CN110707989B - 三相半桥-串联绕组拓扑结构切换的逆变器及其切换方法 - Google Patents

三相半桥-串联绕组拓扑结构切换的逆变器及其切换方法 Download PDF

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Abstract

本发明公开了一种三相半桥‑串联绕组拓扑结构切换的逆变器及其切换方法，逆变器包括第一桥臂、第二桥臂、第三桥臂、第四桥臂以及第一双向晶闸管、第二双向晶闸管、第三双向晶闸管、第四双向晶闸管，驱动四个双向晶闸管的导通状态，可以切换逆变器的三种模式，分别对应三相半桥拓扑结构、暂态结构和串联绕组拓扑结构。本发明在模式切换时利用了两相电流的过零点进行模式切换，使切换过程短暂迅速，在切换过程中不对电机的转速转矩造成影响，从而避免了对用户的影响，同时保证逆变器低速时的转矩输出能力和高速时的转速输出能力，实现电机工作区间的最大化。

Description

三相半桥-串联绕组拓扑结构切换的逆变器及其切换方法
技术领域
本发明属于交流电机与驱动控制领域，更具体地，涉及一种三相半桥-串联绕组拓扑结构切换的逆变器及其切换方法。
背景技术
采用逆变器控制交流电机是现代电力传动的主要方法。目前应用最广泛的逆变器拓扑是三相半桥拓扑。该拓扑采用负载Y型连接，只包含三个桥臂，成本低，体积小，效率高。但在脉宽调制(PWM)驱动下，该逆变器输出线电压峰值不能超过直流母线电压，即电机的相电压仅能达到直流电压的57％，这大大限制了逆变器在电机高速时的转速输出能力。采用三相开绕组的H桥逆变器可以实现相电压达到100％的直流电压利用率，但是增加了一倍的开关器件，以及对应的辅助元件。
中国发明专利《一种开绕组电机驱动器拓扑及其调制方法》(申请号：CN201810051626.3，申请日：2018.01.19)公开了一种三相串联绕组拓扑结构。通过增加一个桥臂并改变相绕组的连接方式，该拓扑的直流电压利用率是三相半桥拓扑的两倍，因此逆变器具有宽广的调速区间。但该拓扑的连接方式会导致桥臂的电流应力增加，功率损耗变大，限制了逆变器在电机低速时的转矩输出能力。
因此，目前的用于电机控制器的逆变器难以同时保证转矩输出能力和转速输出范围，不能最大化的利用电机的工作区间。
发明内容
针对现有技术的缺陷，本发明的目的在于结合三相半桥拓扑结构和三相串联绕组拓扑结构，在不影响电机工作的情况下，实现两种拓扑的切换，从而同时保证逆变器低速时的转矩输出能力和高速时的转速输出能力，实现电机工作区间的最大化。
为实现上述目的，按照本发明的一方面，提供了一种三相半桥-串联绕组拓扑结构切换的逆变器，包括第一桥臂、第二桥臂、第三桥臂、第四桥臂以及第一双向晶闸管、第二双向晶闸管、第三双向晶闸管、第四双向晶闸管；每个桥臂包含一个上桥臂功率开关器件和一个下桥臂功率开关器件，每个桥臂的上桥臂功率开关器件的上节点连接直流母线电压，下桥臂功率开关器件的下节点连接电源地，上桥臂功率开关器件的下节点与下桥臂功率开关器件的上节点连接，作为桥臂的输出节点；
A相绕组的左节点连接第一桥臂的输出节点，A相绕组的右节点连接第一双向晶闸管的右节点和第二双向晶闸管的左节点；
B相绕组的左节点连接第二桥臂的输出节点，B相绕组的右节点连接第三双向晶闸管的右节点和第四双向晶闸管的左节点；
C相绕组的左节点连接第三桥臂的输出节点，C相绕组的右节点连接第四桥臂的输出节点；
第一双向晶闸管的左节点连接第二桥臂的输出节点，第三双向晶闸管的左节点连接第三桥臂的输出节点，第二双向晶闸管和第四双向晶闸管的右节点均连接第四桥臂的输出节点。
