CN110661491B - 电压控制振荡器、带通滤波器、以及信号产生方法 - Google Patents
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- 238000000034 method Methods 0.000 title claims abstract description 27
- 238000004804 winding Methods 0.000 claims description 37
- 239000002184 metal Substances 0.000 claims description 28
- 230000008878 coupling Effects 0.000 claims description 18
- 238000010168 coupling process Methods 0.000 claims description 18
- 238000005859 coupling reaction Methods 0.000 claims description 18
- 230000010355 oscillation Effects 0.000 claims description 13
- 230000005540 biological transmission Effects 0.000 claims description 12
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 claims description 9
- 230000003071 parasitic effect Effects 0.000 claims description 5
- 230000007274 generation of a signal involved in cell-cell signaling Effects 0.000 claims 1
- 239000010410 layer Substances 0.000 description 20
- 239000000758 substrate Substances 0.000 description 17
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 16
- 238000002955 isolation Methods 0.000 description 7
- 230000007423 decrease Effects 0.000 description 3
- 230000006872 improvement Effects 0.000 description 3
- 239000000463 material Substances 0.000 description 3
- 230000004044 response Effects 0.000 description 3
- 230000001629 suppression Effects 0.000 description 3
- 230000001360 synchronised effect Effects 0.000 description 3
- XUIMIQQOPSSXEZ-UHFFFAOYSA-N Silicon Chemical compound [Si] XUIMIQQOPSSXEZ-UHFFFAOYSA-N 0.000 description 2
- 230000005669 field effect Effects 0.000 description 2
- 238000001914 filtration Methods 0.000 description 2
- 230000009467 reduction Effects 0.000 description 2
- 238000000926 separation method Methods 0.000 description 2
- 229910052710 silicon Inorganic materials 0.000 description 2
- 239000010703 silicon Substances 0.000 description 2
- 230000004075 alteration Effects 0.000 description 1
- 230000008859 change Effects 0.000 description 1
- 230000001010 compromised effect Effects 0.000 description 1
- 238000010276 construction Methods 0.000 description 1
- 238000001514 detection method Methods 0.000 description 1
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 1
- 239000012212 insulator Substances 0.000 description 1
- 239000011229 interlayer Substances 0.000 description 1
- 238000005259 measurement Methods 0.000 description 1
- 229910044991 metal oxide Inorganic materials 0.000 description 1
- 150000004706 metal oxides Chemical class 0.000 description 1
- 230000008569 process Effects 0.000 description 1
- 230000010076 replication Effects 0.000 description 1
