CN110649808A - 交错并联dc-dc变换器的切换控制方法、控制器及系统 - Google Patents

交错并联dc-dc变换器的切换控制方法、控制器及系统 Download PDF

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Abstract

本公开提供了一种交错并联DC‑DC变换器的切换控制方法、控制器及系统。其中，交错并联DC‑DC变换器的切换控制方法包括：根据交错并联DC‑DC变换器的所有工作状态及基尔霍夫定律，得到交错并联DC‑DC变换器的离散时间模型，即切换模型，进而计算出下一时刻的交错并联DC‑DC变换器的所有相电感电流预测值；根据交错并联DC‑DC变换器的切换模型及外环电压控制，预测出下一时刻电感电流参考值；以交错并联DC‑DC变换器的所有相电感电流均衡为目标，将下一时刻的所有相的电感电流预测值分别与下一时刻电感电流参考值比较，得到下一时刻的所有开关状态组合；筛选出最接近相应电感电流参考值对应的开关状态组合并作用到下一个开关时刻，得到最优切换率来控制交错并联DC‑DC变换器工作。

Description

交错并联DC-DC变换器的切换控制方法、控制器及系统
技术领域
本公开属于电力电子控制领域，尤其涉及一种交错并联DC-DC变换器的切换控制方法、控制器及系统。
背景技术
本部分的陈述仅仅是提供了与本公开相关的背景技术信息，不必然构成在先技术。
DC-DC变换器适用于高电压变换的场合，如光伏发电系统、不间断电源和分布式发电等场合。目前DC-DC变换器包括两电平变换器和三电平变换器，交错并联技术使得开关管的电流减少为一半，减少了输出电压、电流纹波。目前两电平双向DC-DC变换器虽结构简单，但滤波器体积大，开关管电压应力大。三电平双向DC-DC变换器电路拓扑，大大减小滤波器体积和重量，提高变换器的动态响应能力，开关管的电压应力变为高端电压的一半，大大降低了开关频率，且交错并联技术使得流过开关管的电流为总电流的一半。交错式三电平Boost变换器以适合的电感值达到输入输出电流纹波小、输出电压纹波小、开关管电压应力低，输出电压范围大、输出三电平等优势。
目前对变换器的控制有多种方法，包括PI控制、模糊控制、滑膜控制等。 PI控制方法具有算法简单、控制效果好等优点，但是PI控制器的参数设计与选择过程比较繁琐，且基于状态空间平均法的小信号模型是通过忽略模型中高次项而近似得到，发明人发现，这些方法只在工作点附近有效,面对输入电压突变、负载突变等大信号扰动时，系统可能不稳定，需要对系统进行大信号分析。
发明内容
为了解决上述问题，本公开提供一种交错并联DC-DC变换器的切换控制方法、控制器及系统，其使输出电压准确追踪给定值，直流母线电压超调大大减少，更好的实现直流母线电压的稳定，使得电感电流纹波大大减少，动态响应性能大大提高。
为了实现上述目的，本公开采用如下技术方案：
本公开的第一个方面提供一种交错并联DC-DC变换器的切换控制方法。
一种交错并联DC-DC变换器的切换控制方法，包括：
根据交错并联DC-DC变换器的所有工作状态及基尔霍夫定律，得到交错并联DC-DC变换器的离散时间模型，即切换模型，进而计算出下一时刻的交错并联DC-DC变换器的所有相的电感电流预测值；
根据交错并联DC-DC变换器的切换模型及外环电压控制，预测出下一时刻电感电流参考值；
以交错并联DC-DC变换器的所有相电感电流均衡为目标，将下一时刻的所有相的电感电流预测值分别与下一时刻电感电流参考值比较，得到下一时刻的所有开关状态组合；
筛选出最接近相应电感电流参考值对应的开关状态组合并作用到下一个开关时刻，得到最优切换率来控制交错并联DC-DC变换器工作。
作为一种实施方式，交错并联DC-DC变换器的外环电压控制采用PI控制器。
作为一种实施方式，采用PI控制器对交错并联DC-DC变换器的外环电压控制，预测出下一时刻电感电流参考值为：
I*＝kp(U0-Udc)+ki∫(U0-Udc)dt