进一步地，四个双向晶闸管用于切换逆变器的拓扑结构：
当第二双向晶闸管和第四双向晶闸管导通，第一双向晶闸管和第三双向晶闸管关断时，为三相半桥拓扑结构，可以提供大电流但不能提供高直流电压利用率，因此适用于电机在低速大转矩工况下运行；
当第一双向晶闸管和第三双向晶闸管导通，第二双向晶闸管和第四双向晶闸管关断时，为串联绕组拓扑结构，可以提供高直流电压利用率但不能提供大电流，因此适用于电机在高速工况下运行，但转矩需要降额运行；
当第一双向晶闸管和第四双向晶闸管导通，第二双向晶闸管和第三双向晶闸管关断时，为暂态结构。
优选地，功率开关器件为电流全控型开关，如MOSFET或带反并联二极管的IGBT。
按照本发明的另一方面，提供了一种针对上述三相半桥-串联绕组拓扑结构切换的逆变器的拓扑结构切换方法，该切换方法的目的是为了平滑地任意地切换两种拓扑结构，使切换过程尽快短暂迅速，且在切换过程中不对电机的转速转矩造成影响，从而避免影响用户的体验。该控制方法包括：
驱动第二双向晶闸管和第四双向晶闸管导通，第一双向晶闸管和第三双向晶闸管关断，当接收到从第一模式切换到第二模式的指令，撤除第二双向晶闸管的驱动信号，等待A相电流自然过零后，关断第二双向晶闸管，驱动第一双向晶闸管导通，并同时撤除第四双向晶闸管的驱动信号，模式切换为暂态模式，等待B相电流自然过零后，关断第四双向晶闸管，驱动第三双向晶闸管导通，模式切换为第二模式；
驱动第一双向晶闸管和第三双向晶闸管导通，第二双向晶闸管和第四双向晶闸管关断，当接收到从第二模式切换到第一模式的指令，撤除第三双向晶闸管的驱动信号，等待B相电流自然过零后，关断第三双向晶闸管，驱动第四双向晶闸管导通，并同时撤除第一双向晶闸管的驱动信号，模式切换为暂态模式，等待A相电流自然过零后，关断第一双向晶闸管，驱动第二双向晶闸管导通，模式切换为第一模式。
进一步地，第一模式下，逆变器为三相半桥拓扑结构，第二双向晶闸管和第四双向晶闸管导通，第一双向晶闸管和第三双向晶闸管关断；第二模式下，逆变器为串联绕组拓扑结构，第一双向晶闸管和第三双向晶闸管导通，第二双向晶闸管和第四双向晶闸管关断；暂态模式下，逆变器为暂态结构，第一双向晶闸管和第四双向晶闸管导通，第二双向晶闸管和第三双向晶闸管关断。
进一步地，第一模式下，流入各个桥臂的电流可以用三相交流电机的定子电流表示为：
Figure BDA0002201363360000041
其中，i1、i2、i3以及i4分别表示流入第一桥臂、第二桥臂、第三桥臂以及第四桥臂的电流，ia、ib以及ic分别表示A相定子绕组、B相定子绕组以及C相定子绕组的电流，Iac为定子绕组电流中交流电流成分的有效值，θe为电角度，与转子角度有关。
进一步地，第二模式下，流入各个桥臂的电流可以用三相交流电机的定子电流表示为：
Figure BDA0002201363360000042
其中，i1、i2、i3以及i4分别表示流入第一桥臂、第二桥臂、第三桥臂以及第四桥臂的电流，ia、ib以及ic分别表示A相定子绕组、B相定子绕组以及C相定子绕组的电流，Iac为定子绕组电流中交流电流成分的有效值，θe为电角度，与转子角度有关。
进一步地，暂态模式下，流入各个桥臂的电流可以用三相交流电机的定子电流表示为：
Figure BDA0002201363360000043
其中，i1、i2、i3以及i4分别表示流入第一桥臂、第二桥臂、第三桥臂以及第四桥臂的电流，ia、ib以及ic分别表示A相定子绕组、B相定子绕组以及C相定子绕组的电流，Iac为定子绕组电流中交流电流成分的有效值，θe为电角度，与转子角度有关。
