CN110611433B - 一种环路检测和控制电路 - Google Patents

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Abstract

本发明属于电子器件检测技术领域、开关电源领域，涉及一种环路检测和控制电路，包括初级电路，作为输入端，其初级绕组连接有主控芯片U1，所述主控芯片U1分压连接有变压器T1的辅助绕组，所述辅助绕组连接分压电阻对给主控芯片U1的FB1脚供电，从而由所述FB1脚切换环路检测和控制电路工作模式；次级电路，作为输出端，其次级绕组连接有主控芯片U2；所述主控芯片U2的QG脚将次级绕组进行RC阻尼连接或者短路、半短路连接；所述主控芯片U1内预设有FB1脚的第一电压阈值以切电路的工作模式，以及第二电压阈值以判断次级电路输出电压。本发明可实现多环路检测，自供电功能，从而节省空间，降低成本。

Description

一种环路检测和控制电路
技术领域
本发明属于电子器件检测技术领域，涉及一种环路检测和控制电路。
背景技术
目前市场上主要开关电源特别100W以内小功率电源，无论DC 转DC还是AC 转DC，主控电路通常只能做成恒流模式（常见的LED电路中用的较多）、恒压加恒流模式（PSR架构和SSR架构都可以实现）、恒压模式（常规SSR架构可实现）或者恒功率模式（SSR架构可以实现）。但是由于反馈通常只有一路输出电压反馈环路，无法实现在特定条件按照要求恒流模式，另一条件转换为恒功率模式，若要实现此功能只能先恒功率或者恒流，再借助外围电路单独实现限流输出，或者需要专门线路将电压环路和电流环路转换为光耦信号反馈给主控。随着科技的高速发展，手机等数码产品用电量越来越大，要求的充电的时间越来越短；为提升充电速度，需要加大充电电流、或者升高充电电压、或者同时升高电压和电流来实现快速充电的效果，需要在额定功率内为恒流输出，恒流到额定功率需要转换为恒功率输出，且在兼顾输出电压从3.3-20V可变电压而无安全隐患。
对于SSR架构，目前常见的环路检测类型有：
初级主控类型：目前针对快充领域，进行变压的反馈主流为光耦反馈环路，这个架构只能反馈次级电压信号，而且目前无法反馈电流大小，因此主控芯片只有恒流模式或者恒功率模式。但是采用恒流模式时，比如15W快充，5V电压输出时，电流3A；当高压12V输出，电流也是3A，则回导致功率太大达到36W，前端开关管和变压器超负荷工作而烧坏充电器自身。若采用恒功率模式，比如18W，高压12V时，电流为1.5A；低压3.3V时，电流就会达到5.45A，这时候会烧坏次级同步，因此只能在次级加MOS进行检测和限流检测控制，或者需要专门线路将电压环路和电流环路转换为光耦信号反馈给主控。这方式占用空间大且增加成本。而且光耦反馈只有一路，无法对其输出进行线损补偿计算。
且现在快充普遍采用辅助绕组供电，3.3-20V时候，根据法拉第电磁感应原理，加上漏电尖峰电压，其VCC实际电压达到10-60V，但是市场主流新品的VCC工作电压范围通常为7-21V或者10-27V，因此需要耗尽型MOS或者线性稳压进行稳压VCC，或者用高压工艺生产主控，因此会增加成本和占用空间。
次级同步整流：采用SSR架构，为把功率做大，次级需要匹配连续模式同步整流；目前同步整流关闭环路判断通常为VDS压降，配合之前波形提前关闭，或者初级开启反馈的电压来关闭。这两种方法有严重弊端，在快充里面需要变压，无法进行准确判断次级退磁时间，在开机和电压切换过程中通常产生共通而炸机；而通过初级开关管开启时候，变压器互感检测来关闭，关闭会有一定滞后性，反向漏电流大。