其中，I*为预测出下一时刻电感电流参考值；kp为PI控制器的比例系数；ki为PI控制器的积分系数；U0为交错并联DC-DC变换器的预设输出电压；Udc为交错并联DC-DC变换器的实际输出电压。
本公开的第二个方面提供一种交错并联DC-DC变换器的切换控制器。
一种交错并联DC-DC变换器的切换控制器，包括：
电感电流预测模块，其用于根据交错并联DC-DC变换器的所有工作状态及基尔霍夫定律，得到交错并联DC-DC变换器的离散时间模型，即切换模型，进而计算出下一时刻的交错并联DC-DC变换器的所有相的电感电流预测值；
电感电流参考值计算模块，其用于根据交错并联DC-DC变换器的切换模型及外环电压控制，预测出下一时刻电感电流参考值；
开关状态组合获取模块，其用于以交错并联DC-DC变换器的所有相电感电流均衡为目标，将下一时刻的所有相的电感电流预测值分别与下一时刻电感电流参考值比较，得到下一时刻的所有开关状态组合；
最优切换率筛选模块，其用于筛选出最接近相应电感电流参考值对应的开关状态组合并作用到下一个开关时刻，得到最优切换率来控制交错并联DC-DC 变换器工作。
作为一种实施方式，在所述电感电流参考值计算模块中，交错并联DC-DC 变换器的外环电压控制采用PI控制器。
作为一种实施方式，在所述电感电流参考值计算模块中，采用PI控制器对交错并联DC-DC变换器的外环电压控制，预测出下一时刻电感电流参考值为：
I*＝kp(U0-Udc)+ki∫(U0-Udc)dt
其中，I*为预测出下一时刻电感电流参考值；kp为PI控制器的比例系数；ki为PI控制器的积分系数；U0为交错并联DC-DC变换器的预设输出电压；Udc为交错并联DC-DC变换器的实际输出电压。
本公开的第三个方面提供一种交错并联DC-DC变换器的切换控制系统。
一种交错并联DC-DC变换器的切换控制系统，包括上述所述的交错并联 DC-DC变换器的切换控制器。
作为一种实施方式，交错并联DC-DC变换器为交错并联两电平DC-DC变换器或交错并联三电平DC-DC变换器。
本公开的有益效果是：
本公开的切换控制具有控制思想简单、控制效果好、鲁棒性高、可实现多个目标同时控制等优点；切换控制基于变换器模型进行优化控制，建模直观、控制直接、动态响应快、无需调节复杂的PI参数，很好地处理多变量系统的约束最优跟踪控制问题，针对非隔离型交错并联两电平DC-DC变换器和交错并联三电平变换器，相比于传统双闭环控制，能够使输出电压准确追踪给定值，直流母线电压超调大大减少，电感电流纹波大大减少，动态响应性能大大提高。
附图说明
构成本公开的一部分的说明书附图用来提供对本公开的进一步理解，本公开的示意性实施例及其说明用于解释本公开，并不构成对本公开的不当限定。
图1是本公开实施例的交错并联两电平DC-DC变换器的拓扑图；
图2是本公开实施例的交错并联三电平DC-DC变换器的拓扑图；
图3是本公开实施例的交错并联DC-DC变换器切换控制流程图；
图4(a)是本公开实施例的交错并联两电平DC-DC变换器工作模态1的等效电路图；
图4(b)是本公开实施例的交错并联两电平DC-DC变换器工作模态2的等效电路图；
图4(c)是本公开实施例的交错并联两电平DC-DC变换器工作模态3的等效电路图；
图4(d)是本公开实施例的交错并联两电平DC-DC变换器工作模态4的等效电路图；
图5(a)是本公开实施例的交错并联三电平DC-DC变换器工作模态1的等效电路图；
图5(b)是本公开实施例的交错并联三电平DC-DC变换器工作模态2的等效电路图；
图5(c)是本公开实施例的交错并联三电平DC-DC变换器工作模态3的等效电路图；
图5(d)是本公开实施例的交错并联三电平DC-DC变换器工作模态4的等效电路图；
图6(a)是本公开实施例的交错并联两电平DC-DC变换器负载投切时输出电压仿真波形图；
图6(b)是本公开实施例的交错并联两电平DC-DC变换器负载投切时输出电流仿真波形图；
图7(a)是本公开实施例的交错并联三电平DC-DC变换器负载投切时输出电压仿真波形图；
图7(b)是本公开实施例的交错并联三电平DC-DC变换器负载投切时输出电流仿真波形图。