通过本发明所构思的以上技术方案，与现有技术相比，能够取得以下有益效果：
1、本发明所提出的三相半桥-串联绕组拓扑结构切换的逆变器在模式切换时利用了两相电流的过零点进行模式切换，使切换过程短暂迅速，在切换过程中不对电机的转速转矩造成影响，从而避免了对用户的影响，同时保证逆变器低速时的转矩输出能力和高速时的转速输出能力，利用两种拓扑各自的优势实现电机工作区间的最大化；
2、相比三相半桥拓扑，本发明所提出的逆变器可以在不弱磁的情况下扩展近一倍的转速范围，另外该逆变器具有全部的电流控制自由度，并具有更好的容错性能；
3、相比三相全桥拓扑，本发明所提出的逆变器在相同的工作范围下所需的开关器件数量更少，且触发电路简单，因此可以大大降低控制器的成本体积，由于电流流通路径的改变，流入功率开关的电流应力大大下降，从而降低了运行时的功率损耗，具有工业应用的前景。
附图说明
图1是本发明提供的三相半桥-串联绕组拓扑结构切换的逆变器的拓扑图；
图2是本发明提供的第一模式下的逆变器的拓扑图；
图3是本发明提供的暂态模式下的逆变器的拓扑图；
图4是本发明提供的第二模式下的逆变器的拓扑图；
图5是本发明提供的三相对称交流电流；
图6是本法提供的逆变器的电机工作区间；
图7是本发明提供的逆变器的模式切换的状态机图。
具体实施方式
为了使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合附图及实施例，对本发明进行进一步详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅仅用以解释本发明，并不用于限定本发明。此外，下面所描述的本发明各个实施方式中所涉及到的技术特征只要彼此之间不构成冲突就可以相互组合。
如图1所示，本发明提供了一种三相半桥-串联绕组拓扑结构切换的逆变器，包括第一桥臂、第二桥臂、第三桥臂、第四桥臂以及第一双向晶闸管T1、第二双向晶闸管T2、第三双向晶闸管T3、第四双向晶闸管T4；每个桥臂包含一个上桥臂功率开关器件和一个下桥臂功率开关器件，每个桥臂的上桥臂功率开关器件的上节点连接直流母线电压，下桥臂功率开关器件的下节点连接电源地，上桥臂功率开关器件的下节点与下桥臂功率开关器件的上节点连接，作为桥臂的输出节点；
A相绕组的左节点连接第一桥臂的输出节点，A相绕组的右节点连接第一双向晶闸管T1的右节点和第二双向晶闸管T2的左节点；
B相绕组的左节点连接第二桥臂的输出节点，B相绕组的右节点连接第三双向晶闸管T3的右节点和第四双向晶闸管T4的左节点；
C相绕组的左节点连接第三桥臂的输出节点，C相绕组的右节点连接第四桥臂的输出节点；
第一双向晶闸管T1的左节点连接第二桥臂的输出节点，第三双向晶闸管T3的左节点连接第三桥臂的输出节点，第二双向晶闸管T2和第四双向晶闸管T4的右节点均连接第四桥臂的输出节点。
进一步地，四个双向晶闸管T1～T4用于切换逆变器的拓扑结构：
当第二双向晶闸管T2和第四双向晶闸管T4导通，第一双向晶闸管T1和第三双向晶闸管T3关断时，为三相半桥拓扑结构，可以提供大电流但不能提供高直流电压利用率，因此适用于电机在低速大转矩工况下运行；
当第一双向晶闸管T1和第三双向晶闸管T3导通，第二双向晶闸管T2和第四双向晶闸管T4关断时，为串联绕组拓扑结构，可以提供高直流电压利用率但不能提供大电流，因此适用于电机在高速工况下运行，但转矩需要降额运行；
当第一双向晶闸管T1和第四双向晶闸管T4导通，第二双向晶闸管T2和第三双向晶闸管T3关断时，为暂态结构。