对于PSR结构，常见的环路检测类型有：
目前采用PSR原边反馈的快充，有艾瓦特也采用变压器互感反馈，采用方波检测技术传输电流电压信号时候，需要很长时间将电压电流信号传输给初级，初级接收到信号后，重新调整FB脚基准定压和CS脚电流基准，时间延后，通常需要几MS甚至几十MS，且检测判断复杂只能用数字芯片，成本高；另外PI还有采用互感反馈，但其不是直接在变压器里，工艺更为复杂，且横跨初次极，占用空间大。且这两种采用辅助绕组供电，导致VCC需要进行额外稳压。
发明内容
本发明的目的在于针对现有技术的不足，提供一种环路检测和控制电路，实现多环路反馈检测和控制。
为了实现上述目的，本发明采用了以下技术方案：
一种环路检测和控制电路，在SSR架构中，包括：
初级电路，作为输入端，其初级绕组连接有主控芯片U1，所述主控芯片U1分压连接有变压器T1的辅助绕组，所述辅助绕组连接分压电阻对给主控芯片U1的FB1脚供电，从而由所述FB1脚切换环路检测和控制电路工作模式，并设置最低压和最高电压，实施监测输出电压，当光耦反馈环路异常时候起保护作用；
次级电路，作为输出端，其次级绕组连接有主控芯片U2；
所述主控芯片U1的FB脚和主控芯片U2连接光耦OCEP，用于检测反馈输出反馈需要的电压以及电流。
进一步的，所述主控芯片U2连接分压电阻，检测输出电压，再反馈给所述光耦OCEP，同时反馈给主控芯片U2内部的同步整流模块，用来计算次级退磁时间，进行准确的判断关闭。
进一步的，所述主控芯片U1的FB1脚预设电压阈值，当检测电压达到电压阈值时，切换环路检测和控制电路的工作模式；所述主控芯片U1根据FB1脚的波形图进入QR工作模式；所述主控芯片U1可以根据FB1脚的反馈波形，对分压电阻对同比放大缩小，对次级输出进行线损补偿；并设置最低压和最高电压，实施监测输出电压，当光耦反馈环路异常时候起保护作用。
进一步的，所述主控芯片U1内部设有自供电环路检测模块，针对开关管Q1开启一个周期后，进行关闭，此时主控芯片U1的 S脚给主控芯片U1的VCC脚充电，达到阈值后，开关管Q1关闭，使得VCC掐位在安全电压内。
此外，一种环路检测和控制电路，在PSR架构中，包括：
初级电路，作为输入端，其初级绕组连接有主控芯片U1，所述主控芯片U1分压连接有变压器T1的辅助绕组，所述辅助绕组连接分压电阻对给主控芯片U1的FB1脚供电，从而由所述FB1脚切换环路检测和控制电路工作模式；
次级电路，作为输出端，其次级绕组连接有主控芯片U2；所述主控芯片U2的QG脚将次级绕组进行RC阻尼连接或者短路、半短路连接。
进一步的，所述主控芯片U1的FB1脚预设第一电压阈值，当FB1脚的检测电压达到第一电压阈值时，切换环路检测和控制电路的工作模式。
进一步的，所述主控芯片U1的FB1脚预设第二电压阈值，并在主控芯片U1中预设检测的时间段阈值，用于判断次级电路输出电压。
进一步的，所述次级电路的主控芯片U2连接电容C4Q，所述电容C4Q和电阻R12串连，所述电阻R12和变压器次级一个脚连接、或者短路、或半短路；当主控芯片U2的QG脚导通后辅助绕组形成回路；当同步整流开启同时，所述QG脚启动；当同步整流模块关闭时，所述主控芯片U2的QG脚关闭；当主控芯片U2检测到输出USB电压低于所需要电压时，所述主控芯片U2的QG脚导通，形成回路；同时快速通过变压器法拉第电磁感应原理反馈给主控芯片U1的FB1脚。
