CN110765601A - 一种基于igbt热电耦合模型的igbt结温估计方法 - Google Patents
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Abstract
本发明属于电力技术领域，具体涉及一种基于IGBT热电耦合模型的IGBT结温估计方法，其特征在于,建立基于热敏参数法与双脉冲测试原理的实验平台、交叉热耦合模型、功率损耗模型；利用热敏参数法建立二维耦合热阻网络模型提取瞬态热阻抗参数，搭建交叉热耦合模型；基于双脉冲测试原理测试IGBT开关特性，获取功率损耗模型参数，搭建功率损耗模型；基于交叉热耦合模型与功率损耗模型耦合IGBT热电耦合模型，并估算IGBT结温。本发明提高逆变器的IGBT的可靠性和使用寿命，克服了热敏参数在大电流情况下不适用、温升曲线不易测得的缺点，简化求解过程，建立的离线模型，计算速度快。
Description
技术领域
本发明属于电力技术领域，具体涉及一种基于IGBT热电耦合模型的IGBT结温估计方法。
背景技术
新能源汽车与汽车智能化的发展趋势大热，被人们广泛看好，这也导致了近几年半导体芯片价格飞涨。电动机是新能源电动汽车驱动系统的重要部件，其高效可靠的电力调速系统是电机控制的基石。而功率器件是电机调速系统的核心部件，其IGBT(绝缘栅双极型晶体管)作为高开关频率大容量开关器件，开关频率可高达上万次，电流、电压可达上千安、几千伏，堪称是现代功率逆变器的“心脏”和绿色高端产业的“核芯”，使得交流电机的高精度和高速控制成为可能，掌握着有关大功率电力驱动的命脉。
IGBT是掺杂的半导体，研究表明，限制半导体材料应用的最大因素就是温度。由于元器件过热以及与热相关的问题导致装置的失效大约接60％。同时，元器件的结温每上升10℃，装置失效率将会成倍的增加。并且随着半导体器件功率密度与功率等级的不断提高，功率密度与封装体积的矛盾会更加的突出，必将导致元器件结温剧增。由于IGBT的温度在空间上不是均匀分布的，而且高频开关特性对测温仪器的快速性有着严格的要求，所以通过测温仪器直接测量并不现实。且现有技术存在热敏参数大电流不适用、温升曲线不易测得，估计模型计算时间过长的缺陷。
发明内容
为了解决上述技术问题，本发明提供一种提高逆变器的IGBT的可靠性和使用寿命，克服了热敏参数在大电流情况下不适用、温升曲线不易测得的缺点，简化求解过程，建立的离线模型，计算速度快的基于IGBT热电耦合模型的IGBT结温估计方法。
本发明的技术方案为：
一种基于IGBT热电耦合模型的IGBT结温估计方法，建立基于热敏参数法与双脉冲测试原理的实验平台、交叉热耦合模型、功率损耗模型；利用热敏参数法建立二维耦合热阻网络模型提取瞬态热阻抗参数，搭建交叉热耦合模型；基于双脉冲测试原理测试IGBT开关特性，获取功率损耗模型参数，搭建功率损耗模型；基于交叉热耦合模型与功率损耗模型耦合IGBT热电耦合模型，并估算IGBT结温。
实验平台包括：电脑、信号板、驱动板、第五IGBT、第六IGBT、电流传感器、示波器、电压源、电感。
进一步地，交叉热耦合模型包括：IGBT二维耦合热阻网络模型和二极管二维耦合热阻网络模型；功率损耗模型包括：IGBT功率损耗模型和二级管功率损耗模型；
进一步地，瞬态热阻抗参数的提取步骤为：建立二维耦合热阻网络模型，确定提取的热阻抗参数，利用热敏参数法测试装置进行瞬态热阻实验，对实验数据进行处理，得到热阻曲线并求出热阻、热容，进而得到二维耦合热阻网络模型中六个位置的瞬态热阻抗值。热敏参数法测试装置包括：电脑、信号板、驱动板、直流电源、示波器、温度传感器、第一IGBT、第二IGBT、第三IGBT、第四IGBT。瞬态热阻实验包括加热IGBT瞬态热阻实验和加热二极管瞬态热阻实验。
