CN110677089B - 一种交流伺服系统高响应电流控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明属于电流控制技术领域，公开了一种交流伺服系统高响应电流控制方法及控制系统，采用电流控制周期内PWM占空比双次刷新的方式减小电压输出滞后；采用电流预测控制算法，将本时刻采样的电流通过预测控制算法得到下一时刻的预测电压并作为电流环的输出，抵消采样延时；并针对dq轴电压耦合采用复矢量解耦控制。仿真试验表明，对比于常规的PI调节器，本发明具有更优的电流响应特性；本发明改善了电流环性能，提高了响应，在某些高响应的应用场合能很好地满足快速性要求；本发明得出的解耦后的电流预测中，电流环带宽最宽，其响应最快。

Description

一种交流伺服系统高响应电流控制方法

技术领域

本发明属于电流控制技术领域，尤其涉及一种交流伺服系统高响应电流控制方法。

背景技术

目前，最接近的现有技术：

以永磁同步电机(PMSM)作为控制对象的交流伺服系统主要以高效率、高精度、高响应性能为目标，常用的控制方式有PI控制和滞环控制，PI控制虽然简单方便，但交、直轴存在耦合，影响电流环动态响应，滞环控制电流环响应虽快，但该算法下的开关频率不固定，输出的电流含有谐波畸变，且存在稳态误差。因此为了提高伺服系统电流响应特性，且保证电流输出稳定，文献《交流永磁同步电机高性能电流控制策略》、《永磁同步电机精确控制方法及若干问题研究》提出在一个载波周期内对定子电流进行双采样和双PWM刷新的方法，减少采样延时来改善系统的响应特性；文献《交流伺服系统无时滞反馈高性能驱动控制策略研究》引入了速度指令前馈和加速度指令前馈来提高系统响应,并通过三次谐波的注入，降低调制波的幅值，提高直流电流的利用率，以此来提高系统的响应。但是，在提高电流环带宽响应方面，以上方法都较为单一。

综上所述，现有技术存在的问题是：

(1)交流伺服系统电流环常使用PI调节器对dq轴电流进行控制，在某些高响应的应用场合不能很好地满足快速性要求。

(2)PI控制交、直轴存在耦合，影响电流环动态响应。

(3)滞环控制电流环响应虽快，但该算法下的开关频率不固定，输出的电流含有谐波畸变，且存在稳态误差。

解决上述技术问题的难度：

为提高电流环的响应速度，采用PWM双刷新控制方式对DSP的性能方面要求更高。

解决上述技术问题的意义：

本发明减少了常规PI算法中电流环存在的延时，解决了在某些高响应的应用场合不能很好地满足快速性要求为题。而且现有技术中，电流采样延时、电压输出滞后和dq轴电压耦合等都会制约电流环响应带宽提高，从而影响交流伺服系统电流环高响应特性。本发明电流预测控制算法结合dq轴复矢量可以提高电流环带宽，改善电流环响应速度。

发明内容

针对现有技术存在的问题，本发明提供了一种交流伺服系统高响应电流控制方法。

本发明是这样实现的，一种交流伺服系统高响应电流控制方法，采用电流控制周期内PWM占空比双次刷新(在一个电流控制周期内PWM刷新两次)的方式减小电压输出滞后；采用电流预测控制算法，将本时刻采样的电流通过预测控制算法得到下一时刻的预测电压并作为电流环的输出，抵消采样延时；并针对dq轴电压耦合采用复矢量解耦控制。

进一步，所述交流伺服系统电流预测控制，具体包括：

永磁同步电机在旋转坐标系下的电压、磁链方程如下：

u_d、u_q为永磁同步电机的直轴和交轴电压；i_d、i_q为直轴和交轴电流；ψ_d、ψ_q为直轴和交轴磁链；L_d、L_q为直轴和交轴电感；R为定子电阻；ψ_f为永磁体磁链。

