CN110646063A

CN110646063A - 雷达料位计

Info

Publication number: CN110646063A
Application number: CN201811159849.8A
Authority: CN
Inventors: 奥洛夫·爱德华松; 安德斯·伊尔斯科格
Original assignee: Rosemount Tank Radar AB
Current assignee: Rosemount Tank Radar AB
Priority date: 2018-06-26
Filing date: 2018-09-30
Publication date: 2020-01-03
Also published as: WO2020002369A1; US10942057B2; US20190390998A1; EP3814729B1; EP3814729A1; CN209639797U

Abstract

一种雷达料位计，具有：波导结构，其被布置成将测量信号导向表面以及返回反射信号；以及电磁波转换器，其被布置成以电磁波将测量信号发射到波导结构中。电磁波转换器具有：被布置在N‑1个同心馈送环中的多个辐射元件，其中每个馈送环的半径与H_0N模式的电场的径向零点一致；以及馈送电路，其被连接成将测量信号从收发器电路馈送至辐射元件，从而使得电磁波转换器激发在H₀₁模式下的电磁波。使用对馈送环半径的这种选择，H_0N模式将不被激发。

Description

雷达料位计

技术领域

本发明涉及雷达料位计，其具有生成在圆形波导中传播的H₀₁模式(TE₀₁)波的电磁波转换器。

背景技术

用于测量储罐中液体和其他填充材料的料位的雷达料位计系统是众所周知的，并且这样的系统通常包括：用于向液体表面发射微波信号的发射器；用于接收由液体表面反射的微波信号的接收器；以及用于根据发射和接收的微波信号的传播时间计算储罐内液体的料位的信号处理装置。这样的装置已经变得越来越重要，尤其是对于石油产品，例如，原油和由其制成的产品。储罐可以是构成油船总负载量的一部分的大型容器，或者甚至更大的通常圆柱形的具有数十或数千立方米容积的陆基储罐。

在一些应用中，储罐可以包含造成干扰反射的内部结构。在其他应用中，储罐可以具有浮顶，该浮顶被可移动地布置并且调整以定位成靠近表面。在这两种情况下，提供具有从天线延伸至储罐的内容物中的波导结构——通常是具有圆形横截面的所谓“静止管(still pipe)”——的计量仪可以是有利的。波导结构用作在其中电磁波传播的圆形波导。

根据电磁波的横截面场图，存在电磁波的多种传播模式。在横向电(TE)模式(也称为H模式)下，电场在意味着仅H分量(磁)在纵向方向上的横截面中。在横向磁(TM)模式(也称为E模式)下，磁场在意味着仅E分量(电)在纵向方向上的横截面中。在圆形波导中，例如，静止管中，由于其低损耗和低分散的性质，因此TE₀₁或者H₀₁模式是优选的模式。第一后缀指示场在角方向上具有的变化的数目而第二后缀指示场在径向方向上具有的变化的数目。

存在若干方式来生成雷达料位计的H₀₁模式电磁波。特别是经常使用贴片或者缝隙阵列(patch or slot array)，因为它可以使用众所周知的印刷线路板(PWB)技术被制成。H₀₁阵列的典型布局是辐射器元件的一个或者若干个同心环(贴片(patch)或者径向缝隙(slot)——缝隙是贴片的两倍)。辐射器元件被馈送电磁信号，以便产生H₀₁传播模式的典型周向电场(circumferential electrical field)。作为这样的天线的示例，参照US 6,266,022，其公开了具有辐射元件的两个同心环的平面天线。

不幸的是，由于贴片/缝隙的离散布局，因此这样的波转换器除了期望的H₀₁模式之外还产生至少一些寄生模式，并且这些寄生模式将对计量仪性能有负面影响。

为了抑制这样的寄生模式，现有技术文献US 8,040,274公开了设有用来抑制不需要的模式的同心脊的阵列天线保护元件。

发明内容

本发明的目的是提供具有相对较强H₀₁模式的H₀₁模式阵列转换器。

根据本发明，使用雷达料位计来实现该目的和其他目的，所述雷达料位计具有：收发器电路，其被布置成生成电磁测量信号以及接收反射信号；处理电路，其连接至收发器电路并且被布置成基于测量信号与反射信号之间的关系来确定处理变量；波导结构，其被布置成将测量信号导向表面以及返回反射信号；电磁波转换器，其被布置成以电磁波将测量信号发射到波导结构中，电磁波转换器具有被配置在N-1个同心馈送环中的多个辐射元件，其中，N为3或者更大，其中，每个馈送环的半径与H_0N模式的电场的径向零点(radial zero)一致；以及馈送电路，其被连接成将测量信号从收发器电路馈送至辐射元件，从而使得电磁波转换器激发在H₀₁模式下的电磁波。