- 239000004065 semiconductor Substances 0.000 description 1
- 238000004088 simulation Methods 0.000 description 1
- 230000003595 spectral effect Effects 0.000 description 1
- 238000006467 substitution reaction Methods 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03B—GENERATION OF OSCILLATIONS, DIRECTLY OR BY FREQUENCY-CHANGING, BY CIRCUITS EMPLOYING ACTIVE ELEMENTS WHICH OPERATE IN A NON-SWITCHING MANNER; GENERATION OF NOISE BY SUCH CIRCUITS
- H03B5/00—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input
- H03B5/20—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising resistance and either capacitance or inductance, e.g. phase-shift oscillator
- H03B5/24—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising resistance and either capacitance or inductance, e.g. phase-shift oscillator active element in amplifier being semiconductor device
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- Inductance-Capacitance Distribution Constants And Capacitance-Resistance Oscillators (AREA)
Abstract
电压控制振荡器包含用以具有电源供应电压的电源供应节点。参考节点用以具有参考电压。变压器耦合带通滤波器耦接到一对晶体管。该对晶体管和变压器耦合带通滤波器位于电源供应节点与参考节点之间。一种带通滤波器及一种信号产生方法亦在此揭露。
Description
技术领域
本案是关于电压控制振荡器、带通滤波器、以及信号产生方法，特别是关于具有抑制相位杂讯的电压控制振荡器、带通滤波器、以及用于产生振荡信号的方法。
背景技术
电压控制振荡器是具有输出信号的振荡器，所述输出信号的输出可以在某一范围内变化，所述范围由输入电压控制。振荡器的输出信号的输出频率与输入电压直接相关。振荡频率在从几赫兹至几百吉赫(GHz)的范围内变化。通过改变输入电压来调节输出信号的输出频率。
发明内容
本案内容的一实施方式是关于一电压控制振荡器，该电压控制振荡器包含一电源供应节点、一参考节点、一对晶体管以及一变压器耦合带通滤波器。电源供应节点用以具有一电源供应电压。参考节点用以具有一第一参考电压。变压器耦合带通滤波器与对晶体管的第一晶体管的漏极端子在第一节点耦接，与第一晶体管的栅极端子在第二节点耦接，与该对晶体管的第二晶体管的栅极端子在第三节点耦接，以及与第二晶体管的漏极端子在一第四节点耦接，其中该对晶体管和变压器耦合带通滤波器位于电源供应节点与参考节点之间。变压器耦合带通滤波器包含第一电容装置及第二电容装置，第一电容装置包含连接到第一节点的一端点以及连接到第二节点或第三节点的另一端点，第二电容装置包含连接到第四节点的一端点以及连接到第二节点或第三节点的另一端点。
本案内容的另一实施方式是关于一种带通滤波器，带通滤波器包含第一导电结构、第二导电结构、第三导电结构以及第四导电结构。第一导电结构位于积体电路的第一金属层中，第一导电结构包含第一端子、第二端子和第三端子。第一端子在第一导电结构的第一端点处，以及第二端子和第三端子在第一导电结构的第二端点处，第二端点与第一导电结构的第一端点相对。第二导电结构在第一金属层中，第二导电结构包含输入端子、复数个延伸部分。输入端子在第二导电结构的第一端点处位于第二端子和第三端子之间。些延伸部分位于第二导电结构的第二端点处，第二端点与第二导电结构的第一端点相对，其中些延伸部分沿着彼此相反的方向从输入端子延伸到第一端子。第三导电结构在第一金属层中，其中第三导电结构的第一端点连接到第二导电结构的些延伸部分中的一者，第三导电结构的第二端点定位在与第三导电结构的第一端点相对，并且第三导电结构的第二端点限定第四端子。第四导电结构在第一金属层中，第四导电结构定位为与第三导电结构相对，其中第四导电结构的第一端点连接至第二导电结构的些延伸部分中的另一者，第四导电结构的第二端点定位为与第四导电结构的第一端点相对，并且第四导电结构的第二端点限定第五端子，其中第二端子位于第四端子与输入端子之间，并且第三端子位于第五端子与输入端子之间。
本案内容的另一实施方式是关于信号产生方法，方法包含：在变压器耦合带通滤波器的第一绕组与第二绕组处接收输入电压；在变压器耦合带通滤波器的第三绕组与第四绕组处处接收电源供应电压；在包含一对晶体管的谐振器部件处接收控制电压；经由该对晶体管将变压器耦合带通滤波器的第一至第四绕组与参考电压耦接；以及产生振荡信号，振荡信号的频率对应于控制电压的电压电平；其中第一绕组与第三绕组共用第一核心，以及第二绕组与第四绕组共用第二核心。
附图说明
当结合附图阅读时，从以下详细描述可以最好地理解本案的各方面。应注意，根据行业中的标准实践，各种特征未按比例绘制。实际上，为了论述的清楚性，可以任意地增大或缩小各种特征的尺寸：
图1A至图1B是根据一实施例的电压控制振荡器的示意图；
图2A至图2B是根据一实施例的电压控制振荡器的相位杂讯效能的示意图和图表；