表贴式同步电机中有L_d＝L_q＝L，由电压方程可以推出电流的状态方程为：

取电机的电流为状态空间变量，并根据状态方程可以将式(6)化为：

其通解为：

u在t₀～t之间恒不变，设t₀＝kt，t＝(k+1)t，可得：

x(k+1)＝A_φx(k)+A^-1(A_φ-I)Bu(k)+A^-1(A_φ-I)D(k) (8)

上式中，

在T_s足够小时有cosω_eT_s≈1，

sinω_eT_s≈ω_eT_s，

所以

A_φ-I≈AT_s，可得电流离散方程如下：

由电流预测控制原理可

可得k时刻控制变量u(k)：

式中：L₀，R₀，ψ_f0均为预测算法中的电机参数。

进一步，所述复矢量解耦控制，具体包括：

通过将q轴的误差量作为d轴积分项的补偿，同时将d轴的误差量作为q轴积分项的补偿，以此实现dq轴电压方程的解耦。

图5为复矢量解耦控制电流环结构框图，如图所示第k个周期给定电流

和采样电流i_d(k)、i_q(k)以及电机的角速度ω_e(k)经过电流预测控制算法生成dq轴电压

再将电流误差通过积分补偿实现dq轴解耦，将生成的电压

经过空间矢量变换生成6路PWM信号，最后由逆变器生成电压驱动电机。

本发明的另一目的在于提供一种所述交流伺服系统高响应电流控制方法的交流伺服系统高响应电流控制系统。

本发明的另一目的在于提供一种实现所述交流伺服系统高响应电流控制方法的信息数据处理终端。

本发明的另一目的在于提供一种计算机可读存储介质(可应用于驱动器)，包括指令，当其在计算机上运行时，使得计算机执行所述的交流伺服系统高响应电流控制方法。

综上所述，本发明的优点及积极效果为：

本发明针对不同的延时采取不同解决方法，电流环采用电流预测控制算法可以提高电流环响应，通过对当前时刻电流采样得到下一时刻的电压，减少电流采样延时提高响应；采用占空比双次刷新控制方法缩短电压输出滞后时间；针对电流预测算法中的dq轴电压耦合使用复矢量解耦方法，进一步改善电流环性能，提高响应。仿真试验表明，对比于常规的PI调节器，本发明具有更优的电流响应特性；在某些高响应的应用场合能很好地满足快速性要求。

仿真验证中，利用在Matlab/Simulink软件，对电流环采用常规PI调节器控制和电流预测控制进行仿真。电机参数：电机额定电流为6A、额定转速为2000r/min、额定转矩为5N·m、定子电阻3.15Ω、定子电感0.0085H、定子磁链0.175Wb、电机极对数为4对极、转动惯量0.008Kg·m²。

直流母线电压为310V，电流采样频率20KHz，载波频率为10KHz，在0时刻速度给定为1000r/min的阶跃指令，并在0.2秒时刻突加5N·m的恒定负载，得出PI算法和电流预测控制算法下的三相电流和dq轴电流波形如图6所示，得出电流预测未解耦和解耦dq轴电流如图7所示。

图6(a)中可以看出，PI控制算法下的电流含有大量的谐波，这是由于该算法下存在严重的滞后问题，波形中含有大量的噪声从而导致波形成非正弦；(b)中电流预测算法三相电流波形基本为正弦波。图(c)(d)为PI控制算法下和电流预测算法下dq轴电流波形。电机在0.2秒时加5N·m的负载，可以看出在负载突变的情况下，(d)中电流预测算法下的d轴电流相比(c)中PI控制算法下的d轴电流波动小。在稳态情况下，无论电机空载或带载电流预测算法dq轴电流比PI控制算法dq轴电流波动小。

图7(a)dq轴解耦和未解耦的d轴电流波形在电机启动时都会有波动，但解耦的电流预测控制d轴电流波动小于未解耦，在0.2秒突加负载时未解耦的d轴电流会有1.2A的跳动，而解耦后的电流基本保持恒定；(b)dq轴解耦和为解耦的q轴电流基本没变化。所以此解耦的方法对改善电流起到一定作用。