本发明基于以下理解：任何H₀₁模式阵列转换器的非连续性质将生成该阵列布局固有的特定模式。经验示出了H₀₂和H₀₃是最干扰的模式并且其可以通过贴片的非连续径向布置被预期。更严密的分析表明，干扰程度取决于干扰模式的强度(dB低于H₀₁)，但也取决于干扰模式的特征值(根)距H₀₁的特征值(根)多远。这意味着主要对于“最接近”、低贝尔赛根(low Bessel root)、寄生模式，即，H₀₂、H₀₃、H₀₄、H₀₅等需要模式抑制。

具有远大于H₀₁的特征值的模式将仅在小距离处干扰。因此，只要与期望的模式H₀₁相比这样的模式下总功率较小，它们就更容易容忍。根据管直径和频率，可以建立模式特征值的下限，超过该下限，“干扰模式”至少对于在实际使用的测量范围内的距离有较少的干扰。

根据本发明，转换器具有辐射元件的N-1个环，N-1个环的半径被选择以符合(fit)模式H_0,N的周向E场的N-1个径向零点。这确保H_0,N模式本质上一点也不会被激发。注意到，N为3或更大的整数，并且N＝3对应于放置在H₀₃模式的E场的径向零点中的2个馈送环。

所以，换言之，代替将辐射元件的环放置在它们最大化期望的模式的地方，它们可以被放置在它们最小化不需要的模式的地方。因此，波转换器将激发期望的H₀₁模式而不激发H_0N模式。

在一个实施方式中，每个环的激发的振幅被选择成使H₀₂-H_0,N-1模式的振幅(也被称为“中间”模式，由于它们位于需要的模式(H₀₁)和不激发的模式(H_0N)之间)最小化。例如，使用4个环(N＝5)，H₀₅模式不被激发，并且选择振幅使得H₀₂模式、H₀₃模式和H₀₄模式全部(至少基本上)被消除。

选择相对振幅使得“中间”模式基本上被消除的意外结果是还有许多另外的模式被显著抑制。例如，使用4个环，7个模式(即，模式H₀₂-H₀₈)将被显著抑制。更具体地，显然H₀₁模式以上的2N-3个模式将被显著抑制(至少-12dB)。

馈送装置优选地包括一组径向馈送臂，每个馈送臂经由功率分配器的网络连接至辐射元件的子集。然后，功率分配器可以被配置成确保对每个馈送环和每个辐射元件的适当的振幅。如果以相同的振幅和相位对所有规则分布的臂(M片)进行馈送，则仅具有顺序0、M、2M等等的圆周变化的模式被激发，以及如果M太大以至于H_M,1被截止(即，不能传播)，则仅生成圆形对称的模式。

在一些实施方式中，辐射元件是阵列天线的贴片(patch)或者缝隙(slot)。通过使用本发明的教学，贴片的密度可以小于1贴片/λ²(或者对于缝隙，小于2缝隙/λ²)。这意味着与常规贴片天线相比，贴片/缝隙的密度显著更稀疏(大约为元件数目的一半)，从而降低成本和复杂性。

附图说明

参照附图将更详细地描述本发明，附图示出了目前本发明优选的实施方式。

图1示出了雷达料位计安装在其上的浮顶储罐。

图2更详细地示出了雷达料位计。

图3a和图3b示出了模式的径向变化和馈送环的放置。

图4a至图4c示出了电磁波转换器的具体示例。

具体实施方式

系统综述

图1和图2示意性地示出了根据本发明的实施方式的雷达料位计(RLG)系统1。RLG1包括安装在储罐3上的电子单元2。储罐包含产品4，产品4可以是液体石油产品，例如，原油或者由其制成的产品，或者冷凝气体，其在超压和/或冷却时被存储在容器内。丙烷和丁烷是作为液体存储的两种典型的气体。