图3是根据一实施例的电压控制振荡器的传输系数的图表；
图4是根据一实施例的变压器耦合带通滤波器的变压器的示意图；
图5A至图5B是根据一实施例的变压器耦合带通滤波器的示意图；
图6A至图6B是根据一实施例的变压器耦合带通滤波器的示意图和变压器耦合带通滤波器的分离图；
图7是根据一实施例的变压器耦合带通滤波器的示意图；
图8A至图8B是根据一实施例的电压控制振荡器的杂讯抑制的图表；
图9A至图9B是根据一实施例的电压控制振荡器的所量测振荡频率和所量测相位杂讯的图表；以及
图10是根据一实施例的用于产生振荡信号的方法的流程图。
【符号说明】
为让本案的上述和其他目的、特征、优点与实施例能更明显易懂，所附符号的说明如下：
100、202：电压控制振荡器
102：谐振器
104、108：T型偏压器电路/T型偏压电路
106：变压器耦合带通滤波器
BFP：带通滤波器
114、116、118、120、122、124、126、128、130、132、134、136、138、140：节点
144、146：极性点
L1、L2：电感器
M1、M2、M3、M4：晶体管
CR1、CR2：核心
C1、Cc1、Cc2、C2、C3、C4、C5、C6：电容装置
T1、T2：变压器
W1、W4：初级绕组
W2、W3：次级绕组
R1、R2：电阻器
VBUF：DC电压电源
VDD：电源供应源
VG：电压源
Vctrl1：第一控制电压
Vctrl2：第二控制电压源
204：第一带通滤波器
206：输出
208：第二带通滤波器
210、G1、G2、D1、D2：信号
212、214：加法器
216、218：电导装置
220、222：回馈臂
224：相位杂讯效能/曲线
m1、m2：增益
300：图表/曲线
302、204、606、608、804、806、906、908、910:：曲线
400：变压器
404：第一基板
406、412、414、418：导电结构
416：第二基板结构
420、422、424、426、428：：端子
430、432：通孔结构
434：第一端子
436：相对延伸的部分/延伸部分
438：延伸部分
500、502、600、604：变压器耦合带通滤波器
602：最低金属层
700：变压器耦合带通滤波器/变压器耦合带通滤波器
714、716：区域
800、802、902、904：图表
1000：方法
1002、1004、1006、1008：：步骤
具体实施方式
以下揭露内容提供了用于实施所提供标的的不同特征的许多不同实施例或实例。以下描述了部件、值、操作、材料、布置等的特定实例以简化本案内容。当然，该些仅仅是实例，而并且旨在为限制性的。可设想到其他部件、值、操作、材料、布置等。例如，在以下描述中在第二特征上方或之上形成第一特征可以包含第一特征和第二特征形成为直接接触的实施例，并且亦可以包含可以在第一特征与第二特征之间形成额外特征，使得第一特征和第二特征可以不直接接触的实施例。另外，本案可以在各种实例中重复参考数字及/或字母。该重复是为了简单和清楚的目的，并且本身并不表示所论述的各种实施例及/或配置之间的关系。
电压控制振荡器用作锁相回路(phase locked loop，PLL)的一部分，以同步电压控制振荡器频率与参考频率。当输出端出现短期随机频率信号波动(称为相位杂讯)时，电压控制振荡器输出的品质会折衷。相位杂讯引入了改变电压控制振荡器输出的二阶和三阶谐波频谱分量。对于要在某些毫米波应用(mmWave)(30GHz-300 GHz)下操作的电压控制振荡器，电压控制振荡器需要控制在电压控制振荡器输出端处出现的相位杂讯的量。
图1A是根据一实施例的电压控制振荡器100的示意图。电压控制振荡器100具有两个部件：谐振器102和变压器耦合带通滤波器106。谐振器102用于电压控制振荡器100的频率侦测和复制。谐振器102包含两个T型偏压器(bias-tee，bias-T)电路104和108，所述两个T型偏压器电路104和108提供DC电压或DC电流以偏置谐振器102。T型偏压器电路104包含电感器L1、节点114和电容装置C1。电感器L1在一个端点处连接至节点114，并且在另一端点处连接至DC电压电源VBUF。电容装置C1在一个端点处连接至节点114，并且在另一端点处连接至电阻器R1。电阻器R1在另一端点处连接至接地源极。T型偏压器电路108包含电感器L2、节点116和电容装置C2。电感器L2在一个端点处连接至节点116，并且在另一端点处连接至DC电压电源VBUF。电容装置C1在一个端点处连接至节点116，并且在另一端点处连接至电阻器R2。电阻器R2在另一端点处连接至接地源极。T型偏压电路104和108用于向晶体管M3和M4提供固定的DC电压。
晶体管M3在漏极端子处连接至节点114，并且在源极端子处连接至接地源极。晶体管M3的栅极连接至节点118。可变电容装置C6在一个端点处连接至节点118，并且在另一端点处连接至电气节点120。晶体管M4在漏极端子处连接至节点116，并且在源极端子处连接至接地源极。晶体管M4的栅极连接至节点122。可变电容装置C3在一个端点处连接至节点122，并且在另一端点处连接至节点120。节点120连接至第一控制电压Vctrl1。
晶体管M1的漏极端子连接至节点124，并且源极端子连接至接地电压。晶体管M2的漏极端子连接至节点126，并且源极端子连接至接地电压。晶体管M1的栅极连接至节点128，并且晶体管M2的栅极连接至节点130。可变电容装置C5在一个端点处连接至节点128，并且在另一端点处连接至节点132。可变电容装置C4在一个端点处连接至节点130，并且在另一端点处连接至节点132。节点132连接至第二控制电压源Vctrl2。晶体管M1和M2用以形成一对交叉耦合的晶体管。