占空比单次刷新电流采样频率为10KHz，双次刷新采样频率为20KHz，电流预测未解耦和解耦算法中电流采样频率都为20KHz，载波频率都为10KHz，在0时刻速度给定1000r/min的阶跃指令，得出不同算法下转速响应波形如图8所示。

图8为在不同算法下的电机转速响应波形，可以看出电流采样频率为10KHz占空比单次刷新的转速响应最慢，采样频率为20KHz的占空比双此刷新的转速响应次之，采样频率为20KHz的电流预测算法转速响应较快，解耦后的电流预测算法进一步提高转速响应。

以上仿真是从时域的角度分析电流环响应，从频域的角度分析电流环响应，可以通过分析电流环的闭环截止频率大小，闭环截止频率越大系统的瞬态响应速度越快。向系统电流环d轴输入幅值一定的正弦激励，通过改变激励的频率，直至幅值衰减为最大值的0.707倍，此时激励的频率为系统电流环的带宽频率(亦称截止频率)。

在Simulink仿真软件中，向电流环d轴输入幅值为1A的正弦激励，通过改变激励的频率分别得到PI控制下和电流预测控制下的系统电流环带宽频率，系统电流环d轴的输出响应波形如图9所示。

图9(a)、(b)、(c)、(d)中电流环d轴输入正弦激励频率分别为1607Hz、3183Hz、4293Hz、4535Hz，输出响应幅值均衰减为其最大值的0.707倍，可以得出解耦后的电流预测算法电流环带宽最宽，其响应最快。

本发明在电流预测控制方法上增加了复矢量解耦，进一步提高了电流环的响应速度。

附图说明

图1是本发明实施例提供的交流伺服系统高响应电流控制方法流程图。

图2是本发明实施例提供的电流环常规PI控制的系统结构框图。

图3是本发明实施例提供的电流采样时序示意图。

图4是本发明实施例提供的电流预测控制结构框图。

图5是本发明实施例提供的复矢量解耦控制结构框图。

图6是本发明实施例提供的不同算法下的三相电流和dq轴电流；

图中：(a)是PI算法下三相电流；(b)是电流预测控制下三相电流；(c)是PI算法下dq轴电流；(d)是电流预测算法下dq轴电流。

图7是本发明实施例提供的解耦dq轴电流波形；

图中：(a)是d轴电流波形；(b)q轴电流波形。

图8是本发明实施例提供的不同算法下转速响应波形。

图9是本发明实施例提供的不同算法下的激励与响应；

图中：(a)是占空比单次刷新下的激励与响应；(b)是占空比双次刷新下的激励与响应；(c)是电流预测解耦前的激励与响应；(d)是电流预测解耦后的激励与响应。

具体实施方式

为了使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合实施例，对本发明进行进一步详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅仅用以解释本发明，并不用于限定本发明。

交流伺服系统电流环常使用PI调节器对dq轴电流进行控制，在某些高响应的应用场合不能很好地满足快速性要求。现有技术中，PI控制交、直轴存在耦合，影响电流环动态响应。现有技术中，滞环控制电流环响应虽快，但该算法下的开关频率不固定，输出的电流含有谐波畸变，且存在稳态误差。

针对现有技术存在的问题，本发明提供了一种交流伺服系统高响应电流控制方法及控制系统，下面结合附图对本发明作详细的描述。

如图1所示，本发明实施例提供的一种交流伺服系统高响应电流控制方法，采用电流控制周期内PWM占空比双次刷新(在一个电流控制周期内PWM刷新两次)的方式减小电压输出滞后；采用电流预测控制算法，将本时刻采样的电流通过预测控制算法得到下一时刻的预测电压并作为电流环的输出，抵消采样延时；并针对dq轴电压耦合采用复矢量解耦控制。