进一步地，六个位置的瞬态热阻抗：二极管到环境热阻抗、二极管相对于IGBT热阻抗、二极管下方的壳到环境热阻抗、IGBT到环境热阻抗、IGBT相对于二极管热阻抗、IGBT下方的壳到环境的热阻抗。
进一步地，IGBT到环境热阻抗等于IGBT结壳热阻抗与IGBT下方的壳到环境热阻抗串联。
进一步地，二极管到环境热阻抗等于反向并联二极管结壳热阻抗与反向并联二极管下方的壳到环境热阻抗串联。
进一步地，加热IGBT瞬态热阻实验的电路连接关系：第一IGBT反向并联一个二极管，第二IGBT分别反向并联一个二极管，第一IGBT栅极、第二IGBT栅极分别与驱动板相连，第一直流电源正极与第一IGBT漏极相连，第一直流电源负极与第二IGBT源极相连，第一IGBT源极与第二IGBT漏极相连，第二直流电源正极与第一IGBT漏极相连，第二直流电源负极与第一IGBT源极相连，示波器两端设置在第一IGBT漏极、第一IGBT源极，温度传感器与示波器相连。
进一步地，加热二极管瞬态热阻实验的电路连接关系：第一IGBT反向并联一个二极管，第三IGBT分别反向并联一个二极管，第一IGBT栅极、第三IGBT栅极分别与驱动板相连，第一直流电源正极与第三IGBT漏极相连，第一直流电源负极与第一IGBT漏极相连，第一IGBT源极与第三IGBT源极相连，第二直流电源正极与第一IGBT源极相连，第二直流电源负极与第一IGBT漏极相连，示波器两端分别与第一IGBT漏极、第一IGBT源极相连，温度传感器与示波器相连。
进一步地，获取功率损耗模型参数步骤：解析IGBT功率损耗和二极管功率损耗构成，基于双脉冲实验获取IGBT开关特性参数及IGBT开关功率损耗(IGBT开关功率损耗获取步骤为：将示波器采集的实验数据导入MATLAB中，绘制出电流与电压波形，并根据空间插值法得出IGBT开关功率损耗)，处理实验数据，算出IGBT开关功率损耗、IGBT导通功率损耗、二极管导通功率损耗、二极管反向恢复功率损耗。
进一步地，IGBT功率损耗构成为IGBT开关功率损耗、IGBT导通功率损耗；二极管功率损耗构成为二极管导通功率损耗、二极管反向恢复功率损耗。(解析IGBT功率损耗构成:IGBT功率损耗包括IGBT驱动功率损耗、IGBT关态功率损耗、IGBT开关功率损耗和IGBT导通功率损耗，由于IGBT为电压型驱动的功率器件，具有很高的输入阻抗，所以驱动电流很小，几乎为零，故驱动功率损耗可以忽略不计；同时，IGBT关断时刻的电流也是几乎为零，所以关态功率损耗也可以忽略不计。即IGBT功率损耗可视为IGBT开关功率损耗、IGBT导通功率损耗)。
进一步地，双脉冲实验的电路的连接关系：第五IGBT反向并联一个二极管，第六IGBT分别反向并联一个二极管，驱动板与第六IGBT栅极相连，第五IGBT源极与第六IGBT漏极相连，第四直流电源正极与第五IGBT漏极相连，第四直流电源负极与电流传感器一端相连，电流传感器另一端与第六IGBT源极相连，电感两端分别与第五IGBT漏极、第五IGBT源极相连，第三直流电源负极与第五IGBT栅极相连，第三直流电源正极与第六IGBT漏极相连，示波器两端分别与第六IGBT漏极、第六IGBT源极相连。
本发明的有益效果为：
1.本发明在保证不需要对模块进行拆封和改装的前提下进行测试，利用了热敏参数的优势测得IGBT以及二极管的温降曲线，利用MATLAB数据拟合得到瞬态热阻和热容，通过双脉冲实验得到损耗数据，进行线性化处理，建立离线仿真模型结温进行估计，相较于在线实时估计而言，本发明不需实时处理大量数据，计算速度更快。