具体地，功率开关器件为电流全控型开关，如MOSFET或带反并联二极管的IGBT。
本发明还提供了一种针对上述逆变器的拓扑结构切换方法，该切换方法的目的是为了平滑地任意地切换两种拓扑结构，使切换过程尽快短暂迅速，且在切换过程中不对电机的转速转矩造成影响，从而避免影响用户的体验。该控制方法包括：
驱动第二双向晶闸管T2和第四双向晶闸管T4导通，第一双向晶闸管T1和第三双向晶闸管T3关断，当接收到从第一模式切换到第二模式的指令，撤除第二双向晶闸管T2的驱动信号，等待A相电流自然过零后，关断第二双向晶闸管T2，驱动第一双向晶闸管T1导通，并同时撤除第四双向晶闸管T4的驱动信号，模式切换为暂态模式，等待B相电流自然过零后，关断第四双向晶闸管T4，驱动第三双向晶闸管T3导通，模式切换为第二模式；
驱动第一双向晶闸管T1和第三双向晶闸管T3导通，第二双向晶闸管T2和第四双向晶闸管T4关断，当接收到从第二模式切换到第一模式的指令，撤除第三双向晶闸管T3的驱动信号，等待B相电流自然过零后，关断第三双向晶闸管T3，驱动第四双向晶闸管T4导通，并同时撤除第一双向晶闸管T1的驱动信号，模式切换为暂态模式，等待A相电流自然过零后，关断第一双向晶闸管T1，驱动第二双向晶闸管T2导通，模式切换为第一模式。
具体地，第一模式下，逆变器为三相半桥拓扑结构，第二双向晶闸管T2和第四双向晶闸管T4导通，第一双向晶闸管T1和第三双向晶闸管T3关断，如图2所示；暂态模式下，逆变器为暂态结构，第一双向晶闸管T1和第四双向晶闸管T4导通，第二双向晶闸管T2和第三双向晶闸管T3关断，如图3所示；第二模式下，逆变器为串联绕组拓扑结构，第一双向晶闸管T1和第三双向晶闸管T3导通，第二双向晶闸管T2和第四双向晶闸管T4关断，如图4所示。
如图5所示为典型的三相交流电机的三相对称交流电流波形。该电流波形对应的三相电流表达式如下，
Figure BDA0002201363360000081
其中，ia，ib，ic分别为A相，B相和C相的相电流，Iac为相电流的有效值大小，θe为电角度，与转子角度有关。
具体地，三相对称交流电流在不同的逆变器拓扑结构中会对逆变器中的桥臂功率器件造成不同的电流应力。第一模式下，流入各个桥臂的电流可以用三相交流电机的定子电流表示为：
Figure BDA0002201363360000082
其中，i1、i2、i3以及i4分别表示流入第一桥臂、第二桥臂、第三桥臂以及第四桥臂的电流，ia、ib以及ic分别表示A相定子绕组、B相定子绕组以及C相定子绕组的电流，Iac为定子绕组电流中交流电流成分的有效值，θe为电角度，与转子角度有关。可以看到，第一桥臂、第二桥臂、第三桥臂中流通的是相电流，而第四桥臂不流通电流。此时，第四桥臂的驱动电路也不需要工作。因此，此时电机运行的电流损耗较小，可以运行在低速大转矩工况下。但第一模式下的三相半桥拓扑结构只有57％的直流电压利用率，因此在需要高直流电压利用率的高速工况下，无法应用。
具体地，暂态模式下，流入各个桥臂的电流可以用三相交流电机的定子电流表示为：
Figure BDA0002201363360000091
其中，i1、i2、i3以及i4分别表示流入第一桥臂、第二桥臂、第三桥臂以及第四桥臂的电流，ia、ib以及ic分别表示A相定子绕组、B相定子绕组以及C相定子绕组的电流，Iac为定子绕组电流中交流电流成分的有效值，θe为电角度，与转子角度有关。可以看到，第一桥臂、第三桥臂、第四桥臂的电流应力为相电流，而第二桥臂的电流应力为1.717倍的相电流。但此时为逆变器的暂态模式，只运行1/3个基波周期，所以不用考虑损耗问题，在该暂态模式下，逆变器仍然只能输出一半的直流电压利用率。