在本发明实施例中，所述复矢量解耦控制，具体包括：

通过将q轴的误差量作为d轴积分项的补偿，同时将d轴的误差量作为q轴积分项的补偿，以此实现dq轴电压方程的解耦。

图5为复矢量解耦控制电流环结构框图，如图所示第k个周期给定电流

和采样电流i_d(k)、i_q(k)以及电机的角速度ω_e(k)经过电流预测控制算法生成dq轴电压

再将电流误差通过积分补偿实现dq轴解耦，将生成的电压

经过空间矢量变换生成6路PWM信号，最后由逆变器生成电压驱动电机。

下面结合实施例对本发明作进一步的描述。

实施例

1、交流伺服系统电流环PI控制性能分析

1.1交流伺服系统电流环模型

交流伺服系统常采用PI调节器作为电流环的控制方式，电流环结构模型如图2所示。

图2中，将电流参考值

与反馈值

的差值Δi_dq作为电流调节器的给定，经过电流调节器输出电压

做电压补偿后经过坐标变换，再计算占空比和PWM更新，最后由逆变器生成电压驱动电机。其中T_d即为占空比计算和PWM更新延时会降低电流环带宽。

在同步旋转坐标系下，可以得到q轴电压方程如下：

根据电流环结构可以得到同步旋转坐标系下的参考电压：

由电流环幅相频率特性可知，

其中

为电流环期望带宽，T_i为积分时间常数。假设定子电压能够快速跟踪参考电压，则有：

T_c为一个控制周期，对于表贴式永磁同步电机可以忽略其定子压降，且电流调节器PI在瞬态下的积分项较弱，主要由比例项起作用，因此式(3)可以化简为：

由式(4)可以看出电流环带宽和控制周期成反比关系，一个控制周期T_c存在采样延时、控制算法计算延时和PWM输出延时，会影响电流环响应特性。为进一步分析不同方法下延时大小，给出电流采样时序图如图3所示。

在典型电流采样中，逆变器开关周期为T_sw，电流环控制周期为T_c，且T_c＝T_sw。占空比在脉冲数递减为0时刻更新，系统在a时刻对电流进行采样，得到采样电流，经过电流控制算法，计算逆变器输出占空比，再执行其他控制任务；在c时刻将占空比更新到PWM发生器的比较单元，并在该开关周期内保持不变，在e时刻逆变器产生输出电压。可知，典型电流采样时序电流环延时为T_d＝2T_c。为减小输出电压滞后问题，采用占空比双次刷新电流采样，占空比在脉冲数递增到峰值时刻和递减到0时刻更新，电流环的控制周期缩减一半，即T_c＝0.5T_sw，电流环延时变为T_d＝T_c，但现有技术PWM占空比双刷新控制方法中，控制周期的减小导致运算负荷的加重，对控制器运算性能要求高。

在电流预测算法中，在a时刻进行电流采样、通过DSP的模数转换，进行坐标变换并与给定电流进行比较在通过电流预测算法进行控制从而产生下一个控制周期起点(b时刻)的控制电压，最后进行占空比的计算和PWM的更新。现有技术PWM占空比双刷新控制方法中，该过程虽通过电流预测下一个控制周期的电压抵消了电流采样延时，但仍存在一个控制周期的延时T_d＝0.5T_c。

2、考虑复矢量解耦的电流预测方法

为了实现高响应电流控制，本发明采用电流预测控制算法，将本时刻采样的电流通过预测控制算法得到下一时刻的预测电压并作为电流环的输出，抵消了采样延时，减小控制延时提高电流环响应。并通过对dq轴电压复矢量解耦，进一步改善电流环响应。

2.1交流伺服系统电流预测控制

为了便于对交流伺服系统电流电流预测算法的数学模型的建立，做如下假设：忽略电机的铁心饱和；不计电机的涡流损耗和磁滞损耗；转子上没有阻尼绕组，永磁体也无阻尼作用；电机的感应反电动势为正弦波。

永磁同步电机在旋转坐标系下的电压、磁链方程如下：

u_d、u_q为永磁同步电机的直轴和交轴电压；i_d、i_q为直轴和交轴电流；ψ_d、ψ_q为直轴和交轴磁链；L_d、L_q为直轴和交轴电感；R为定子电阻；ψ_f为永磁体磁链。