变压器耦合带通滤波器106包含一对耦合的变压器T1和T2，以及一对耦合的电容装置Cc1和Cc2。变压器T1包含初级绕组W1、次级绕组W2和核心CR1。变压器T2包含初级绕组W4、次级绕组W3和核心CR2。变压器T1和T2用以在该实施例中作为1:2变压器一起操作，然而，在其他实施例中，变压器T1和T2根据电压控制振荡器的功率考量而具有不同的变压器实施。变压器T1产生180度的相位差，如变压器T1的极性点144所示，而由变压器装置T2产生的相位是-180度，如极性点146所示。初级绕组W1在一个端点处连接至节点134并且在另一个端点处连接至电源供应源VDD，并且初级绕组W4在一个端点处连接至节点136并且在另一个端点处连接至电源供应源VDD。电容装置Cc1连接在节点134与136之间。次级绕组W2在一个端点处连接至节点138并且在另一个端点处连接至电压源VG，并且次级绕组W3在一个端点处连接至节点140并且在另一个端点处连接至电压源VG。电容装置Cc2连接在节点138与140之间。该对耦合的电容装置Cc1和Cc2与变压器T1和T2的耦接形成带通滤波器。
节点134至节点124、节点136至节点130、节点138至节点128以及节点140至节点126的连接将谐振器部件102连接至变压器耦合带通滤波器106。
图1B是根据一实施例的电压控制振荡器110的示意图。电压控制振荡器110包含谐振器部件102。电压控制振荡器110与电压控制振荡器100的不同之处在于与电压控制振荡器110连接的变压器耦合带通滤波器112的配置。变压器耦合带通滤波器112类似于变压器耦合带通滤波器106，区别为该对耦合的电容装置Cc1和Cc2的连接方式。在电压控制振荡器110中，电容装置Cc1连接在节点134与节点138之间，并且电容装置Cc2连接在节点136与节点140之间。电压控制振荡器110的电容装置Cc1和Cc2的两个端点连接至相同的变压器T1和T2的端子，此与电压控制振荡器100的电容装置Cc1和Cc2的连接相反。
该对交叉耦合的晶体管M1和M2用以产生负电阻以补偿来自变压器耦合带通滤波器106的信号损失。晶体管M1和M2为实现电流稳定性在饱和区中操作，以减小由晶体管M1和M2中的电荷俘获和释放引起的1/f(亦称为闪烁杂讯)；然而，移除闪烁杂讯不会减少相位杂讯。闪烁杂讯不是在较高频率范围(诸如1GHz或更高)下的主要因素，在较高频率范围下相位杂讯更为主要。为了减少相位杂讯，变压器耦合带通滤波器106和112使用一对耦合的电容装置Cc1和Cc2来过滤和减少由较高谐波(诸如2f0、3f0，或更高谐波)贡献的相位杂讯，其中f0是本文所述的变压器耦合带通滤波器106或112的截止频率下限。电容装置Cc1和Cc2各自耦接到该对耦合的变压器T1和T2，以形成变压器耦合带通滤波器106或112。变压器耦合带通滤波器106或112的频率响应包含额外的传输零点，额外的传输零点被定义为频率响应产生几乎为零的值的频率。电容装置，诸如Cc1和Cc2，由于过滤而增加了系统频率响应中的传输零点的数目。变压器耦合带通滤波器106或112的传输零点出现在截止频率下限的两倍处(2f0)，其中截止频率下限(f0)是变压器耦合带通滤波器106或112的最低转角频率。此外，该对耦合的电容装置Cc1和Cc2用以为使得变压器耦合带通滤波器包含在由第二谐波和第三谐波贡献的相位杂讯的频率范围之外的带通范围。在至少一些实施例中，变压器耦合带通滤波器106或112将相位杂讯减少14dB或更多。
在一些实施例中，晶体管M1～M4是双极晶体管、场效晶体管(field effecttransistors，FET)等。在一些实施例中，晶体管M1～M4是金属氧化物半导体场效晶体管(metal-oxide semiconductor field-effect transistors，MOSFET)，诸如CMOS、NMOS、PMOS等。在一些实施例中，晶体管M1～M4是不同类型的晶体管。在一些实施例中，所描述的接地源极在电压控制振荡器外部或内部接地至电压控制振荡器。在一些实施例中，可变电容装置C3～C6是变容器结构等等，可变电容装置C3～C6允许电容基于电压或电流而改变。
图2A是根据一实施例的电压控制振荡器202的回馈电路的示意图。电压控制振荡器202包含具有增益m1的第一带通滤波器204，该第一带通滤波器204接收信号D1作为输入。第一带通滤波器204产生输出206，该输出206是增益m1与信号D1相乘的结果。具有增益m2的第二带通滤波器208接收信号D2作为输入。第二带通滤波器208产生输出信号210，该输出信号210是增益m2与信号D2相乘的结果。加法器212接收信号206和信号D2作为输入，并输出信号G2。加法器214接收信号210和信号D1作为输入，并输出信号G1。电导装置216接收信号G1作为输入，并输出信号D1。电导装置218接收信号G2作为输入，并输出信号D2。回馈臂(feedback arm)220用以包含电导装置216和加法器214，因此信号D1产生一致的结果。回馈臂222用以包含电导装置218和加法器212，因此信号D2产生一致的结果。
在一些实施例中，增益m1和m2与如本文所述的该对耦合的变压器(例如，“T1”和“T2”)中的每个变压器的匝数比相关。在一些实施例中，增益m1和m2为相同或相异的。在一些实施例中，电导装置216和218是图1A和图1B的该对耦合的变压器T1和T2中的每个变压器的电导。在一些实施例中，电导装置216和218包含电压控制振荡器202外部的电路。
带通滤波器204和208通过将增益m1和m2施加到信号D1和D2来增加振荡幅度，而不需要额外的DC电压。在此种情况下，信号D1和D2为基本上相似的，增益m1和m2为2，并且带通滤波器204和206所使用的变压器的匝数比为2。此外，所有寄生损耗都可以忽略不计。使用该些参数，基于电压控制振荡器202的回馈电路和以下公式，信号G1的信号功率PG1约为信号D1的信号功率PD1的三倍：
PD1+m2PD2＝PG1
如果PD1＝PD2并且m1＝m2＝2
则PG1＝3PD1。
由于带通滤波器204和208的相位杂讯抑制，杂讯功率不会增加。电压控制振荡器202产生约10log(1/3)≈-4.8dB的相位缩减。
在一些实施例中，匝数比高于2并且信号D1和D2不相似。
图2B是根据一实施例的电压控制振荡器202的相位杂讯效能224的图表。曲线224是以分贝(dB)对照匝数比的相位杂讯改善图表。随着匝数比的增加，相位杂讯改善增加，亦即dB位凖下降，如曲线224所示。