具体地，第二模式下，流入各个桥臂的电流可以用三相交流电机的定子电流表示为：
Figure BDA0002201363360000092
其中，i1、i2、i3以及i4分别表示流入第一桥臂、第二桥臂、第三桥臂以及第四桥臂的电流，ia、ib以及ic分别表示A相定子绕组、B相定子绕组以及C相定子绕组的电流，Iac为定子绕组电流中交流电流成分的有效值，θe为电角度，与转子角度有关。可以看到，第一桥臂、第四桥臂的电流应力为相电流，而第二桥臂、第三桥臂的电流应力为1.717倍的相电流。因此转矩需要降额输出。但相比第一模式或暂态模式，该模式下的拓扑结构可以输出两倍的直流电压利用率，从而扩展了电机高速运行的区间，减少了弱磁控制。此外，由于第四桥臂只在电流降额输出时工作，该桥臂的功率器件容量可以选为额定电流容量的0.58倍。
如图6所示为基于半桥-串联拓扑切换的逆变器控制电机可以达到的工作范围。可以看到，通过拓扑切换，三相电机在第一模式下的运行区间与在三相半桥拓扑中的运行区间是相同的，在第二模式下的运行区间与在三相串联拓扑中的运行区间是相同的。因此同时保证了电机在低速时的转矩输出并扩展了一倍的高转速区间，大大提升了电机的运行范围。
基于半桥-串联拓扑切换的逆变器的另一个重要的优势在于切换过程平滑迅速。在切换过程中，电流和转矩均不会产生波动或暂态过程，从而不会对用户产生影响。该平滑的切换过程一方面得益于该拓扑结构切换时，每次只切换一相绕组的连接方式，且在该拓扑结构下，三相绕组的控制相互不影响，从而可以等待绕组中的相电流过零时进行平滑切换；另一方面，还得益于对双向晶闸管的控制特性的利用。由于双向晶闸管开通可控而关断不可控，关断时需要电流自然过零关断，因此可以在任意时刻撤除双向晶闸管的驱动信号而不用改变控制方法，再等待相电流自然过零即可关断。其具体的模式切换状态机流程图如图7所示。
本领域的技术人员容易理解，以上所述仅为本发明的较佳实施例而已，并不用以限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内所作的任何修改、等同替换和改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (7)

1.一种三相半桥-串联绕组拓扑结构切换的逆变器，其特征在于，包括第一桥臂、第二桥臂、第三桥臂、第四桥臂以及第一双向晶闸管、第二双向晶闸管、第三双向晶闸管、第四双向晶闸管；所述第一双向晶闸管、第二双向晶闸管、第三双向晶闸管、第四双向晶闸管用于切换逆变器的拓扑结构：当第二双向晶闸管和第四双向晶闸管导通，第一双向晶闸管和第三双向晶闸管关断时，为三相半桥拓扑结构；当第一双向晶闸管和第三双向晶闸管导通，第二双向晶闸管和第四双向晶闸管关断时，为串联绕组拓扑结构；当第一双向晶闸管和第四双向晶闸管导通，第二双向晶闸管和第三双向晶闸管关断时，为暂态结构；
每个桥臂包含一个上桥臂功率开关器件和一个下桥臂功率开关器件，每个桥臂的上桥臂功率开关器件的上节点连接直流母线电压，下桥臂功率开关器件的下节点连接电源地，上桥臂功率开关器件的下节点与下桥臂功率开关器件的上节点连接，作为桥臂的输出节点；
A相绕组的左节点连接第一桥臂的输出节点，A相绕组的右节点连接第一双向晶闸管的右节点和第二双向晶闸管的左节点；
B相绕组的左节点连接第二桥臂的输出节点，B相绕组的右节点连接第三双向晶闸管的右节点和第四双向晶闸管的左节点；