表贴式同步电机中有L_d＝L_q＝L，由电压方程可以推出电流的状态方程为：

取电机的电流为状态空间变量，并根据状态方程可以将式(6)化为：

其通解为：

u在t₀～t之间恒不变，设t₀＝kt，t＝(k+1)t，可得：

x(k+1)＝A_φx(k)+A^-1(A_φ-I)Bu(k)+A^-1(A_φ-I)D(k) (8)

上式中，

在T_s足够小时有cosω_eT_s≈1，

sinω_eT_s≈ω_eT_s，

所以

A_φ-I≈AT_s，可得电流离散方程如下：

由电流预测控制原理可

可得k时刻控制变量u(k)：

式中：L₀，R₀，ψ_f0均为预测算法中的电机参数，电流预测控制结构框图如图4所示。

图4中，i_dq(k)为第k个周期的给定电流，i_dq(k+1)为第k+1个周期的给定电流，i_dq(k)为第k个周期的采样电流，ω_e(k)为第k个周期的电机转速，

为第k个周期输出的预测电压。

由式(10)可知，电流预测控制得到的电压方程中dq轴存在耦合，影响电流环响应带宽，为解决这一问题，本文采用复矢量解耦的方法实现dq轴电压方程的解耦。

2.2复矢量解耦控制

通过将q轴的误差量作为d轴积分项的补偿，同时将d轴的误差量作为q轴积分项的补偿，以此实现dq轴电压方程的解耦，其结构框图如图5所示。

图5为复矢量解耦控制电流环结构框图，如图所示第k个周期给定电流

和采样电流i_d(k)、i_q(k)以及电机的角速度ω_e(k)经过电流预测控制算法生成dq轴电压

再将电流误差通过积分补偿实现dq轴解耦，将生成的电压

经过空间矢量变换生成6路PWM信号，最后由逆变器生成电压驱动电机。

下面结合仿真对本发明作进一步描述。

在Matlab/Simulink软件中，对电流环采用常规PI调节器控制和电流预测控制进行仿真。电机参数：电机额定电流为6A、额定转速为2000r/min、额定转矩为5N·m、定子电阻3.15Ω、定子电感0.0085H、定子磁链0.175Wb、电机极对数为4对极、转动惯量0.008Kg·m²。

直流母线电压为310V，电流采样频率20KHz，载波频率为10KHz，在0时刻速度给定为1000r/min的阶跃指令，并在0.2秒时刻突加5N·m的恒定负载，得出PI算法和电流预测控制算法下的三相电流和dq轴电流波形如图6所示，得出电流预测未解耦和解耦dq轴电流如图7所示。

图6(a)中可以看出，PI控制算法下的电流含有大量的谐波，这是由于该算法下存在严重的滞后问题，波形中含有大量的噪声从而导致波形成非正弦；(b)中电流预测算法三相电流波形基本为正弦波。图(c)(d)为PI控制算法下和电流预测算法下dq轴电流波形。电机在0.2秒时加5N·m的负载，可以看出在负载突变的情况下，(d)中电流预测算法下的d轴电流相比(c)中PI控制算法下的d轴电流波动小。在稳态情况下，无论电机空载或带载电流预测算法dq轴电流比PI控制算法dq轴电流波动小。

图7(a)dq轴解耦和未解耦的d轴电流波形在电机启动时都会有波动，但解耦的电流预测控制d轴电流波动小于未解耦，在0.2秒突加负载时未解耦的d轴电流会有1.2A的跳动，而解耦后的电流基本保持恒定；(b)dq轴解耦和为解耦的q轴电流基本没变化。所以此解耦的方法对改善电流起到一定作用。

占空比单次刷新电流采样频率为10KHz，双次刷新采样频率为20KHz，电流预测未解耦和解耦算法中电流采样频率都为20KHz，载波频率都为10KHz，在0时刻速度给定1000r/min的阶跃指令，得出不同算法下转速响应波形如图8所示。