图3是根据一实施例的电压控制振荡器的传输系数的图表300。电压控制振荡器的传输系数表示电压控制振荡器输出的幅度和功率。曲线300包含曲线302和曲线304。曲线302包含根据不具有如本文所述的变压器耦合带通滤波器的方法的一对耦合的变压器的传输系数对照频率，并且曲线304包含图1A或图1B的变压器耦合带通滤波器(例如，“106”或“112”)的传输系数对照频率。在此种情况下，变压器耦合带通滤波器具有约28GHz的截止频率下限(f0)。曲线304包含在约56GHz或(2f0)处与曲线302的相同点相比降低超过14dB的传输零点。在84GHz处，曲线304包含相对于曲线302约14dB的下降。该对耦合的电容器滤除了相位杂讯的较高频率分量。
图4是根据一实施例的在变压器耦合带通滤波器中使用的一对耦合的变压器400的示意图。该对耦合的变压器400用以在两个堆迭的金属层布置中。该对耦合的变压器400包含形成在金属层上的多个导电结构406、412和414。此外，该对耦合的变压器400包含形成在金属层上的导电结构418，该导电结构418具有在该耦合的变压器400的一个端点处的第一端子434，其中两个延伸部分438从第一端子434延伸至在相对端点处的两个端子422和426。延伸部分438用以作为图1A至图1B中所示的初级绕组W1和W4。
导电结构412包含位于导电结构412的一个端点处的端子424和位于导电结构412的相对端点处的两个相对延伸部分436。两个相对的延伸部分436从端子424延伸。导电结构406包含第一端点，该第一端点连接至延伸部分436中在第一端子434附近的一个延伸部分。导电结构406包含位于与第一端点相对的端点处的端子420。导电结构414包含第一端点，该第一端点连接至该导电结构412的延伸部分436中在第一端子434附近的另一个延伸部分。此外，导电结构414包含位于与第一端点相对的端点处的端子428。导电结构406和414在第一端子434下方与导电结构412的延伸部分436连接。
通孔结构430和432用以提供形成一对耦合的变压器400所需的连接。导电结构406、412、414和418的一部分位于第一基板404上方。通孔结构432用以在导电结构406与412之间形成连接以形成图1A至图1B的次级绕组W2，并在导电结构412与414之间形成连接以形成图1A至图1B的次级绕组W3。导电结构406与导电结构412之间以及导电结构414与导电结构412之间的连接位于第一端子下方。导电结构406、412、414和418的其他部分包含端子420、422、424、426和428，该些端子420、422、424、426和428各自位于一系列第二基板结构416中的一者上方。第二基板结构416被单独图案化以具有与端子420、422、424、426和428类似的尺寸。此外，通孔结构430用以在端子420与424之间以及端子424与428之间进行连接。
在一些实施例中，第一基板404和第二基板416是分离的基板。在一些实施例中，第一基板404和第二基板416形成单个基板结构。在一些实施例中，第一基板404是硅(Si)基板或金属基板。在一些实施例中，第二基板416是Si基板或金属基板。
在一些实施例中，通孔结构430和432是方形通孔。在一些实施例中，通孔结构430和432具有八边形形状、六边形形状、矩形形状等。在一些实施例中，通孔结构430和432是穿硅通孔。在一些实施例中，通孔结构430和432是在填充有金属的层间介电质中蚀刻的孔。在一些实施例中，通孔结构430和432是埋通孔。在一些实施例中，通孔结构430与通孔结构432不同。在一些实施例中，通孔结构430和/或432被分层金属对替代，以形成与导电结构406、412、414和418的互连。
图5A是根据一些实施例的变压器耦合带通滤波器500的示意图。变压器耦合带通滤波器500包含一对耦合的变压器，该对耦合的变压器类似于图4的该对耦合的变压器400。此外，第5A图包含的一对耦合的电容装置Cc1和Cc2的耦合布置与图1A中变压器耦合带通滤波器106的耦合布置相同。第一端子434耦合至电压源VDD，并且输入电压VG连接至端子424。耦合的电容装置Cc1在一个端点处连接至端子420，并且另一端点连接至端子426。耦合的电容装置Cc2在一个端点处连接至端子422，并且另一端点连接至端子428。变压器耦合带通滤波器500是图1A的变压器耦合带通滤波器106的一个实施例。
图5B是根据一实施例的变压器耦合带通滤波器502的示意图。变压器耦合带通滤波器500包含一对耦合的变压器，该对耦合的变压器类似于图4的该对耦合的变压器400。此外，图5B包含的耦合布置与图1B中变压器耦合带通滤波器112的该对耦合的电容装置Cc1和Cc2的耦合布置类似。第一端子434耦合至电压源VDD，并且输入电压VG连接至端子424。耦合的电容装置Cc1在一个端点处连接至端子420，并且另一端点连接至端子422。耦合的电容装置Cc2在一个端点处连接至端子426，并且另一端点连接至端子428。变压器耦合带通滤波器502是图1B的变压器耦合带通滤波器112的一个实施例。
变压器耦合带通滤波器500和502具有的特性与本文关于图1A和图1B的变压器耦合带通滤波器106和112所述的特性类似。特别地，变压器耦合带通滤波器500和502具有为截止频率下限的两倍的传输零点(2f0)。此外，如本文所述，变压器耦合带通滤波器500和502滤除由第二谐波和第三谐波贡献的相位杂讯。
图6A是根据一些实施例的变压器耦合带通滤波器600的示意图。变压器耦合带通滤波器600类似于图5B中所述的变压器耦合带通滤波器502。图6A包含耦接到最低金属层602的端子424，并且该对电容装置Cc1和Cc2与图5B的变压器耦合带通滤波器502类似地布置。金属层602用以耦接到电压源VG。此外，变压器耦合带通滤波器600用以提供隔离以防止由寄生电阻等产生的杂讯。端子的宽度W1与金属层602的宽度W2之间的宽度比与变压器耦合带通滤波器600中增加的隔离相关。