单元2容纳：收发器5，用于发射微波信号以及接收反射的微波信号；以及处理电路6，用于基于发射的测量信号和反射信号来确定距反射表面7(或者任何其他阻抗转变)的距离。收发器5可以是能够发射以及接收电磁信号的一个功能单元，或者可以是包括单独发射器单元和接收器单元的系统。收发器5的元件通常在硬件中被实施，并且形成集成单元——通常被称为微波单元——的一部分。处理电路6可以包括模拟处理与数字处理的组合，所述模拟处理在硬件中实现，所述数字处理由存储在存储器中并且由嵌入的处理器执行的软件模块实现。本发明不被限制于特定的实现，并且任何被发现适合实现本文中描述的功能的实施可以被构想。

该系统可以是调频连续波(FMCW)RLG系统或者脉冲RLG系统或者任何其他类型的距离测量雷达，但是优选前者。RLG系统可以具有以可变频率发射可调节的微波信号的能力。

在所示示例中，储罐3具有浮顶8，即，被布置成由产品4的上表面支撑的盖子。在大型液储罐，尤其是炼油厂等处的能够容纳大量石油产品的燃油储罐和石油储罐中，经常使用这样的浮顶，其浮在储罐中容纳的液体上并且在竖直方向上可移置。因此，浮顶能够在液体从储罐中排出或者液体填入储罐中的情况下跟随液体(石油产品)的料位。这种类型的浮顶被用于防止蒸气和气体从储罐泄露到大气中，并且防止例如雨水从周围环境进入到液体中。通常，泄露和进入的防止通过密封装置得以增强，所述密封装置沿着浮顶的周界安装，用于提供与储罐的内壁接触的密封和滑动。另外，使用浮在液体上的顶能够最小化液体与顶之间的空间并且从而根据最小化该空间中气体和蒸气形式的液体的量。在燃油储罐和石油储罐的情况下，浮顶之上的环境是危险的或者潜在危险环境。

RLG系统还包括波导结构10，所述波导结构10以基本上竖直的管子或者圆柱体的形式被刚性地安装在储罐3内。波导在这里被称为静止管。静止管10穿过浮顶中的开口9。

静止管10优选是能够用作微波的波导的金属材料并且可以具有任意横截面形状。圆形的横截面是优选的并且在大多情况下静止管不是装置的一部分而是现有储罐结构的一部分。未示出管子的整个长度而仅示出其上部和下部。管子在其壁上设有一些相对小的开口11，这使得流体从容器到管子的内部的流通成为可能，使得管子内与容器内的液体的料位相同。经验已经示出，通过在具有显著大于波长的直径的静止管中使用H₀₁模式，这样的孔对波传播的影响可以忽略。

收发器5包括连接至电磁波转换器13的发射器波导12。转换器13优选地被安装在静止管10内部以避免光栅波瓣(grating lobe)并且得到正确的输入匹配。如图4a至图4c更详细地示出，电磁波转换器13在这里是阵列转换器，包括多个辐射元件(这里是贴片14，但可替选的是缝隙)，所述辐射元件被布置在一个或者若干个同心馈送环15(圆圈)中，并且被配置成发射电磁波以传播通过静止管10。正如所提及的，期望的是在H₀₁模式下发射尽可能多的微波能。

图2中转换器13被示出是平的。然而，实际中将转换器设置为圆锥形状会是有利的，以促进粘至转换器表面的液体产品或者冷凝物滴落。这样的设计在US 6,629,458中被公开。

使用中，收发器5生成并且发射电磁(微波)发射信号S_T(测量信号)以及接收电磁(微波)返回信号S_R(反射信号)。通过静止管10中的波转换器13将发射信号S_T朝向产品4的表面7发射。通过表面7中的反射产生电磁返回信号S_R，并且该电磁返回信号S_R通过静止管10和转换器13被返回，并且然后被馈送返回至收发器5。

处理电路6通过分析发射信号S_T和返回信号S_R来确定储罐的顶部的参考位置(例如，储罐的外部和内部之间的通道)与表面7之间的距离。该处理通常包括储罐信号或者“回波曲线”的生成，所述储罐信号或者“回波曲线”包括表示来自表面7的回波的峰值。由于静止管10，来自储罐的干扰回波通常被避免。基于确定的距表面7的距离——通常被称为缺量——和储罐4的已知尺寸，可以推导处理变量(process variable)，例如储罐的填充料位L。

发射信号在这里是高频信号，具有大于1GHz的工作频率范围。通常，工作频率范围以6GHz、10GHz或者26GHz为中心，具有一或几GHz的带宽。还可以构思甚至更高频率，例如80GHz。