2.本发明利用了稳定小电流通过半导体时，电压与温度成良好线性关系的特点，弥补了热敏参数在大电流情况下不适用的缺点。利用温降曲线拟合求取热阻抗，弥补了温升曲线不易测得的缺点。
3.与数学物理法相比较而言，不需要用到结构与材料参数(结构与材料参数，生产厂家一般保密)并简化了求解过程。同时，由于损耗模型是通过空间插值以及线性插值搭建(其中IGBT开关功率损耗通过空间插值，IGBT导通功率损耗、二极管导通功率损耗、二极管反向恢复损耗通过线性插值搭建)，运算简便，计算速度快。
4.本发明仿真为离线仿真，并不是在线实时估计。热阻实验所得的数据温降实验数据，同过MATLAB拟合得到离线热阻数据。损耗的获取是通过双脉冲实验得到。损耗仿真模型是离线模型，模型是通过空间插值以及线性插值搭建，运算简便，计算速度快。
附图说明
图1为IGBT的热量传递路线；
图2为本发明建立的二维耦合热阻网络模型；
图3为加热IGBT瞬态热阻实验的电路图；
图4为加热二极管瞬态热阻实验的电路图；
图5为加热IGBT获取的热阻曲线；
图6为加热二极管获取的热阻曲线；
图7为国标对IGBT开关区间的定义；
图8为温度、电压、电流空间直角坐标系；
图9为双脉冲实验的电路图；
图10为双脉冲实验的波形图；
图11为相同电压不同电流情况下电流与电压的波形；
图12为相同电流不同电压情况下电流与电压的波形；
图13为本发明搭建的交叉热耦合模型；
图14为本发明搭建的IGBT功率损耗模型；
图15为本发明根据二极管损耗的计算方法搭建的二极管功率损耗模型；
图16为本发明模型的原理框图；
图17为本发明搭建用于IGBT结温估计的基于IGBT热电耦合模型；
图18为图17模型的输出结果。
其中，1-1：芯片，2-1：二极管，3-1：焊接层，4-1：DCB板，5-1：底板。
具体实施方式
结合附图1-18，对本发明作进一步的说明。
图1为IGBT的热量传递路线，其中芯片1-1，二极管2-1，焊接层3-1，DCB板4-1，底板5-1为铜底板。考虑反向二极管与IGBT相互影响所建立的二维改进模型，建立二维耦合热阻网络模型。因为一维热阻网络模型具有一定的局限性，所以建立二维耦合热阻网络模型，如图2所示，其中Pt：IGBT功率损耗，Pd：反向并联二极管功率损耗，Zth-j：IGBT结壳热阻抗，Zth-c：IGBT下方的壳到环境热阻抗，Zth(FWD,IGBT)：IGBT相对于二极管热阻抗，Zdh-j：二极管的结壳热阻抗，Zdh-c：二极管下方的壳到环境热阻抗，Zth(IGBT,FWD)：二极管相对于IGBT热阻抗；IGBT到环境热阻抗等于IGBT结壳热阻抗与IGBT下方的壳到环境热阻抗串联，二极管到环境热阻抗等于反向并联二极管结壳热阻抗与反向并联二极管下方的壳到环境热阻抗串联。其中IGBT下方的壳(壳理解为图1中铜底板(壳温度))到环境热阻抗,图2中各阻抗中壳对应图1中铜底板。
根据达到热平衡条件下，结温与壳温差值与平均损耗相除求得稳态热阻，如下所示
式中Rthjk——稳态热阻(℃/w)；
Tj——PN结温度(℃)；
Tk——壳温度(℃)；
P——损耗(w)。
在IGBT正常工作过程中，需要得到瞬态热阻值。可以当作节点与节点之间为一个热阻与热容并联，然后根据温度的变化曲线可以分别求取热阻与热容。在Foster热阻模型中，测量每个节点之间的热阻抗。热阻抗的关系式可以由下式表示。
式中Rth——结壳热阻(℃/W)；
T——结温(℃)；
▽P——功率(W)。