进一步的，当所述主控芯片U1的FB1脚连续检测电压低于第二电压阈值的时间大于等于所述时间段阈值，则判断输出电压为不够，所述环路检测和控制电路针对初级变压器进行至少一次强开启；
所述FB1脚电压一直高于第二阈值时，判断为输出电压够，或者输出为空载状态，则所述环路检测和控制电路进入轻开关打嗝状态，直降到FB电压标准设置电压，这时候FB起作用，保持初始设置电压输出。
进一步的，所述主控芯片U1内部设有自供电环路检测模块，针对主控芯片U1内置的开关管Q1开启一个周期后，然后开关管Q2和开关管Q3进行关闭，此时主控芯片U1的 开关管Q1下端给VCC供电，达到阈值后，开关管Q1关闭，使得VCC掐位在安全电压内。
本发明的有益效果：
本发明中SSR架构中，在初级电路中利用T1的辅助绕组互感反馈，实现恒流、恒功率等工作模式的切换；本发明的PSR架构中，在初级电路中利用T1的辅助绕组进行多路检测，从而实现恒流、恒功率等工作模式的切换；
本发明的SSR架构中，连接光耦，从而实现检测输出反馈需要的电压；本发明的PSR架构中，通过次级电路中次级绕组进行RC阻尼连接或者短路、半短路连接，来实现互感反馈；
本发明的初级电路中主控芯片U1的FB1脚连接有辅助绕组，可用于检测QR模式；
本发明中，在SSR架构还可以根据FB1反馈波形，对分压电阻同比放大缩小对次级输出进行线损补偿；
本发明中，根据FB1反馈进行最低电压和最高电压的控制，当次级环路异常起到双重保护作用；
本发明的主控芯片U1内设有自供电环路检测模块，针对开关管Q1工作一个周期后，进行关闭，由主控芯片U1的CS脚给VCC充电，达到阈值后关闭开关管Q1，将VCC掐位于安全电压内；
在SSR架构和PSR架构次级电路集成主控芯片U2的位置在次级电路中是可以任意调整，比如调整到负整流，则可以省去C5电容，将VCC和VDD短路链接，从而本发明有效的节约的电路占用空间，实现高集成度，节约成本。
本发明还可以将PSR和SSR设计做到同一线路板中，可以只做一个体系认证，从而降低了认证费用，也节约了备料成本压力。
附图说明
附图1是本发明在SSR架构中的应用电路原理图；
附图2是本发明在PSR架构中的应用电路原理图；
附图3是PSR架构中主控芯片U1的内部原理示意图；
附图4是PSR架构和SSR架构做在同一电路板上的原理图；
附图5是PSR架构次级未加阻尼RC回路的测试效果图；
附图6是PSR架构次级加阻尼RC回路的测试效果图。
具体实施方式
下面详细描述本发明的实施例，所述实施例的示例在附图中示出，其中自始至终相同或类似的标号表示相同或类似的元件或具有相同或类似功能的元件。下面通过参考附图描述的实施例是示例性的，旨在用于解释本发明，而不能理解为对本发明的限制。
在本发明的描述中，需要理解的是，术语“长度”、“宽度”、“上”、“下”、“前”、“后”、“左”、“右”、“竖直”、“水平”、“顶”、“底”“内”、“外”等指示的方位或位置关系为基于附图所示的方位或位置关系，仅是为了便于描述本发明和简化描述，而不是指示或暗示所指的装置或元件必须具有特定的方位、以特定的方位构造和操作，因此不能理解为对本发明的限制。
此外，术语“第一”、“第二”仅用于描述目的，而不能理解为指示或暗示相对重要性或者隐含指明所指示的技术特征的数量。由此，限定有“第一”、“第二”的特征可以明示或者隐含地包括一个或者更多个该特征。在本发明的描述中，“多个”的含义是两个或两个以上，除非另有明确具体的限定。