具体实施方式
下面结合附图与实施例对本公开作进一步说明。
应该指出，以下详细说明都是例示性的，旨在对本公开提供进一步的说明。除非另有指明，本文使用的所有技术和科学术语具有与本公开所属技术领域的普通技术人员通常理解的相同含义。
需要注意的是，这里所使用的术语仅是为了描述具体实施方式，而非意图限制根据本公开的示例性实施方式。如在这里所使用的，除非上下文另外明确指出，否则单数形式也意图包括复数形式，此外，还应当理解的是，当在本说明书中使用术语“包含”和/或“包括”时，其指明存在特征、步骤、操作、器件、组件和/或它们的组合。
实施例1
如附图1所示为交错并联两电平DC-DC变换器的拓扑，如附图2所示为交错并联三电平DC-DC变换器的拓扑，目前对该拓扑的控制大多采用开环或电压电流双闭环控制。针对传统控制方法面临的不足，提出了采用外环PI加切换的控制方法。
如附图3所示为交错并联DC-DC变换器的切换控制流程图，交错并联 DC-DC变换器的切换控制中：
根据交错并联DC-DC变换器的所有工作状态及基尔霍夫定律，得到交错并联DC-DC变换器的离散时间模型，即切换模型，进而计算出下一时刻的交错并联DC-DC变换器的所有相的电感电流预测值；
根据交错并联DC-DC变换器的切换模型及外环电压控制，预测出下一时刻电感电流参考值；
以交错并联DC-DC变换器的所有相电感电流均衡为目标，将下一时刻的所有相的电感电流预测值分别与下一时刻电感电流参考值比较，得到下一时刻的所有开关状态组合；
筛选出最接近相应电感电流参考值对应的开关状态组合并作用到下一个开关时刻，得到最优切换率来控制交错并联DC-DC变换器工作。
设DC-DC变换器的输出电压设定为U0，实际输出电压为Udc，电压外环PI 调节器的比例系数为kp，积分系数为ki，则DC-DC变换器的下一时刻的电流参考值公式：
I＝kp(U0-Udc)+ki∫(U0-Udc)dt。
其中，控制策略包括切换模型的建立和最优切换率设计两个步骤。根据电路的所有工作状态由基尔霍夫定律得到其连续时间模型，再得到其离散时间模型，即建立其切换模型。
以交错并联两电平DC-DC变换器为例：
最优切换率的设计中，以两相电感电流均衡为目标，设置目标函数为
Figure RE-GDA0002273107850000071
以目标函数最小时，筛选出最接近相应电感电流参考值对应的开关状态组合。
其中，iL1(k+1)和iL2(k+1)分别为下一时刻两相电感电流。
如附图4(a)-图4(d)所示两电平Boost变换器的4种模态等效电路图，交错并联两电平Boost拓扑中，若以二进制变量S的值来表示开关管的状态，即 S为1代表开关管导通，S为0代表开关管关断，工作过程对应4种有效开关组合，即：11、01、10、11。4种模态对应等效电路的预测模型如下：
(1)S1＝1,S2＝1，如图4(a)所示：
Figure RE-GDA0002273107850000082
(2)S1＝1,S2＝0，如图4(b)所示：
Figure RE-GDA0002273107850000083
Figure RE-GDA0002273107850000084
(3)S1＝0,S2＝1，如图4(c)所示：
Figure RE-GDA0002273107850000085
(4)S1＝0,S2＝0，如图4(d)所示：
Figure RE-GDA0002273107850000088
iL1(t)和iL2(t)分别为两电平Boost变换器的两相电感电流。
△T为时间间隔；Uc(t)为两电平Boost变换器的输出电容两端电压；L1和 L2为两电平Boost变换器的两个电感，如图4(a)-图4(d)所示。
三电平DC-DC变换器的16种模态等效电路图，交错并联三电平DC-DC变换器工作过程对应16种有效开关组合，即：1111、1101、1110、1100、0111、 0101、0110、0100、1011、1001、1010、1000、0011、0001、0010、0011。下面以前4种开关组合为例，得到其离散时间能下的预测模型，如附图5(a)-图5 (d)所示：