C相绕组的左节点连接第三桥臂的输出节点，C相绕组的右节点连接第四桥臂的输出节点；
第一双向晶闸管的左节点连接第二桥臂的输出节点，第三双向晶闸管的左节点连接第三桥臂的输出节点，第二双向晶闸管和第四双向晶闸管的右节点均连接第四桥臂的输出节点。
2.根据权利要求1所述的逆变器，其特征在于，所述功率开关器件为电流全控型开关，MOSFET或带反并联二极管的IGBT。
3.一种基于权利要求1或2所述的三相半桥-串联绕组拓扑结构切换的逆变器的拓扑结构切换方法，其特征在于，包括：
第一模式下，逆变器为三相半桥拓扑结构，第二双向晶闸管和第四双向晶闸管导通，第一双向晶闸管和第三双向晶闸管关断；暂态模式下，逆变器为暂态结构，第一双向晶闸管和第四双向晶闸管导通，第二双向晶闸管和第三双向晶闸管关断；第二模式下，逆变器为串联绕组拓扑结构，第一双向晶闸管和第三双向晶闸管导通，第二双向晶闸管和第四双向晶闸管关断；
驱动第二双向晶闸管和第四双向晶闸管导通，第一双向晶闸管和第三双向晶闸管关断，当接收到从第一模式切换到第二模式的指令，撤除第二双向晶闸管的驱动信号，等待A相电流自然过零后，关断第二双向晶闸管，驱动第一双向晶闸管导通，并同时撤除第四双向晶闸管的驱动信号，模式切换为暂态模式，等待B相电流自然过零后，关断第四双向晶闸管，驱动第三双向晶闸管导通，模式切换为第二模式；
驱动第一双向晶闸管和第三双向晶闸管导通，第二双向晶闸管和第四双向晶闸管关断，当接收到从第二模式切换到第一模式的指令，撤除第三双向晶闸管的驱动信号，等待B相电流自然过零后，关断第三双向晶闸管，驱动第四双向晶闸管导通，并同时撤除第一双向晶闸管的驱动信号，模式切换为暂态模式，等待A相电流自然过零后，关断第一双向晶闸管，驱动第二双向晶闸管导通，模式切换为第一模式。
4.根据权利要求3所述的切换方法，其特征在于，所述第一模式下，逆变器为三相半桥拓扑结构，所述第二模式下，逆变器为串联绕组拓扑结构，所述暂态模式下，逆变器为暂态结构。
5.根据权利要求3所述的切换方法，其特征在于，所述第一模式下，流入各个桥臂的电流可以用三相交流电机的定子电流表示为：
Figure FDA0002758295480000031
其中，i1、i2、i3以及i4分别表示流入第一桥臂、第二桥臂、第三桥臂以及第四桥臂的电流，ia、ib以及ic分别表示A相定子绕组、B相定子绕组以及C相定子绕组的电流，Iac为定子绕组电流中交流电流成分的有效值，θe为电角度，与转子角度有关。
6.根据权利要求3所述的切换方法，其特征在于，所述第二模式下，流入各个桥臂的电流可以用三相交流电机的定子电流表示为：
Figure FDA0002758295480000032
其中，i1、i2、i3以及i4分别表示流入第一桥臂、第二桥臂、第三桥臂以及第四桥臂的电流，ia、ib以及ic分别表示A相定子绕组、B相定子绕组以及C相定子绕组的电流，Iac为定子绕组电流中交流电流成分的有效值，θe为电角度，与转子角度有关。
7.根据权利要求3所述的切换方法，其特征在于，所述暂态模式下，流入各个桥臂的电流可以用三相交流电机的定子电流表示为：
Figure FDA0002758295480000033
其中，i1、i2、i3以及i4分别表示流入第一桥臂、第二桥臂、第三桥臂以及第四桥臂的电流，ia、ib以及ic分别表示A相定子绕组、B相定子绕组以及C相定子绕组的电流，Iac为定子绕组电流中交流电流成分的有效值，θe为电角度，与转子角度有关。
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