在本发明实施例中，除非另有明确的规定和限定，术语“安装”、“相连”、“连接”、“固定”等术语应做广义理解，例如，可以是固定连接，也可以是可拆卸连接，或成一体；可以是机械连接，也可以是电连接；可以是直接相连，也可以通过中间媒介间接相连，可以是两个元件内部的连通或两个元件的相互作用关系。对于本领域的普通技术人员而言，可以根据具体情况理解上述术语在本发明中的具体含义。
实施例中，参考附图1所示，为本发明应用于SSR架构的电路原理图。
实施例中，一种环路检测和控制电路，包括：初级电路，作为输入端，其初级绕组连接有主控芯片U1，所述主控芯片U1分压连接有变压器T1的辅助绕组，所述辅助绕组连接分压电阻对给主控芯片U1的FB1脚供电，从而由所述FB1脚切换环路检测和控制电路工作模式，并设置最低压和最高电压，实施监测输出电压，当次级电路和/或当光耦反馈环路异常时候起保护作用；次级电路，作为输出端，其次级绕组连接有主控芯片U2；所述主控芯片U1的FB脚和主控芯片U2连接光耦OCEP，用于检测反馈输出反馈需要的电压以及电流。实施例中，所述分压电阻对内置于所述主控芯片U1中；所述主控芯片U1的FB1脚连接变压器T1的辅助绕组，可实现环路检测和控制电路切换恒流、恒功率等工作模式，同时可用来检测QR模式，降低开关损坏，提升工作效率。在一些实施例中，通常将偏压分压电阻内置U1内部，以便兼容市场常规芯片。在一些实施例中，所述辅助绕组连接的分压电阻对也可以外置。
实施例中，所述初级电路用于连接电源，所述主控芯片U1连接在初级电路的输入端和变压器T1的初级线圈之间；所述初级电路的输入端连接有桥堆BD1进行整流，依次又连接至滤波电容EC1和启动电路；所述启动电路包括电阻R1、电阻R1A和电容EC2，所述电阻R1和电阻R1A串联连接至主控芯片U1的VCC脚，所述电容EC2连接主控芯片U1的VCC脚，使主控芯片U1的VCC脚升压至启动电压，从而启动主控芯片U1。
实施例中，所述次级电路的主控芯片U2连接于次级线圈和USB接线端子之间；所述主控芯片U2连接分压电阻，检测输出电压，再反馈给所述光耦OCEP，同时反馈给U1内部的同步整流模块，用来计算次级退磁时间，进行准确的判断关闭；所述分压电阻包括并联的电阻R6和电阻R7。
实施例中，所述主控芯片U1的FB1脚预设电压阈值，当检测电压达到电压阈值时，切换环路检测和控制电路的工作模式；即通过所述FB1脚根据其检测电压的大小来切换恒流、恒功率等工作模式；所述主控芯片U1根据FB1脚的波形图进入QR工作模式；所述主控芯片U1可以根据FB1脚的反馈波形，对分压电阻对同比放大缩小，对次级输出进行线损补偿；并设置最低压和最高电压，实施监测输出电压，当光耦反馈环路异常时候起保护作用。所述主控芯片U1的S脚和G脚之间连接开关管Q1；所述主控芯片U1内部设有自供电环路检测模块，针对开关管Q1开启一个周期后，进行关闭，此时主控芯片U1的S脚给主控芯片U1的VCC脚充电，达到阈值后，开关管Q1关闭，使得VCC掐位在安全电压内。在一些实施例中，也可以将Q1合封到主控芯片U1内部。
具体使用时，例如，在主控芯片U1内给FB1脚预设第一电压阈值为1.25V；在次级电路导通2.5US时开始检测次级电路电压；当FB1脚电压达到第一电压阈值时，由恒流模式切换为恒功率模式。比如，做45W的快充，电路最大电流为3A，当达到15V时，功率达到极限，超过15V时候达到45Ｗ；当次级电路电压超过15V后进入恒功率模式。例如，可以将FB1分压电阻对设置为20K：433.5K，所述主控芯片U1的FB1脚电压接近0.415V，当次级输出电压不断升高，在15V之前由于FB1的电压未达到第一阀值电压1.25V，次级电路电流一直保持恒流3A；当次级电压达到15V时，所述FB1脚电压达到第一电压阈值1.25V，所述次级电压超过15V时，输出功率超过额定功率45W，这时候环路检测和控制电路进入恒功率模式，从而保证充电器不会烧坏，而且达到最大功率输出。