建立二维耦合热阻网络模型，如图2所示。提取六个位置热阻抗值，分别为二极管到环境、二极管相对于IGBT、二极管下方的壳到环境、IGBT到环境、IGBT相对与二极管、IGBT下方的壳到环境的热阻抗。实验的电路图，加热IGBT瞬态热阻实验的电路图如图3，导通加热IGBT，关断降温，加热二极管瞬态热阻实验的电路图图4所示，导通加热二极管，关断降温。
加热二极管对二极管与IGBT的影响的实验电路图为4。最后持续导通IGBT1，关断IGBT3，导出示波器采集的数据。然后将示波器与直流电源的正负极之间进行调换，重复实验。理论达到热平衡的时间需要无穷的时间，但是数据最后处理是通过拟合出来的，会出现一定的误差，远远大于实验误差。所以实验时只需等待温度基本平衡，所采集的误差可以忽略不计。
本发明建立的二维耦合热阻网络模型如图2所示，需要得到六个位置的热阻抗值。其中壳温由温度传感器得到，也是电压信号根据数据手册可以转化成温度信号。图5、图6分别为加热IGBT和二极管获取的热阻曲线。
图6的加热二极管获取的热阻曲线是根据拟合公式拟合得到热阻与热容。利用MATLAB插件中得到的拟合参数，其中热阻值等于a，热阻值与热容值的乘积等于b，求解后便可以得到热阻与热容。对于二极管与IGBT到环境的热阻抗，分别都是通过二阶拟合得到，其他由一阶拟合得到。最终得到二维耦合热阻网络模型热阻网络模型中六个位置的热阻抗值。
然后开始IGBT损耗模型搭建。IGBT的总损耗Pav，是由开关损耗Psw和导通损耗Pcond构成，如下式所示。
式中To——控制周期(s)；
Econd——导通能耗(J)；
Eon——打开能耗(J)；
Eoff——关断能耗(J)。
IGBT的平均总损耗等于IGBT两端的电压与电流乘积的积分。IGBT的导通损耗等于导通压降乘以电流，再乘以占空比(SVPWM控制)，如下式所示。
T0——控制周期(s)，设为100us；
Vce(t)——IGBT导通电压(V)；
i(t)——电流(A)；
τt——PWM波的占空比。
其中，控制周期为100us；输出电流为正弦交流电，i(t)＝Isin(wt)，I为电流的幅值。IGBT导通电压，是随时间变化的函数Vce(t)＝Vce0+rxi(t)，式中的Vce0为IGBT导通压降，r为IGBT导通电阻，导通电阻的大小不是动态变化的，与温度和电流有关。占空比τt表示IGBT开关状态的函数，IGBT导通时候等于1，关断时候等于0。可以由下式表示。
式中t——时间(s)；
m——调制度；
ω——电流角速度(rad/s)；
——电流相位角(rad)。
在正常工作下，电压与温度大致成正比例关系。将导通电压与温度进行线性化处理。在某个电流、某温度下的导通压降的表达式，如下式所示；该温度下的IGBT导通压降公式下式所式：
Pcond,igbt＝Vce_Tj i
式中Vce_Tj——某温度下的导通电压(V)；
Vce_T25——25℃温度下的导通压降(V)；
Vce_T125——125℃温度下的导通压降(V)；
Pcond,igbt——导通损耗(w)；
i——该时间下的电流(A)。
图7为国标对IGBT开关区间的定义，其中Ic——IGBT流过电流，Uce——IGBT两端电压，Psw-on——IGBT打开损耗，Pcond——IGBT导通损耗，Psw-off——IGBT关断损耗。由图7中也可以看出IGBT开关功率损耗占比很大。IGBT开关功率损耗与电流、温度、电压都有关系，如果要想得出其数学表达式十分困难，也十分复杂。所以本文采用空间插值的方法得到某温度、电压、电流下的IGBT开关功率损耗。首先，建立空间直角坐标系，分别以温度、电流与电压作为x，y，z轴，并在空间中选取八个点，要求这八个点(O1-O8)在空间中构成一个长方体。
O1＝(V1，T1，I1，P1)；