图8为在不同算法下的电机转速响应波形，可以看出电流采样频率为10KHz占空比单次刷新的转速响应最慢，采样频率为20KHz的占空比双此刷新的转速响应次之，采样频率为20KHz的电流预测算法转速响应较快，解耦后的电流预测算法进一步提高转速响应。

以上仿真是从时域的角度分析电流环响应，从频域的角度分析电流环响应，可以通过分析电流环的闭环截止频率大小，闭环截止频率越大系统的瞬态响应速度越快。向系统电流环d轴输入幅值一定的正弦激励，通过改变激励的频率，直至幅值衰减为最大值的0.707倍，此时激励的频率为系统电流环的带宽频率(亦称截止频率)。

在Simulink仿真软件中，向电流环d轴输入幅值为1A的正弦激励，通过改变激励的频率分别得到PI控制下和电流预测控制下的系统电流环带宽频率，系统电流环d轴的输出响应波形如图9所示。

图9(a)、(b)、(c)、(d)中电流环d轴输入正弦激励频率分别为1607Hz、3183Hz、4293Hz、4535Hz，输出响应幅值均衰减为其最大值的0.707倍，可以得出解耦后的电流预测算法电流环带宽最宽，其响应最快。从频域角度分析得到相同的结论。

以上所述仅为本发明的较佳实施例而已，并不用以限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内所作的任何修改、等同替换和改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (5)

1.一种交流伺服系统高响应电流控制方法，其特征在于，所述交流伺服系统高响应电流控制方法包括：

采用电流控制周期内PWM占空比双次刷新的方式减小电压输出滞后；

将本时刻采样的电流通过电流预测控制算法得到下一时刻的预测电压并作为电流环的输出，抵消采样延时，并对dq轴电压耦合采用复矢量解耦进行控制；

所述复矢量解耦进行控制的方法包括：

通过将q轴的误差量作为d轴积分项的补偿，将d轴的误差量作为q轴积分项的补偿，实现dq轴电压方程的解耦；

第k个周期给定电流

和采样电流i_d(k)、i_q(k)以及电机的角速度ω_e(k)经过电流预测控制算法生成dq轴电压

再将电流误差通过积分补偿实现dq轴解耦，将生成的电压

经过空间矢量变换生成6路PWM信号，最后由逆变器生成电压驱动电机。

2.如权利要求1中所述的交流伺服系统高响应电流控制方法，其特征在于，所述电流预测控制算法为：

永磁同步电机在旋转坐标系下的电压、磁链方程如下：

u_d、u_q为永磁同步电机的直轴和交轴电压；i_d、i_q为直轴和交轴电流；ψ_d、ψ_q为直轴和交轴磁链；L_d、L_q为直轴和交轴电感；R为定子电阻；ψ_f为永磁体磁链；

表贴式同步电机中有L_d＝L_q＝L，由电压方程推出电流的状态方程为：

取电机的电流为状态空间变量，并根据状态方程转化为：

通解为：

u在t₀～t之间恒不变，设t₀＝kt，t＝(k+1)t，得：

x(k+1)＝A_φx(k)+A^-1(A_φ-I)Bu(k)+A^-1(A_φ-I)D(k)

上式中，

在T_s足够小时有cosω_eT_s≈1，

sinω_eT_s≈ω_eT_s，

A_φ-I≈AT_s，得电流离散方程：

由电流预测控制原理可

得k时刻控制变量u(k)：

式中：L₀，R₀，ψ_f0均为电机参数。

3.一种如权利要求1中所述交流伺服系统高响应电流控制方法的交流伺服系统高响应电流控制系统。

4.一种实现权利要求1～2任意一项所述交流伺服系统高响应电流控制方法的信息数据处理终端。

5.一种计算机可读存储介质，包括指令，当其在计算机上运行时，使得计算机执行如权利要求1-2任意一项所述的交流伺服系统高响应电流控制方法。

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