本发明中，将输出电压检测和同步整流共同设置在主控芯片U1中，作为FB1脚，对比输出电压反馈差，并配合主控芯片U1内预制计算方式准确得到退磁时间，从而进行多段式预关断，直到完全关闭，使得提前关断时间控制在0.5US以内。此外，所述主控芯片U1的FB脚用来检测开关管Q1的开启时候的互感电压，用来保障关闭滞后的第二重保护关闭。从而，有效避免共通炸机，降低反向漏电，提升效率。
在一些实施例中，所述电阻R1、电阻R1A、电阻R6和电阻R7也可内置于对应主控芯片的内部。
参考附图2和图3所示，为本发明应用于PSR架构的电路原理图和主控芯片U1的原理示意图。
实施例中，一种环路检测和控制电路，包括：初级电路，作为输入端，其初级绕组连接有主控芯片U1，所述主控芯片U1分压连接有变压器T1的辅助绕组，所述辅助绕组连接分压电阻对给主控芯片U1的FB1脚供电，从而由所述FB1脚切换环路检测和控制电路工作模式；次级电路，作为输出端，其次级绕组连接有主控芯片U2；所述主控芯片U2的QG脚将次级绕组进行RC阻尼连接。在一些实施例中，还可将主控芯片U2的QG脚和USB-脚之间短路、半短路连接。
实施例中，所述主控芯片U1连接在初级电路的输入端和变压器T1的初级线圈之间；所述初级电路的输入端连接有桥堆BD1进行整流，依次又连接至滤波电容EC1和启动电路；所述启动电路包括电阻R1、电阻R1A和电容EC2，所述电阻R1和R1A串联后连接主控芯片U1的VCC脚，所述电容EC2连接主控芯片U1的VCC脚，使主控芯片U1的VCC脚升压至启动电压，从而启动主控芯片U1。
实施例中，所述主控芯片U1的连接变压器T1的辅助绕组；所述辅助绕组连接分压电阻对给主控芯片U1的FB1脚供电；所述分压电阻对内置于主控芯片U1内；所述分压电阻对包括电阻R6和电阻R7，所述电阻R6内置于主控芯片U1内。实施例中，所述辅助绕组一端并联连接电阻R7和电阻R7A，所述电阻R7连接至主控芯片U1的FB脚，所述电阻R7连接至主控芯片U1的FB1脚；所述辅助绕组另一端并联电阻R6A，所述电阻R6A连接至主控芯片U1的FB1脚。
实施例中，所述次级电路的主控芯片U2连接在次级绕组和USB接线端子之间；所述主控芯片U2的QG脚连接RC阻尼电路。实施例中，所述次级电路的主控芯片U2检测到输出USB电压低于所需要电压时，在次级电路主控芯片U2的QG脚将变压器次级绕组进行RC阻尼连接或者短路、半短路连接。实施例中，所述次级电路的主控芯片U2连接电容C4Q，所述电容C4Q和电阻R12串连，所述电阻R12和变压器次级一个脚连接、或者短路、或半短路；当主控芯片U2的QG脚导通后辅助绕组形成回路；C4Q根据需要进行调整容值大小，当同步整流开启同时，所述QG脚启动；可以有效降低出次级的峰值电压，减少谐振，从而降低EMI；当同步整流模块关闭时，所述主控芯片U2的QG脚同时进行关闭来降低阻尼损耗；当主控芯片U2检测到输出USB电压低于所需要电压时，所述主控芯片U2的QG脚导通，形成回路，开启时间必须在初级电路开关管开启前关闭，这样可以降低RC阻尼的损耗，QG脚开启，次级绕组形成回路后，降低了谐振电压频率，降低了EMI干扰，同时快速通过变压器法拉第电磁感应原理反馈给主控芯片U1的FB1脚。