O2＝(V1，T1，I2，P2)；
O3＝(V1，T2，I1，P3)；
O4＝(V1，T2，I2，P4)；
O5＝(V2，T1，I1，P5)；
O6＝(V2，T1，I2，P6)；
O7＝(V2，T2，I1，P7)；
O8＝(V2，T2，I2，P8)；
式中P1～P8——的开关损耗(w)；
V1～V2——电压(V)；
T1～T2——结温(℃)；
I1～I2——电流(A)。
选取八个点(O1-O8)在温度、电压、电流构成的空间直角坐标系下图形，如图8所示，根据空间插值的方法可以得到下式
二极管和IGBT功率损耗类似，二极管也是开关频率很高的开关器件。主要的功率损耗包括两大部分：导通功率损耗与反向恢复功率损耗。导通功率损耗是当二极管导通时刻，二极管的等效电阻产生的损耗为二极管管的导通功率损耗；反向恢复功率损耗为二极管反向恢复电流通过二极管造成的损耗，如图中7中的电流尖峰与反向恢复电流有关。对于二极管的导通功率损耗与IGBT导通功率损耗求解方式类似，不过多赘述。对于二极管的反向恢复损耗温度的影响较小，主要由电压与电流影响。所以得到式
式中Prec,diobe——测试条件下反向恢复功率损耗(w)；
Prec,diobe0——特定条件下反向恢复功率损耗(w)；
V——测试电压(V)；
I——测试电流(A)；
V0——特定电压(V)；
I0——特定电流(A)；
IGBT双脉冲实验主要用于获取IGBT的开关特性主要参数。通过阅读相应的数据手册可以得到相应的开关特性主要参数。然而，IGBT数据手册得到的开关特性主要参数是基于特定的IGBT外部电路参数测试得到，但是在实际使用过程中的IGBT外部电路参数是根据不同的用户而不同的，所以相应的开关特性主要参数需要实验来确定，不能直接由数据手册得到。本文的测试目的是得到IGBT的开关特性以及IGBT开关功率损耗。实验电路图如图9所示，IGBT驱动输入，驱动板输出波形。
图9中，IGBT 5上桥臂一直处于关闭状态，驱动板发出的信号为双脉冲，如图10所示(图10中Vge——门极驱动电压，Vce——IGBT两端电压，Ic——流过IGBT电流)，导通两次IGBT 6的下桥臂。
双脉冲测试实验主要由下面四个阶段组成：
(1)t0-t1时间内：从t0时刻开始，门极放出第一个脉冲，IGBT 6下桥臂导通。电压源开始电感负载充电，电流随着时间增长呈正比关系，公式如下所示，电感电流大小由母线电压与电感决定，在母线电压与电感一定时，电感电流大小由t1决定，电感电流与时间成正比。可根据下式所需要的电流大小计算t1时间长度。
式中I——电感电流(A)；
U——母线电压(V)；
T1——第一个脉冲时间(s)；
L——电感(H)。
(2)t1-t2时间内：从t1时刻开始，IGBT 6下桥臂被断开，电流通过IGBT 5上桥臂的反向二极管进行续流，由于电流没有流过电流传感器所以无法看放到电流波形。
(3)t2-t3时间内：从t2时刻开始，第二个脉冲的上升沿到达，IGBT 6下桥臂再次导通，通过IGBT 5上桥臂的反向二极管续流的电流会反向恢复，反向恢复电流会穿过IGBT，在电流探头上能捕捉到这个电流。电流会继续增长，如过程a；反向恢复电流是重要的监控对象，该电流的形态直接影响到换流过程的许多重要指标。
(4)t3-最后：在t3时刻，由于第二个脉冲结束使得IGBT6(IGBT5一直关断)，在该时间段电感电流通过上半桥续流二极管续流直到电流降为零，一个双脉冲测试周期结束。