图6B是隔离对照宽度比(W1/W2)的图表。曲线604包含两条曲线606和608。曲线606包含在28GHz下操作的变压器耦合带通滤波器的隔离对照宽度比，并且曲线608包含在56GHz下操作的变压器耦合带通滤波器的隔离对照宽度比。宽度比越高，则隔离越好，如曲线606和608所示。增加隔离的一种方法是减小金属层602的宽度W2。在28GHz和56GHz下，使用8或更高的宽度比。
图7是根据一实施例的变压器耦合带通滤波器700的示意图。变压器耦合带通滤波器700类似于图6A中描述的变压器耦合带通滤波器600。此外，图7包含一对耦合的电容装置Cc1和Cc2，该对耦合的电容装置Cc1和Cc2位于变压器耦合带通滤波器700的区域714和716下方的下部金属层处。将该对耦合的电容装置Cc1和Cc2放置在变压器下方的下部金属层处允许该对耦合的电容装置Cc1和Cc2与变压器耦合带通滤波器700的其他操作元件之间的充分分离。该分离降低了由耦合的电容装置Cc1和Cc2引入的寄生电容对变压器耦合带通滤波器700的其余操作元件的影响。此外，变压器耦合带通滤波器700的空间面积减小。在一些实施例中，使用绝缘体材料层等来形成变压器下方的该对耦合的电容装置。
图8A是根据一实施例的电压控制振荡器的输出功率的图表800。特别地，图表800包含根据不具有如本文所述的变压器耦合带通滤波器的另一方法的第一电压控制振荡器与根据具有如本文所述的变压器耦合带通滤波器的方法的第二电压控制振荡器在基频和若干谐波处的输出功率对比频率。基频为28GHz。在第二谐波(56GHz)处，第一电压控制振荡器在相位杂讯中产生22dB的下降，并且第二电压控制振荡器产生更大的28dB下降。在第三谐波(84GHz)和第四谐波(112GHz)处，由于如本文所述的变压器耦合带通滤波器的过滤特性，第二电压控制振荡器相对于第一电压控制振荡器产生更大的相位杂讯下降。
图8B是根据一实施例的电压控制振荡器的杂讯抑制的图表。在此种情况下，图8B包含图表802，所述图表802具有两条曲线804和806。曲线804是根据不具有如本文所述的变压器耦合带通滤波器的另一方法的第一电压控制振荡器的模拟相位杂讯对照偏移频率，并且曲线806是具有如本文所述的变压器耦合带通滤波器的第二电压控制振荡器的模拟相位杂讯对照偏移频率。如图8B所示，第二电压控制振荡器的相位杂讯在100kHz和1MHz偏移下提高6.8dB和4.6dB。
图9A是所量测振荡频率的图表902。图表902包含两条曲线904和906。曲线904包含对具有如本文所述的变压器耦合带通滤波器的电压控制振荡器的振荡频率对照控制电压Vctrl2的模拟，并且曲线906表示了对相同电压控制振荡器的振荡频率对照控制电压Vctrl2的实际量测。曲线902中所示的调谐范围在27.2GHz与27.7GHz之间。控制电压增大得越大，则模拟和量测的振荡频率之间的差异越小，如图9A所示。
图9B是量测的相位杂讯的图表904。图表904包含两条曲线908和910。曲线908是根据不具有如本文所述的变压器耦合带通滤波器的另一方法的第一电压控制振荡器在27.4GHz处所测量的相位杂讯，而曲线910是具有如本文所述的变压器耦合带通滤波器的第二电压控制振荡器在27.4GHz处所测量的相位杂讯。与曲线908的量测的相位杂讯相比，曲线910的所量测相位杂讯改善了5dB。此种改进与图2A至图2B中论述的4.8dB相位杂讯降低一致。
图10是根据一个或多个实施例的用于产生振荡信号的方法1000的流程图。方法1000可用于产生低相位杂讯的振荡信号。在步骤1002中，在变压器耦合带通滤波器的输入端子(诸如该对耦合的变压器400的端子424)处接收输入电压，诸如VG(图2A)。
在步骤1004中，在变压器耦合带通滤波器的电源输入(诸如该对耦合的变压器400的第一端子434)处接收电源供应电压，诸如VDD。
在步骤1006中，将变压器耦合带通滤波器经由交叉耦合的晶体管对(诸如M1和M2)与控制电压(诸如Vctrl2或Vctrl1)耦合。在一些实施例中，变压器耦合带通滤波器包含具有特定匝数比的一对耦合的变压器。变压器耦合带通滤波器包含一对耦合的电容装置。在一些实施例中，该对耦合的电容装置中的第一电容装置在一个端点处耦接到该对交叉耦合的晶体管中的第一晶体管的栅极，并且另一端点耦接到该对交叉耦合的晶体管中的第二晶体管的漏极，并且该对耦合的电容装置中的第二电容装置在一个端点处耦接到该对交叉耦合的晶体管对中的第一晶体管的漏极，并且另一端点耦接到该对交叉耦合的晶体管对中的第二晶体管的栅极。在一些实施例中，该对耦合的元件中的第一电容装置在一个端点处耦接到该对交叉耦合的晶体管中的第一晶体管的栅极，并且另一端点耦接到该对交叉耦合的晶体管中的第一晶体管的漏极，并且该对耦合的电容装置中的第二电容装置在一个端点处耦接到该对交叉耦合的晶体管中的第二晶体管的栅极，并且该另一端点耦接到该对交叉耦合的晶体管中的第二晶体管的漏极。
在步骤1008中，产生振荡信号，该振荡信号具有的频率与控制电压的频率同步。
在一些实施例中，提供一电压控制振荡器，该电压控制振荡器包含一电源供应节点、一参考节点、一对交叉耦合的晶体管以及一变压器耦合带通滤波器。电源供应节点用以具有一电源供应电压。参考节点用以具有一第一参考电压。变压器耦合带通滤波器与该对交叉耦合的晶体管耦接，其中该对交叉耦合的晶体管和该变压器耦合带通滤波器位于该电源供应节点与该参考节点之间。
在一些实施例中，该变压器耦合带通滤波器包含一输入节点，该输入节点用以接收与该第一参考电压不同的一第二参考电压。
在一些实施例中，该变压器耦合带通滤波器包含一对耦合的变压器，该对耦合的变压器具有为1:2的一匝数比。
在一些实施例中，该变压器耦合带通滤波器包含一对耦合的电容装置。
在一些实施例中，该电压控制振荡器其中该对耦合的电容装置中的一第一电容装置耦接在该对交叉耦合的晶体管中的一第一晶体管的一栅极与该对交叉耦合的晶体管中的一第二晶体管的一漏极之间，并且该对耦合的电容装置中的一第二电容装置耦接在该对交叉耦合的晶体管中的该第一晶体管的该漏极与该对交叉耦合的晶体管中的该第二晶体管的该栅极之间。
在一些实施例中，该电压控制振荡器其中该对耦合的电容装置中的一第一电容装置耦接在该对交叉耦合的晶体管中的一第一晶体管的一栅极与一漏极之间，并且该对耦合的电容装置中的一第二电容装置耦接在该对交叉耦合的晶体管的一第二晶体管的一栅极与一漏极之间。