根据一个测量的原理，发射信号是具有变化频率的连续信号(调频连续波，FMCW)。基于FMCW的RLG将发射具有逐渐变化的频率的雷达扫掠，并且将接收的信号与原始信号混合(零差混合)以形成频域储罐信号。根据另一测量原理，发射信号是具有ns量级的持续时间和MHz量级的重复频率的一串不同调制脉冲。在被称为时域反射计(TDR)的处理中，在采样和保持电路中使用原始脉冲序列对返回信号进行采样，从而形成时域储罐信号。发射信号还可以是FMCW与脉冲信号的一些组合。例如，已经提出被称为多频率脉冲波(MFPW)的原理。

波转换器设计

主要参照图3a至图3b和图4a至图4c，现在将讨论电磁波转换器的设计。正如所提及的，波转换器13在这里包括贴片，按照下面将讨论的，贴片通过发射信号被激励。贴片的布局将确定发射的波的模式。本文中不进一步讨论的替选原理是将波转换器形成为具有一组缝隙的传导层，并且将其放置在发射信号在其中传播的波导的前面。缝隙将使波导中传播的波转变为不同模式，这取决于缝隙的布局。这是例如在US 6,266,022中示出的解决方法。

在两个情况下，并且尤其是在后者的情况下，波转换器可以被看做是“模式转换器”，其将第一传播模式转换为第二传播模式。这里，已经选择表达“转换器”。

H模式(也被称为横向电(TE)模式)下的电磁波，电场在波导的横截面中变化，同时磁场在波导管的纵向方向上变化。图3a示出前四个H模式即H₀₁-H₀₄的周向E场的振幅如何随着圆形波导(例如，静止管10)的半径而变化，以及图3b示出前六个H模式，即H₀₁至H₀₆。

根据图3a和图3b明显的是，沿着半径，将存在其中H₀₁以上的模式将具有零振幅的位置。事实上，每个模式H_0N将具有N-1个零点。图3a中已经示出模式H₀₃具有零振幅的两个半径(R1和R2)，以及图3b中已经示出模式H₀₅具有零振幅的四个半径(R1、R2、R3、R4)。

根据本发明的实施方式，选择馈送环的数量和位置，使得馈送环与H_0N模式之一的径向零点一致。通过辐射元件的这种放置，可以基本上避免模式H_0N的激发。

换言之，首先选择适当的H_0N模式(基于工作频率和管的直径，如下面将更详细讨论的)，以及然后，识别N-1个径向距离R₁、R₂…R_N-1，其中所选择的H_0N模式的周向E场具有零振幅。例如，使用PWB技术将贴片14(或者缝隙)布置在位于识别的径向距离处的同心馈送环15中。使用中，所有馈送环15被以相同的相位馈送，这造成H_0N模式实际上一点也不被激发。

为了说明该原理，图3a和图3b示意性地示出馈送环15的放置与示出的径向距离一致；图3a中2个环以及图3b中4个环。通过将信号馈送至图3a中的2个馈送环15，H₀₃模式将不被激发，以及通过将信号馈送至图3b中的4个馈送环，H₀₅模式将不被激发。

表1示出了对于2与9之间的N(1-8个环)的这样的径向距离(表示成管的半径的一部分)。明显的是，N＝3对应于图3a，而N＝5对应于图3b。

表1：不同馈送环的适当的半径

N	环	R1	R2	R3	R4	R5	R6	R7	R8
										2	1	0.546
3	2	0.377	0.69
										4	3	0.288	0.526	0.763
5	4	0.233	0.426	0.618	0.809
										6	5	0.195	0.358	0.519	0.679	0.84
7	6	0.168	0.308	0.447	0.585	0.724	0.862
										8	7	0.148	0.271	0.393	0.514	0.636	0.757	0.879
9	8	0.132	0.242	0.35	0.459	0.567	0.675	0.784	0.892

返回至图3a/图4a，明显的是所有模式(除了H₀₁)具有跨过波导半径的径向振荡E场。更具体地，H₀₂模式在H₀₃模式的径向零点处将交替地为正和负，以及H₀₂模式、H₀₃模式和H₀₄模式在H₀₅模式的径向零点处都将交替地为正和负。

一般而言，H₀₁模式与H_0N模式之间的N-2个模式(本文中被称为“中间”模式)在H_0N模式的E场的径向零点处将交替地为正和负。这意味着不同馈送环中振幅的适当的线性组合将实现这些中间模式的大量消除。

