多频段切换和抗饱和的射频功率放大器，其特征是，所述抗饱和电路包括N对监测晶体管和监测电阻的组合；每个组合用来监测一个频段的负反馈电流控制环路的饱和程度；
每个监测晶体管的栅极连接每个低压差稳压器的调整管的栅极，其源极连接每个低压差稳压器的调整管的漏极，其漏极通过每个监测电阻连接反馈节点。
13.根据权利要求1所述的实现多频段切换和抗饱和的射频功率放大器，其特征是，所述抗饱和电路包括第四N选一的开关、监测晶体管三、监测晶体管四、监测晶体管五、电流源和监测电阻三；
所述第四N选一的开关受开关控制信号控制，用来将当前工作频段的调整管的漏极连接到监测晶体管三的源极；
监测晶体管三的栅极连接运算放大器的输出端，其漏极连接监测晶体管四的漏极；
监测晶体管四的栅极和漏极相连接，其源极通过监测电阻三接地；
监测晶体管五的栅极连接监测晶体管四的栅极，其漏极连接运算放大器的反相输入端，其源极通过电流源接地。
14.根据权利要求1所述的实现多频段切换和抗饱和的射频功率放大器，其特征是，所述电源电压补偿电路包括一个差分放大电路和一个电流镜；所述差分放大电路跟踪电源电压的变化，所述电流镜产生与电源电压的变化趋势相同的补偿电流。
15.根据权利要求1所述的实现多频段切换和抗饱和的射频功率放大器，其特征是，所述可切换反馈网络包括N个反馈网络、第五N选一的开关；通过第五N选一的开关切换不同的反馈网络接入射频功率放大器。
16.根据权利要求15所述的实现多频段切换和抗饱和的射频功率放大器，其特征是，所述反馈网络均为电阻或者等效为电阻的MOS管。
17.根据权利要求1、4、5、11、13、15中任一项所述的实现多频段切换和抗饱和的射频功率放大器，其特征是，当所述N选一的开关为二选一的开关时，包括两个CMOS传输门和一个反相器。
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| CN201810883682.3A CN110808714B (zh) | 2018-08-06 | 2018-08-06 | 一种实现多频段切换和抗饱和的射频功率放大器 |
Applications Claiming Priority (1)
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|---|---|---|---|
| CN201810883682.3A CN110808714B (zh) | 2018-08-06 | 2018-08-06 | 一种实现多频段切换和抗饱和的射频功率放大器 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| CN110808714A CN110808714A (zh) | 2020-02-18 |
| CN110808714B true CN110808714B (zh) | 2023-07-14 |
Family
ID=69487048
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| CN201810883682.3A Active CN110808714B (zh) | 2018-08-06 | 2018-08-06 | 一种实现多频段切换和抗饱和的射频功率放大器 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| CN (1) | CN110808714B (zh) |
Families Citing this family (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN111541430B (zh) * | 2020-05-21 | 2023-05-12 | 张金路 | 一种复合型串联数字功放 |
| CN112152660B (zh) * | 2020-09-25 | 2022-04-15 | Oppo（重庆）智能科技有限公司 | 射频电路的控制方法、装置及电子设备 |
| CN112865713B (zh) * | 2021-01-22 | 2022-06-07 | 成都市凌巨通科技有限公司 | 一种多频段信号放大器 |
| US11606067B2 (en) | 2021-03-01 | 2023-03-14 | Psemi Corporation | Dual voltage switched branch LNA architecture |
| CN114371646B (zh) * | 2021-12-23 | 2023-08-22 | 华南理工大学 | 一种高频电压幅值与频率自动调节系统及方法 |
| CN114598322A (zh) * | 2022-05-09 | 2022-06-07 | 成都市安比科技有限公司 | 一种用于低速信号测量链路消除直流失调电压的方法 |
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN102347732A (zh) * | 2011-08-10 | 2012-02-08 | 锐迪科创微电子（北京）有限公司 | 功率控制电路及具有功率控制电路的射频功率放大器模块 |
| JP2012095333A (ja) * | 2011-12-21 | 2012-05-17 | Renesas Electronics Corp | 送信機およびそれに使用するためのｒｆ送信信号処理回路 |
| CN103986425A (zh) * | 2014-04-30 | 2014-08-13 | 无锡中普微电子有限公司 | 基于射频直流反馈的功率放大器 |
| CN106992757A (zh) * | 2017-04-07 | 2017-07-28 | 宜确半导体（苏州）有限公司 | 一种射频功率放大器电路 |
-
2018
- 2018-08-06 CN CN201810883682.3A patent/CN110808714B/zh active Active
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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| CN102347732A (zh) * | 2011-08-10 | 2012-02-08 | 锐迪科创微电子（北京）有限公司 | 功率控制电路及具有功率控制电路的射频功率放大器模块 |
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| CN106992757A (zh) * | 2017-04-07 | 2017-07-28 | 宜确半导体（苏州）有限公司 | 一种射频功率放大器电路 |
Non-Patent Citations (1)
| Title |
|---|
| 电磁超声相控阵大功率高频激励源设计开发;王新华等;《北京工业大学学报》;全文 * |
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| Publication number | Publication date |
|---|---|
| CN110808714A (zh) | 2020-02-18 |
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| Date | Code | Title | Description |
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