参考附图5和图6所示，实施例中，在所述主控芯片U1中预设FB1脚的第一电压阈值，当FB1脚的检测电压达到第一电压阈值时，切换环路检测和控制电路的工作模式。实施例中，所述主控芯片U1中预设FB1脚的第二电压阈值，并在主控芯片U1中预设检测的时间段阈值，用于判断次级电路输出电压。当所述主控芯片U1的FB1脚连续检测电压低于第二电压阈值的时间大于等于所述时间段阈值，所述环路检测和控制电路针对初级变压器进行至少一次强开启；当所述FB1脚电压低于第二阈值电压未达阈值时间段（进入谐振），判断为输出电压够，或者输出为空载状态，则所述环路检测和控制电路进入轻开关打嗝状态，当降到FB初始设置电压，这时候FB起作用，保持初始电压输出（通常为5V）。
实施例中，所述主控芯片U1内部设有自供电环路检测模块，针对主控芯片U1内置的开关管Q1开启一个周期后，进行关闭，此时主控芯片U1的 Q1的S脚给主控芯片U1的VCC脚充电，达到阈值后，开关管Q1关闭，使得VCC掐位在安全电压内。
使用时，比如，需要预设5V电压输出，变压器T1的次级绕组和辅助绕组匝比5：10，FB脚的基准电压为1.25V，根据法拉第电磁感应原理FB脚的上下分压电阻比2.7K：19.5K；当输出电压低于5V时，保持5V电压输出；当FB1连接分压电阻对后，以FB1为优先级别，这时候FB脚电压可以高于1.25V，当FB1失效、或者FB脚检测到电压低于预设电压1.25V时，FB脚继续起作用，保持输出5V电压。
使用时，所述主控芯片U1的FB1脚和FB脚一样在次级电路导通2.5US后开始检测次级电压；例如，设定第一电压阈值为1.25V；当FB1脚达到1.25V时，由恒流模式切换为恒功率模式。比如做30W的快充，输出电路电流最大为3A，当达到10V时候功率达到极限，超过10V时候进入恒功率模式。可以将FB1分压电阻设置为20K:289K，这时FB1脚电压为0.625V，当电压不断升高，在输出电压达到10V之前，由于FB1脚电压没有达到第一电压阈值1.25V，输出电流一直保持恒流3A；当输出电压达到10V时，FB1脚电压达到第一电压阈值1.25V，这时候进入恒功率模式，从而保证电路不会损坏而且达到最大功率输出。
在一些情况下，也可以直接FB1脚和FB脚直接短路，这时候默认为15W的快充，输出电压超过5V即进入恒功率模式，从而有效降低成本又可以兼顾市场23脚短路的常规芯片。
在一些情况下，例如，做18W快充时，可以直接将FB1脚设置为FB初始电压的1.2倍，比如FB为1.25V，则FB1的恒流/恒功率切换第一电压阈值为1.5V，这时6V输出电压以内，保持3A电流输出；当超过6V时候，FB1脚电压检测到超过第一电压阈值1.5V，这时候由恒流模式切换为恒功率模式。当然，也可将FB1和FB直接连接，省去R6A和R7A，从而节省空间降低成本。
同原理，可以设置不同功率的精简型快充电路。
例如，将第二电压阈值预设为0.3V，时间段阈值为2US。工作中，所述主控芯片U1的FB1脚采用连续比较模式，即当检测电压低于0.3V持续时间超过2US时，即可判断为次级输出电压不够，进行至少一次强开启。当检测电压未出现低于0.3V超过2US时，确定输出电压够满足带载功率，无需进行降压动作，初级检测后自动进入轻开关打嗝状态即可降低功耗，有效满足动态测试需求。
当输出电压不够时，在次级电路主控芯片U2的QG脚将变压器次级绕组进行RC阻尼连接或者直接将QG脚和USB-脚短路、半短路连接，从而使得谐振电压快速降低，互感反馈给FB1脚，使得FB1脚电压低于第一电压阈值；且采此方法可降低谐振，有效改善EMI干扰。