为了确定每个馈送环的相对振幅，可以基于N-1个径向距离中的中间模式的振幅建立线性方程组。更具体地，

其中，a_n(n＝0,1,…,N-1)表示馈送环n的相对振幅，以及系数A_m,n等于J1(r_m*X_0,n)/J0(X_0,n)以进行具有为相关贝塞尔函数的J0(x)和J1(x)和馈送环m的半径r_m的模式图的傅立叶展开。

在半径r₁、r₂、r₃和r₄处的4个环具有振幅a₁、a₂、a₃和a₄的情况下，前四个模式的振幅可以表达为：

振幅(H₀₁)＝a₁*A_1,1+a₂*A_2,1+a₃*A_3,1+a₄*A_4,1

振幅(H₀₂)＝a₁*A_1,2+a₂*A_2,2+a₃*A_3,2+a₄*A_4,2

振幅(H₀₃)＝a₁*A_1,3+a₂*A_2,3+a₃*A_3,3+a₄*A_4,3

振幅(H₀₄)＝a₁*A_1,4+a₂*A_2,4+a₃*A_3,4+a₄*A_4,4

H₀₁的振幅表示模式H₀₁的期望振幅输出并且应该为正，而所有其他模式应该为0。在这些情况下，上面的方程组可以被用来求解振幅a₁、a₂、a₃和a₄。其他振幅组合当然也将可以是任何数量的环。

通过对半径r₁、r₂、r₃和r₄进行这种选择，确保H₀₅将为0。如下面将被讨论的，意外的影响是H₀₆、H₀₇和H₀₈(或者更普遍的从H_0,2到H_{0,环的数量的二倍}的所有模式)也将基本为0。

通过求解该方程组，可以确定基本上消除所有“中间”模式的每个馈送环的适当的相对振幅。表2示出针对3与9之间的N(2-8个环)的产生的振幅(A1-A8)。注意到，仅是相关的相对振幅，而不是绝对值。因此，表2中，第一环的振幅被设为1。

表2：不同馈送环的适当的相对振幅

通过对相对振幅的这样的选择，“中间”结点至少理论上可以被完全消除。除此之外，实验表明意外的影响是，至少对具有多达8个环的配置，许多另外的模式也可以被显著抑制。更具体地，H₀₁以上的2N-3个模式将被显著抑制(至少-12dB)。对于25GHz，这将足以对12”转换器得到<±0.5mm的模式干扰。

表3示出了对于具有多达8个环(N＝9)的转换器的直到贝塞尔根的某个限制的H_0n模式(除了H₀₁)的抑制。计算示出所有“抑制的”模式被抑制(在数学意义上)为大约0.001或更低的振幅，而第一“未抑制”模式最大化为0.5。因此，在“抑制模式”与“第一未抑制模式”之间存在相当明确的限制。

如上面所讨论的，避免具有低于基于管尺寸和频率的某个值的特征值(贝尔赛根)的干扰模式是有利的。上面的表可以被用来确定所需的环的数量以避免关于管和频率具有过低特征值的模式。作为第一估计，已经发现管直径除以4个波长是环的数量的粗略估计。

表3：抑制和未抑制的H_0n模式

为了给出我们必须寻找的特征值有多大的印象，下面的表4中给出一些示例。对于5个管直径和2个频率(10GHz和26GHz)，已经计算了一些简单的干扰情况。除了H₀₁信号(特征值3.832)之外，在具有特征值Y的模式处为6dB低的一个信号通过模式转换器被生成并且因此在由表面反射之后被接收。评估其对在超过2m的测量距离处引入测量误差的影响并且该影响被表达为为了保持所述误差低于±2mm和±0.5mm的Y的最小限制。在示例中最小距离选自原油的大型浮顶储罐的典型设计，而当然引证的附图仅作为说明性示例。

表4：为了保持误差<0.5-2mm的管和频率的贝尔赛根的下限

通过研究一些情况，表4中Y的下限可以被粗略估计为在波长上是管直径的3.4倍，并且雷达带宽将为1GHz。更宽的带宽将使Y的限制降低(带宽GHz-2)/3并且具有更高频率的一个明显优点是增加带宽的实际可能性。预计可以类似地处理更高频率(如80GHz)。应该注意到，特征值是干扰模式最重要的性质并且其他性质如极化将具有较小但有时不可忽略的影响。