在一些实施例中，该变压器耦合带通滤波器用以在基本上等于该变压器耦合带通滤波器的一截止频率下限的两倍的一频率产生一传输零点。
在一些实施例中，提供一种带通滤波器，该带通滤波器包含一第一导电结构、第二导电结构、第三导电结构以及第四导电结构。该第一导电结构位于一积体电路的一第一金属层中，该第一导电结构包含一第一端子、一第二端子和一第三端子。该第一端子在该第一导电结构的一第一端点处，以及该第二端子和第三端子在该第一导电结构的一第二端点处，该第二端点与该第一导电结构的该第一端点相对。该第二导电结构在该第一金属层中，该第二导电结构包含输入端子、复数个延伸部分。该输入端子在该第二导电结构的一第一端点处位于该第二端子和该第三端子之间。该些延伸部分位于该第二导电结构的一第二端点处，该第二端点与该第二导电结构的该第一端点相对，其中该些延伸部分沿着彼此相反的方向从该输入端子延伸到该第一端子。该第三导电结构在该第一金属层中，其中该第三导电结构的一第一端点连接到该第二导电结构的该些延伸部分中的一者，并且该第三导电结构的一第二端点定位在与该第三导电结构的该第一端点相对，该第三导电结构的该第二端点限定一第四端子。该第四导电结构在该第一金属层中，该第四导电结构定位为与该第三导电结构相对，其中该第四导电结构的一第一端点连接至该第二导电结构的该些延伸部分中的另一者，并且该第四导电结构的一第二端点定位为与该第四导电结构的该第一端点相对，该第四导电结构的该第二端点限定一第五端子，其中该第二端子位于该第四端子与该输入端子之间，并且该第三端子位于该第五端子与该输入端子之间。
在一些实施例中，该带通滤波器还包含复数个通孔，该些通孔用以将该第二导电结构电连接到该第三导电结构，并且将该第二导电结构电连接到该第四导电结构。
在一些实施例中，该带通滤波器其中该第一端子耦接到一电源供应电压源。
在一些实施例中，该带通滤波器其中该输入端子耦接到一第二金属层以减小寄生电阻。
在一些实施例中，该带通滤波器其中该第二端子和该第五端子各自耦接到一第一电容装置。
在一些实施例中，该带通滤波器其中该第三端子和该第四端子各自耦接到一第二电容装置。
在一些实施例中，该带通滤波器其中该第二端子和该第四端子各自耦接到一第一电容装置。
在一些实施例中，该带通滤波器其中该第三端子和该第四端子各自耦接到一第二电容装置。
在一些实施例中，提供一种用于产生一振荡信号的方法，该方法包含：在一变压器耦合带通滤波器的一输入端子处接收一输入电压、在该变压器耦合带通滤波器的一电源供应输入端处接收一电源供应电压、经由一交叉耦合的晶体管对将该变压器耦合带通滤波器与一参考电压耦接，以及产生一振荡信号，该振荡信号的频率与该参考电压的该频率同步。
在一些实施例中，在该输入端子处接收该输入电压包含将该输入电压耦接到该变压器耦合带通滤波器的一对耦合的变压器。
在一些实施例中，在该输入端子处接收该输入电压包含将该对耦合的变压器耦接到一对耦合的电容装置。
在一些实施例中，将该变压器耦合带通滤波器与该参考电压耦接包含为电流稳定性在一饱和区域中操作该交叉耦合的晶体管。
在一些实施例中，产生该振荡信号包含通过该变压器耦合带通滤波器减小具有大于2f0的频率分量的相位杂讯，其中f0是该变压器耦合带通滤波器的一截止频率下限。
本说明书的另一方面系关于一种用于产生振荡信号的方法。该方法包含在变压器耦合带通滤波器的输入端子处接收输入电压。此外，该方法包含在变压器耦合带通滤波器的电源输入端处接收电源供应电压。变压器耦合带通滤波器经由交叉耦合的晶体管对而与参考电压耦合。此外，该方法包含产生振荡信号，该振荡信号的频率与参考电压的频率同步。
先前概述了若干实施例的特征，使得本领域技艺人士可以更好地理解本案的各方面。本领域技艺人士应当理解，他们可以容易地使用本案作为设计或修改其他制程和结构的基础，以实现与本文介绍的实施例相同的目的及/或实现与本文介绍的实施例相同的优点。本领域技艺人士亦应当认识到，此类等同构造不脱离本案的精神和范围，并且在不脱离本案的精神和范围的情况下，他们可以在本文中进行各种改变、替换和变更。
Claims (20)
1.一种电压控制振荡器，其特征在于，包含：
一电源供应节点，用以具有一电源供应电压；
一参考节点，用以具有一第一参考电压；
一对晶体管；以及
一变压器耦合带通滤波器，与该对晶体管的一第一晶体管的一漏极端子在一第一节点耦接，与该第一晶体管的一栅极端子在一第二节点耦接，与该对晶体管的一第二晶体管的一栅极端子在一第三节点耦接，以及与该第二晶体管的一漏极端子在一第四节点耦接，
其中该对晶体管和该变压器耦合带通滤波器位于该电源供应节点与该参考节点之间，以及
该变压器耦合带通滤波器包含一第一电容装置及一第二电容装置，该第一电容装置包含连接到该第一节点的一端点以及连接到该第二节点或该第三节点的另一端点，该第二电容装置包含连接到该第四节点的一端点以及连接到该第二节点或该第三节点的另一端点。
2.如权利要求1所述的电压控制振荡器，其中该变压器耦合带通滤波器包含一输入节点，该输入节点用以接收与该参考电压不同的一控制电压。
3.如权利要求1所述的电压控制振荡器，其中该变压器耦合带通滤波器包含一对耦合的变压器，该对耦合的变压器具有为1:2的一匝数比。
4.如权利要求1所述的电压控制振荡器，其中该变压器耦合带通滤波器用以在基本上等于该变压器耦合带通滤波器的一截止频率下限的两倍的一频率产生一传输零点。
5.如权利要求1所述的电压控制振荡器，更包含:
一第一偏压器电路与一第二偏压器电路，该第一偏压器电路与该第一节点耦接，该第二偏压器电路与该第四节点耦接。
6.如权利要求1所述的电压控制振荡器，其中该第一晶体管与该第二晶体管中的每一者包含连接至该参考节点的一源极端子。
7.如权利要求2所述的电压控制振荡器，其中该变压器耦合带通滤波器更包含:
一第一绕组，耦接在该第一节点与该电源供应节点之间；
一第二绕组，耦接在该第二节点与该输入节点之间；
一第三绕组，耦接在该第三节点与该输入节点之间；以及
一第四绕组，耦接在该第四节点与该电源供应节点之间，其中该第一与该第二绕组共用一第一核心，以及该第三与该第四绕组共用一第二核心。