在实际的双脉冲测试实验中，由于电路中存在杂散电感，当第一个脉关断的时候，会产生电压尖峰。电压尖峰的持续时间很短，所以导通压降在第一个脉关断的时候时不是直接趋于平行，会先快速升高超过给定电压，然后向下俯冲最后趋于平稳。前面介绍IGBT上桥臂的二极管会出现反向恢复电流，当第二个脉冲到来的时候，反向恢复电流会造成电流尖峰。如图10所示。
双脉冲实验结束，将示波器采集的实验数据导入MATLAB中，绘制出电流与电压波形。如图11，相同电压(150V)不同电流(60A、80A、180A)情况下电流与电压的波形，图11中左右两幅为波形局部放大的截取前后两段，这两幅电流电压坐标一致，中间还有一段没有显示波形(图11示意说明：电流是根据电压、电感和时间求取出来的，I＝U*t/L；电压与电感相同的时候，为了得到不同的电流，导通的时间就会不一样，图11中的波形是把几组实验数据的开关时刻平移到一起以方便比较；不同的电流导通时间就不一样，如果关断时刻重叠，导通时刻就不可能重叠；图11前后两张图对应的数据是同一条波形，但前后波形之间的截断时间是不同的，为了方便截图，把开关时刻都放在10us；前后波形是同一条，但相位平移，时间轴是实际开关时刻，但单位时间长度不变。图12与图11示意说明一致)；图12为相同电流(60A)不同电压(50V、100V、150V)情况下电流与电压的波形，图12中左右两幅为波形局部放大的截取前后两段，这两幅电流电压坐标一致，中间还有一段没有显示波形，然后将电流与电压积分便可以得到损耗的数值。
根据采集的波形即可求取某一点开关功率损耗，但是由于电流、电压及温度是一直变化的所以，需要由数学模型求取。使用的是空间中的插值法，在空间内做一个坐标系，其中x、y、z轴分别为温度、电压及电流。求取一个包含所有工况的长方体的空间八个点的数据，如图8所示。利用插值法求取任意一点的损耗P。
通过以上方式得到热阻网络的热学参数与电参数，将他们进行电热比拟，用类似电路图的热路图来表示热阻网络。电路参数与热路参数具有一一对应关系。根据确定好的二维耦合热阻网络模型，如图2所示。搭建交叉热耦合模型，如图13所示。该模型考虑了IGBT以及二极管的功率损耗以及温度传递的相互影响。图13中接口1为IGBT功率损耗；接口2为反向并联二极管功率损耗；接口3为环境温度；文本1为IGBT结壳热阻抗；文本2为IGBT下方的壳到环境热阻抗；文本3为IGBT相对于二极管热阻抗；文本4为二极管的结壳热阻抗；文本5为二极管下方的壳到环境热阻抗；文本6为二极管相对于IGBT热阻抗；Tji为IGBT的结温；Tjd为二极管的结温；T0为环境温度,SPS、PSS——是simulink中的转化模块，物理值与数学值转换。
本发明搭建的IGBT功率损耗模型主要由开关与导通功率损耗组成，如图14所示。二极管的功率损耗模型主要由导通功率损耗以及反向恢复功率损耗组成。根据二极管损耗的计算方法搭建的二极管功率损耗模型，如图15所示。
基于交叉热耦合模型，首先IGBT芯片工作时候会产生损耗，损耗会导致温度的升高，温度的升高会反过来影响IGBT功率损耗、二极管功率损耗。如图16所示(其中Tigbt——IGBT(芯片)结温，Pigbt——IGBT(芯片)功率损耗，diobe——反向并联二极管结温，Pdiobe——反向并联二极管功率损耗)，两者之间会相互的影响。IGBT芯片的工况稳定，如果不加入外界干扰，最后两者趋于平衡。
基于IGBT热电耦合模型，如图17所示。主要的输入变量由母线电压、交流电流以及环境温度。设置好仿真模型的输入参数即可进行仿真。例如输入的母线电压为150V，输入的电流为60A，频率为50Hz，环境温度为20℃，(如图17所示电压150V，电流60A，50Hz，温度20℃分别由图中V、I、T0输入)，其中默认的控制频率为100us。仿真中开始时的温度不能为零，温度需要与初值相同，所以仿真中需要延迟迭代模块。延迟迭代模块保存输入并将其延迟一次迭代，它接受连续和离散信号，接受一个输入并生成一个输出。