参考附图4所示，在一些实施例中，所述SSR架构和PSR架构可以制作在同一电路中，可以只做一个体系认证，从而降低了认证费用，也节约了备料成本压力。
实施例中，所述环路检测和控制电路，初级电路，作为输入端，其初级绕组连接有主控芯片U1，所述主控芯片U1分压连接有变压器T1的辅助绕组，所述辅助绕组连接分压电阻对给主控芯片U1的FB1脚供电，从而由所述FB1脚切换环路检测和控制电路工作模式；次级电路，作为输出端，其次级绕组连接有主控芯片U2。实施例中，所述初级电路和次级电路之间连接有光耦OCEP；所述次级电路的主控芯片U2的L/QG脚将次级绕组进行RC阻尼连接或者短路、半短路连接。
实施例中，所述初级电路的输入端连接桥堆BD1后，再连接至整流电容EC1和启动电路；所述辅助绕组的一端连接电阻R7和电阻R7A，所述电阻R7连接电阻R6和主控芯片U1的FB脚；所述电阻R7A连接电阻R6A和主控工芯片U1的FB1脚。
当所述环路检测电路和控制电路作为SSR架构时，所述环路检测和控制电路中的电阻R6、电阻R7和电容C4Q去掉；在一些实施例中，所述电阻人、电阻R1A和电阻R6A可内置于主控芯片U1中，当然也可外置。
当所述环路检测电路和控制电路作为PSR架构时，所述环路检测和控制电路中的光耦OCEP、电阻R7L和电容C4去掉；在一些实施例中，所述电阻R1、电阻R1A和电阻R6可内置于主控芯片U1内，当然也可外置。在一些实施例中，可将主控芯片U1的FB脚和FB1脚短接，做成固定功率。
本发明采用初级电路中主控芯片U1的FB脚和FB1脚双反馈、或者更多反馈环路比较判断，不仅仅用在开关电源领域，比如AC 转 DC架构（包括普通SSR、LLC结构、正激等架构）、DC转DC架构、后端同步反馈上等，用极其简单可靠的方法实现恒流和恒功率之间的切换、或者其他需要功能的判断，从而解决现有技术中的技术痛点；除此之外，本发明的还可以应用在其他电路中实现不同功能的切换和判断。
以上所述的实施例，只是本发明的较优选的具体方式之一，本领域的技术员在本发明技术方案范围内进行的通常变化和替换都应包含在本发明的保护范围内。

Claims (2)

1.一种环路检测和控制电路，其特征在于，在SSR架构中，包括：
初级电路，作为输入端，其初级绕组连接有主控芯片U1，所述主控芯片U1分压连接有变压器T1的辅助绕组，所述辅助绕组连接分压电阻对给主控芯片U1的FB1脚供电，从而由所述FB1脚切换环路检测和控制电路工作模式，并设置最低压和最高电压，实施监测输出电压，当次级电路和/或当光耦反馈环路异常时候起保护作用；
次级电路，作为输出端，其次级绕组连接有主控芯片U2；
所述主控芯片U1的FB脚和主控芯片U2连接光耦OCEP，用于检测反馈输出反馈需要的电压以及电流；
所述主控芯片U2连接分压电阻，检测输出电压，再反馈给所述光耦OCEP，同时反馈给主控芯片U2内部的同步整流模块，用来计算次级退磁时间，进行准确的判断关闭。
2.根据权利要求1所述的环路检测和控制电路，其特征在于，所述主控芯片U1的FB1脚预设电压阈值，当检测电压达到电压阈值时，切换环路检测和控制电路的工作模式；所述主控芯片U1根据FB1脚的波形图进入QR工作模式；所述主控芯片U1可以根据FB1脚的反馈波形，对分压电阻对同比放大缩小，对次级输出进行线损补偿；并设置最低压和最高电压，实施监测输出电压，当光耦反馈环路异常时候起保护作用。
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