通过结合表3与表4，可以确定需要的环的数量(并且因此数量N)。

作为一个示例，根据表4，对于8”管并且在10GHz处，具有衰减-6dB的第一非抑制模式的贝尔赛根应该高于15，以获得小于±2mm的精确度，以及第一非抑制模式的贝尔赛根应该高于19，以获得低于±0.5mm的精确度。根据表3，小于±0.5mm的精确度将因此需要3个环(N＝4)，在该情况下，第一非抑制模式是-9dB处的H₀₇，具有22,760的贝塞尔根(即，大于19)。如果±2mm的精确度是可接受的，则2个环(N＝3)可以是足够的。在实际使用的情况下，所有干扰模式的组合影响可能需要这些结果的一些调整。

另一示例，对于12”管并且在25GHz处，表4示出具有衰减-6dB的第一非抑制模式的贝塞尔根应该高于36，以获得小于±2mm的精确度，以及应该高于60，以获得小于±0.5mm的精确度。误差基本与干扰模式的振幅成比例，并且如表3中所示的，第一非抑制模式的振幅在环的数量更大的情况下更小。因此，除了由表3和表4提出的7-8个环，实际的设计已经证明在相似的情况下6个环是足够的。注意到，考虑到功率分配器的布置，偶数量的环可能比奇数量的环更方便。

在假设的80GHz的情况下，贝塞尔根将增加到63-96以及可能14个环。

每个馈送器中辐射元件的数量也将对寄生模式有影响。如果转换器中最外层馈送环具有被馈送相同振幅和相位的M个元件(M个缝隙或者M/2个贴片)，则转换器将不仅激发H_0,1模式还激发H_M,1和E_M,1以及可能H_2M,1和E_2M,1。H_M,1模式将具有稍稍(10％)高于M的特征值并且E_M,1的特征值仍然更高一点。例如，针对M＝16、32、64和128，H_M,1的特征值为18.1、34.6、67.7和132.3。

如上面表4所示，除非对于正常测量范围之外的非常小的测量距离，否则具有高特征值的模式将可以不干扰。跟随表4中的估计，下面表5中示出管直径和频率的最小M的一些示例。参照表4，假设干扰模式比H_0,1模式低6dB，但是如之前所讨论的，这可以是保守估计。

表5：最外层馈送环中需要的贴片的数量

对于馈送环中的辐射元件的大数量M，H_M,1型的模式在除了靠近管壁处将具有非常低的周向场。上面的数量M因此仅适用于1-2个最外层环，因此通过围绕具有小半径(更靠近中心)的馈送环的圆周布置较少的贴片可以实现蚀刻图案的显著简化。这也是有利的，因为其允许足够的空间来用于连接和功率分配器(参见图4a至图4c)。

实际示例

图4a至图4c示出了根据本发明的实施方式的电磁波转换器的一组示例，其使用贴片14作为辐射元件。更具体地，图4a至图4c中的贴片是孔耦合贴片(aperture coupledpatch)，其包括形成在地平面中的孔(缝隙)，夹在(并且与之隔离)一侧的馈送线与另一侧的辐射贴片之间。

图4a中的转换器具有1个环(N＝2)，图4b中的转换器具有4个环(N＝5)而图4c中的转换器具有6个环(N＝7)。图4b中的转换器在其4个环中具有8、16、32和48个贴片而图4c中转换器在其6个环中具有8、16、32、32、64和64个贴片。它们分别在8”和12”管道中对26GHz进行测试。

每个馈送环15中的贴片14通过馈送装置16被馈送，馈送装置16在这里包括中心波导馈送器，例如，图2中的波导12和多个径向延伸的馈送臂17。每个馈送臂经由通过信号线连接的功率分配器18的网络连接至贴片14的子集。出于对称的原因，馈送臂优选地是相同的，并且每个馈送臂在每个馈送环中馈送相同数量的贴片14。作为径向延伸信号馈送的替代方案，可以具有到贴片的每个环的单独的信号馈送。

另外，功率分配器18被布置成使得功率的适当的部分被馈送至每个贴片14。更具体地，选择馈送至特定馈送环15的相对振幅，使得“中间”模式基本上被消除，即，根据上面的表2选择。