如图18为图17模型的输出结果，由仿真模型的结温输出可以看出温度的变化呈现一介响应状态，最后趋于稳定。温度的变化趋势与理论相吻合，表明了模型建立是正确的。
工作步骤：
步骤一：通过标定实验得到IGBT与二极管的温度与两端电压的关系曲线。然后再根据小电流趋向于流向结温较高的区域的现象，先给IGBT通过一定的功率，使其温度场达到平衡，再断开电源通过实验得到IGBT以及二极管的最高温度的温降曲线。然后给二极管通过一定的功率，使其温度场达到平衡，再断开电源通过实验得到IGBT以及二极管的最高温度的温降曲线。实验数据由示波器得到，将示波器采集得到的数据导入MATLAB中通过拟合便可以得到热阻(Rth)和热容(Cth)。最后在Simulink中建立交叉热耦合模型，如图13所示。
步骤二：为了建立基于IGBT热电耦合模型还需要建立功率损耗模型，为了使损耗更加的接近实际工况，采用IGBT双脉冲实验。用双脉冲导通IGBT测试其开关功率损耗以及导通功率损耗，如图11-12。通过实验得到IGBT以及二极管功率损耗，通过分析，将实验数据进行线性化处理，得到空间插值以及线性插值，的得到解析式。并在Simulink中建立功率损耗模型，图14～15。功率损耗模型与交叉热耦合模型相互耦合进行离线仿真得到结温估计，实验结果如图18。
区别：该仿真为离线仿真，并不是在线实时估计。热阻实验所得的数据温降实验数据，同过MATLAB拟合得到离线热阻数据。损耗的获取是通过双脉冲实验得到。损耗仿真模型是离线模型，模型是通过空间插值以及线性插值搭建，运算简便，计算速度快。
以上所述仅是本发明的较佳实施例而已，并非对本发明作任何形式上的限制，虽然本发明已以较佳实施例揭露如上，然而并非用以限定本发明，任何熟悉本专利的技术人员在不脱离本发明技术方案范围内，当可利用上述提示的技术内容作出些许更动或修饰为等同变化的等效实施例，但凡是未脱离本发明技术方案的内容，依据本发明的技术实质对以上实施例所作的任何简单修改、等同变化与修饰，均仍属于本发明方案的范围内。
Claims (10)
1.一种基于IGBT热电耦合模型的IGBT结温估计方法，其特征在于,建立基于热敏参数法与双脉冲测试原理的实验平台、交叉热耦合模型、功率损耗模型；利用热敏参数法建立二维耦合热阻网络模型提取瞬态热阻抗参数，搭建交叉热耦合模型；基于双脉冲测试原理测试IGBT开关特性，获取功率损耗模型参数，搭建功率损耗模型；基于交叉热耦合模型与功率损耗模型耦合IGBT热电耦合模型，并估算IGBT结温。
2.根据权利要求1所述的一种基于IGBT热电耦合模型的IGBT结温估计方法，其特征在于：瞬态热阻抗参数的提取步骤为：建立二维耦合热阻网络模型，确定提取的热阻抗参数，利用热敏参数法测试装置进行瞬态热阻实验，对实验数据进行处理，得到热阻曲线并求出热阻、热容，进而得到二维耦合热阻网络模型中六个位置的瞬态热阻抗值。
3.根据权利要求2所述的一种基于IGBT热电耦合模型的IGBT结温估计方法，其特征在于：六个位置的瞬态热阻抗：二极管到环境热阻抗、二极管相对于IGBT热阻抗、二极管下方的壳到环境热阻抗、IGBT到环境热阻抗、IGBT相对于二极管热阻抗、IGBT下方的壳到环境的热阻抗。
4.根据权利要求3所述的一种基于IGBT热电耦合模型的IGBT结温估计方法，其特征在于：IGBT到环境热阻抗等于IGBT结壳热阻抗与IGBT下方的壳到环境热阻抗串联。