8.一种带通滤波器，其特征在于，包含：
一第一导电结构、位于一积体电路的一第一金属层中，该第一导电结构包含：
在该第一导电结构的一第一端点处的一第一端子；以及
在该第一导电结构的一第二端点处的一第二端子和一第三端子，该第二端点与该第一导电结构的该第一端点相对；
第二导电结构、在该第一金属层中，包含:
一输入端子，在该第二导电结构的一第一端点处位于该第二端子和该第三端子之间；以及
复数个延伸部分，位于该第二导电结构的一第二端点处，该第二端点与该第二导电结构的该第一端点相对，其中该些延伸部分沿着彼此相反的方向从该输入端子延伸到该第一端子；
第三导电结构，在该第一金属层中，其中该第三导电结构的一第一端点连接到该第二导电结构的该些延伸部分中的一者，该第三导电结构的一第二端点定位在与该第三导电结构的该第一端点相对，以及该第三导电结构的该第二端点限定一第四端子；以及
第四导电结构，在该第一金属层中，该第四导电结构定位为与该第三导电结构相对，其中该第四导电结构的一第一端点连接至该第二导电结构的该些延伸部分中的另一者，该第四导电结构的一第二端点定位为与该第四导电结构的该第一端点相对，以及该第四导电结构的该第二端点限定一第五端子，
其中该第二端子位于该第四端子与该输入端子之间，并且该第三端子位于该第五端子与该输入端子之间。
9.如权利要求8所述的带通滤波器，更包含：
复数个通孔，该些通孔用以将该第二导电结构电连接到该第三导电结构，并且将该第二导电结构电连接到该第四导电结构。
10.如权利要求8所述的带通滤波器，其中该第一端子耦接到一电源供应电压源。
11.如权利要求8所述的带通滤波器，其中该输入端子耦接到一第二金属层以减小寄生电阻。
12.如权利要求8所述的带通滤波器，其中该第二端子和该第五端子各自耦接到一第一电容装置。
13.如权利要求12所述的带通滤波器，其中该第三端子和该第四端子各自耦接到一第二电容装置。
14.如权利要求8所述的带通滤波器，其中该第二端子和该第四端子各自耦接到一第一电容装置。
15.如权利要求14所述的带通滤波器，其中该第三端子和该第五端子各自耦接到一第二电容装置。
16.一种信号产生方法，其特征在于，包含：
在一变压器耦合带通滤波器的一第一绕组与一第二绕组处接收一输入电压；
在该变压器耦合带通滤波器的一第三绕组与一第四绕组处接收一电源供应电压；
在包含一对晶体管的一谐振器部件处接收一控制电压；
经由该对晶体管将该变压器耦合带通滤波器的该第一至第四绕组中的每一者与一参考电压耦接；以及
产生一振荡信号，该振荡信号的频率对应于该控制电压的一电压电平；
其中该第一绕组与该第三绕组共用一第一核心，以及该第二绕组与该第四绕组共用一第二核心。
17.如权利要求16所述的信号产生方法，其中在一输入端子处透过该对晶体管耦接包含将将该对晶体管耦接到一对耦合的电容装置。
18.如权利要求17所述的信号产生方法，其中将该对晶体管耦接至该对耦合的电容装置包含：
将该对晶体管的一第一晶体管的一漏极端子耦接到该对耦合的电容装置中之一第一电容装置的一第一端子；
将该对晶体管的一第二晶体管的一漏极端子耦接到该对耦合的电容装置中之一第二电容装置的一第一端子；
将该第一电容装置的一第二端子耦接到该第一晶体管与该第二晶体管中之一者的一栅极；以及
将该第二电容装置的一第二端子耦接到该第一晶体管与该第二晶体管中之另一者的一栅极。
19.如权利要求16所述的信号产生方法，其中将该变压器耦合带通滤波器与该参考电压耦接包含：
为电流稳定性在一饱和区域中操作该对晶体管。
20.如权利要求16所述的信号产生方法，其中产生该振荡信号包含：
通过该变压器耦合带通滤波器减小具有大于2f0的频率分量的相位杂讯，其中f0是该变压器耦合带通滤波器的一截止频率下限。
Applications Claiming Priority (4)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US201862691928P | 2018-06-29 | 2018-06-29 | |
| US62/691,928 | 2018-06-29 | ||
| US16/432,004 US10931230B2 (en) | 2018-06-29 | 2019-06-05 | Voltage controlled oscillator circuit, device, and method |
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| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| CN110661491A CN110661491A (zh) | 2020-01-07 |
| CN110661491B true CN110661491B (zh) | 2024-05-03 |
Family
ID=69028732
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| CN201910578316.1A Active CN110661491B (zh) | 2018-06-29 | 2019-06-28 | 电压控制振荡器、带通滤波器、以及信号产生方法 |
Country Status (1)
| Country | Link |
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Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| CN110661491A (zh) | 2020-01-07 |
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|---|---|---|---|
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| GR01 | Patent grant | ||
| GR01 | Patent grant |