在一些实施方式中，馈送装置16包括Wilkinson功率分配器与Gysel功率分配器的组合，以获得每个贴片14的正确振幅和相位。一般而言，Wilkinson功率分配器适合将信号分成两个(或者更多)相等的部分，即，通常在同一馈送环内，而Gysel功率分配器适合于需要更任意的功率分配的情况，即，通常在不同馈送环之间。在一个示例中，馈送装置16包括Wilkinson功率分配器的内部网络以在期望数量的馈送臂17中分配功率，以及然后一组Gysel功率分配器以获得每个馈送环15的正确振幅。然而，存在很多其他的可能性。

另外，在所示的示例中，同一馈送环15中相邻的贴片14从相反方向被馈送。为了对此补偿，并且为了确保贴片以相同的相位被馈送，这些特定的功率分配器被称为“180°混合”分配器。

另外，在所示的示例中，馈送装置16被设计使得从每个馈送臂17到每个贴片14的信号线长度基本上相同。这确保即使在温度变化(影响波长和衰减)的情况下，所有贴片以相同的相位被馈送，并且具有正确的振幅。

为了说明本发明的实施方式(其中，选择馈送环振幅以最小化不期望的模式)与常规方法(其中，选择馈送环幅度以优化期望的辐射或者模式(即，H₀₁))之间的不同，表6提供了12英寸(153mm)的管中4个环转换器的一个示例。

如该模拟所示，与H₀₁模式匹配将产生的馈送相比，最外层环的馈送弱得多。馈送环的半径通常大于常规的，并且尤其是最小环大了17％。由于最小环更大，环之间的距离小于常规设计。

表6：针对10GHz、12英寸管、4个环，本发明与常规方法之间的对比

本领域的技术人员认识到，本发明决不限于上述优选实施方式。相反，在所附权利要求书的范围内，许多修改和变形都是可行的。例如，环的数量、每个环中贴片/缝隙的数量以及馈送装置的细节可以与上面的示例中的不同。

Claims

1.一种雷达料位计，包括：

收发器电路，其被布置成生成电磁测量信号以及接收反射信号；

处理电路，其连接至所述收发器电路并且被布置成基于所述测量信号与所述反射信号之间的关系来确定所述处理变量；

波导结构，其被布置成将所述测量信号导向所述表面以及返回所述反射信号；

电磁波转换器，其被布置成以电磁波将所述测量信号发射到所述波导结构中，所述电磁波转换器具有被布置在N-1个同心馈送环中的多个辐射元件，其中，N为3或者更大，其中，每个馈送环的半径与H_0N模式的电场的径向零点一致；以及

馈送电路，其被连接成将所述测量信号从所述收发器电路馈送至所述辐射元件，从而使得所述电磁波转换器激发在H₀₁模式下的电磁波。

2.根据权利要求1所述的雷达料位计，其中，所述馈送电路被配置成使用相对振幅向每个馈送环进行馈送，所述相对振幅被选择为使得H₀₂-H_0,N-1模式的振幅基本上被消除。

3.根据权利要求2所述的雷达料位计，其中，所述相对振幅被通过形成线性方程组来进行选择，所述线性方程组包括表示所述H_0m模式的振幅的方程，其中，m在范围[2；n-1]内。

4.根据前述权利要求中任一项所述的雷达料位计，其中，所述馈送电路被配置成以同相位对所有馈送环进行馈送。

5.根据权利要求1至3中任一项所述的雷达料位计，其中，所述馈送电路被配置成使用相同振幅向馈送环中所有辐射元件进行馈送。

6.根据权利要求1至3中任一项所述的雷达料位计，其中，所述馈送装置包括一组径向馈送臂，每个馈送臂经由功率分配器的网络连接至辐射元件的子集。

7.根据权利要求6所述的雷达料位计，其中，所述功率分配器被配置成使用相对振幅向每个馈送环进行馈送，所述相对振幅被选择为使得H₀₂-H_0,N-1模式的振幅基本上被消除。

8.根据权利要求1所述的雷达料位计，其中，每个辐射元件是贴片阵列天线的贴片。

9.根据权利要求8所述的雷达料位计，其中，每个贴片是孔耦合贴片。

10.根据权利要求8所述的雷达料位计，其中，贴片的密度小于1贴片/λ²。

11.根据权利要求1所述的雷达料位计，其中，所述波导结构是圆形波导。

12.根据权利要求11所述的雷达料位计，其中，所述波导结构是圆柱形的金属管(“静止管”)，或者，所述波导结构是圆柱形的、金属制成的静止管，或者，所述波导结构是圆柱形的金属管，所述金属管用作静止管。