5.根据权利要求3所述的一种基于IGBT热电耦合模型的IGBT结温估计方法，其特征在于：二极管到环境热阻抗等于反向并联二极管结壳热阻抗与反向并联二极管下方的壳到环境热阻抗串联。
6.根据权利要求2所述的一种基于IGBT热电耦合模型的IGBT结温估计方法，其特征在于：加热IGBT瞬态热阻实验的电路连接关系：第一IGBT反向并联一个二极管，第二IGBT分别反向并联一个二极管，第一IGBT栅极、第二IGBT栅极分别与驱动板相连，第一直流电源正极与第一IGBT漏极相连，第一直流电源负极与第二IGBT源极相连，第一IGBT源极与第二IGBT漏极相连，第二直流电源正极与第一IGBT漏极相连，第二直流电源负极与第一IGBT源极相连，示波器两端设置在第一IGBT漏极、第一IGBT源极，温度传感器与示波器相连。
7.根据权利要求2所述的一种基于IGBT热电耦合模型的IGBT结温估计方法，其特征在于：加热二极管瞬态热阻实验的电路连接关系：第一IGBT反向并联一个二极管，第三IGBT分别反向并联一个二极管，第一IGBT栅极、第三IGBT栅极分别与驱动板相连，第一直流电源正极与第三IGBT漏极相连，第一直流电源负极与第一IGBT漏极相连，第一IGBT源极与第三IGBT源极相连，第二直流电源正极与第一IGBT源极相连，第二直流电源负极与第一IGBT漏极相连，示波器两端分别与第一IGBT漏极、第一IGBT源极相连，温度传感器与示波器相连。
8.根据权利要求1所述的一种基于IGBT热电耦合模型的IGBT结温估计方法，其特征在于：获取功率损耗模型参数步骤：解析IGBT功率损耗和二极管功率损耗构成，基于双脉冲实验获取IGBT开关特性参数及IGBT开关功率损耗，处理实验数据，算出IGBT开关功率损耗、IGBT导通功率损耗、二极管导通功率损耗、二极管反向恢复功率损耗。
9.根据权利要求8所述的一种基于IGBT热电耦合模型的IGBT结温估计方法，其特征在于：IGBT功率损耗构成为IGBT开关功率损耗、IGBT导通功率损耗；二极管功率损耗构成为二极管导通功率损耗、二极管反向恢复功率损耗。
10.根据权利要求1所述的一种基于IGBT热电耦合模型的IGBT结温估计方法，其特征在于：双脉冲实验的电路的连接关系：第五IGBT反向并联一个二极管，第六IGBT分别反向并联一个二极管，驱动板与第六IGBT栅极相连，第五IGBT源极与第六IGBT漏极相连，第四直流电源正极与第五IGBT漏极相连，第四直流电源负极与电流传感器一端相连。电流传感器另一端与第六IGBT源极相连，电感两端分别与第五IGBT漏极、第五IGBT源极相连，第三直流电源负极与第五IGBT栅极相连，第三直流电源正极与第六IGBT漏极相连，示波器两端分别与第六IGBT漏极、第六IGBT源极相连。
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Legal Events
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| PB01 | Publication | ||
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| SE01 | Entry into force of request for substantive examination | ||
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| GR01 | Patent grant | ||
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