(1)S1＝1，S2＝1，S3＝1，S4＝1；如图5(a)所示：
Figure RE-GDA0002273107850000089
Figure RE-GDA0002273107850000091
(2)S1＝1，S2＝1，S3＝0，S4＝1；如图5(b)所示：
Figure RE-GDA0002273107850000092
Figure RE-GDA0002273107850000093
(3)S1＝1，S2＝1，S3＝1，S4＝0；如图5(c)所示：
Figure RE-GDA0002273107850000095
(4)S1＝1，S2＝1，S3＝0，S4＝0；如图5(d)所示：
Figure RE-GDA0002273107850000096
Figure RE-GDA0002273107850000097
其余工作状态不再赘述。
其中Ub(t)为t时刻蓄电池两端的电压，i1(t)为t时刻电感L1的电流，T为采样时间，采样频率为20kHz，因此Ts＝0.0005s，L1和L2为三电平DC-DC变换器的第一电感和第二电感，如图2所示。
交错并联两电平Boost仿真的拓扑图如附图6(a)-6(b)所示，该电路的参数为输入电压为10V，输出电压为25V，负载电阻为40欧姆，分压电容为 500uF，滤波电感为0.6mH，当负载投切时，直流母线电压超调4％，超调量明显减少，且电感电流和电压纹波大大减少，母线电压动态响应时间为0.02s。
交错并联三电平Boost仿真的拓扑图如附图7(a)-7(b)所示，该电路的参数为输入电压为10V，输出电压为25V，负载电阻为40欧姆，分压电容为500uF，滤波电感为0.6mH，负载投切后输出电压仍保持在恒定值，采用MPC 控制时，负载投切时母线电压超调仅为3.5％，且电感电流和电压纹波大大减少，切换控制能够使母线电压迅速恢复额定值且超调很小，母线电压动态响应时间为0.01s。
实施例2
本实施例提供一种交错并联DC-DC变换器的切换控制器，其包括：
电感电流预测模块，其用于根据交错并联DC-DC变换器的所有工作状态及基尔霍夫定律，得到交错并联DC-DC变换器的离散时间模型，即切换模型，进而计算出下一时刻的交错并联DC-DC变换器的所有相的电感电流预测值；
电感电流参考值计算模块，其用于根据交错并联DC-DC变换器的切换模型及外环电压控制，预测出下一时刻电感电流参考值；
具体地，在所述电感电流参考值计算模块中，交错并联DC-DC变换器的外环电压控制采用PI控制器。
在所述电感电流参考值计算模块中，采用PI控制器对交错并联DC-DC变换器的外环电压控制，预测出下一时刻电感电流参考值为：
I*＝kp(U0-Udc)+ki∫(U0-Udc)dt
其中，I*为预测出下一时刻电感电流参考值；kp为PI控制器的比例系数；ki为PI控制器的积分系数；U0为交错并联DC-DC变换器的预设输出电压；Udc为交错并联DC-DC变换器的实际输出电压。
开关状态组合获取模块，其用于以交错并联DC-DC变换器的所有相电感电流均衡为目标，将下一时刻的所有相的电感电流预测值分别与下一时刻电感电流参考值比较，得到下一时刻的所有开关状态组合；
最优切换率筛选模块，其用于筛选出最接近相应电感电流参考值对应的开关状态组合并作用到下一个开关时刻，得到最优切换率来控制交错并联DC-DC 变换器工作。
实施例3
本实施例提供一种交错并联DC-DC变换器的切换控制系统，其包括上述所述的交错并联DC-DC变换器的切换控制器。
交错并联DC-DC变换器为交错并联两电平DC-DC变换器或交错并联三电平DC-DC变换器。
本实施例的切换控制具有控制思想简单、控制效果好、鲁棒性高、可实现多个目标同时控制等优点；切换控制基于变换器模型进行优化控制，建模直观、控制直接、动态响应快、无需调节复杂的PI参数，很好地处理多变量系统的约束最优跟踪控制问题，针对非隔离型交错并联两电平DC-DC变换器和交错并联三电平变换器，相比于传统双闭环控制，能够使输出电压准确追踪给定值，直流母线电压超调大大减少，电感电流纹波大大减少，动态响应性能大大提高。
以上所述仅为本公开的优选实施例而已，并不用于限制本公开，对于本领域的技术人员来说，本公开可以有各种更改和变化。凡在本公开的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本公开的保护范围之内。

Claims (8)

1.一种交错并联DC-DC变换器的切换控制方法，其特征在于，包括：
根据交错并联DC-DC变换器的所有工作状态及基尔霍夫定律，得到交错并联DC-DC变换器的离散时间模型，即切换模型，进而计算出下一时刻的交错并联DC-DC变换器的所有相的电感电流预测值；
根据交错并联DC-DC变换器的切换模型及外环电压控制，预测出下一时刻电感电流参考值；
以交错并联DC-DC变换器的所有相电感电流均衡为目标，将下一时刻的所有相的电感电流预测值分别与下一时刻电感电流参考值比较，得到下一时刻的所有开关状态组合；
筛选出最接近相应电感电流参考值对应的开关状态组合并作用到下一个开关时刻，得到最优切换率来控制交错并联DC-DC变换器工作。
2.如权利要求1所述的交错并联DC-DC变换器的切换控制方法，其特征在于，交错并联DC-DC变换器的外环电压控制采用PI控制器。
3.如权利要求2所述的交错并联DC-DC变换器的切换控制方法，其特征在于，采用PI控制器对交错并联DC-DC变换器的外环电压控制，预测出下一时刻电感电流参考值为：
I*＝kp(U0-Udc)+ki∫(U0-Udc)dt
其中，I*为预测出下一时刻电感电流参考值；kp为PI控制器的比例系数；ki为PI控制器的积分系数；U0为交错并联DC-DC变换器的预设输出电压；Udc为交错并联DC-DC变换器的实际输出电压。
4.一种交错并联DC-DC变换器的切换控制器，其特征在于，包括：
电感电流预测模块，其用于根据交错并联DC-DC变换器的所有工作状态及基尔霍夫定律，得到交错并联DC-DC变换器的离散时间模型，即切换模型，进而计算出下一时刻的交错并联DC-DC变换器的所有相的电感电流预测值；
电感电流参考值计算模块，其用于根据交错并联DC-DC变换器的切换模型及外环电压控制，预测出下一时刻电感电流参考值；
开关状态组合获取模块，其用于以交错并联DC-DC变换器的所有相电感电流均衡为目标，将下一时刻的所有相的电感电流预测值分别与下一时刻电感电流参考值比较，得到下一时刻的所有开关状态组合；
最优切换率筛选模块，其用于筛选出最接近相应电感电流参考值对应的开关状态组合并作用到下一个开关时刻，得到最优切换率来控制交错并联DC-DC变换器工作。
5.如权利要求4所述的交错并联DC-DC变换器的切换控制器，其特征在于，在所述电感电流参考值计算模块中，交错并联DC-DC变换器的外环电压控制采用PI控制器。
6.如权利要求5所述的交错并联DC-DC变换器的切换控制器，其特征在于，在所述电感电流参考值计算模块中，采用PI控制器对交错并联DC-DC变换器的外环电压控制，预测出下一时刻电感电流参考值为：
I*＝kp(U0-Udc)+ki∫(U0-Udc)dt
其中，I*为预测出下一时刻电感电流参考值；kp为PI控制器的比例系数；ki为PI控制器的积分系数；U0为交错并联DC-DC变换器的预设输出电压；Udc为交错并联DC-DC变换器的实际输出电压。
7.一种交错并联DC-DC变换器的切换控制系统，其特征在于，包括如权利要求4-6中任一项所述的交错并联DC-DC变换器的切换控制器。
8.如权利要求7所述的交错并联DC-DC变换器的切换控制系统，其特征在于，交错并联DC-DC变换器为交错并联两电平DC-DC变换器或交错并联三电平DC-DC变换器。
CN201910893630.9A 2019-09-20 2019-09-20 交错并联dc-dc变换器的切换控制方法、控制器及系统 Active CN110649808B (zh)

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