CN110546731B - 断路器 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种用于在超过电流边界值或/和电流‑时间段边界值的情况下中断电路的断路器，具有能量转换器，该能量转换器在初级侧与电路连接并且在次级侧为断路器的至少一个控制单元提供能量供应。在能量转换器的次级侧输出端与断路器的控制单元之间连接扼流圈。

Description

断路器

技术领域

本发明涉及一种根据专利权利要求1的前序部分的断路器。

背景技术

断路器是一种保护设备，其功能与保险装置类似。断路器监视借助导体流经该断路器的电流，并且当超过保护参数、诸如电流边界值或电流-时间段边界值(即，当存在针对一定的时间段的电流值)时，中断到能量汇点或耗电器的电流或能量流，这被称为触发。中断例如通过断开断路器的触点来实现。

特别是对于低压电路或低压电网，依据电路中所规定的电流大小，存在不同类型的断路器。在本发明的意义上，断路器尤其是指如其在低压设备中针对63至6300安培的电流使用的开关。更具体地，封闭式断路器用于63至1600安培的电流、特别是125至630或1200安培的电流。敞开式断路器特别地用于630至6300安培的电流、更具体地1200至6300安培的电流。敞开式断路器也被称为空气断路器，简称ACB，并且封闭式断路器也被称为塑壳断路器或紧凑型断路器，简称MCCB。

低压尤其是指直至1000伏的交流电压或1500伏的直流电压的电压。

在本发明的意义上，断路器尤其是指具有控制单元(例如电子触发单元，也称为电子脱扣器(Electronic Trip Unit)，简称ETU)的断路器。控制单元监视由传感器(例如罗戈夫斯基线圈)所测量的电流的大小，或者附加地以类似的方式监视电路的电压或/和其他参数的大小，并引起电路中断。对于控制单元的运行需要电能，电能可以通过能量转换器(例如变压器)提供。该能量转换器在初级侧与待保护的电路连接并且在次级侧与控制单元连接。

在电流过“高”的情况下，断路器根据其保护参数或响应值来中断电路。保护参数或响应值基本上是电流的大小或/和电流和时间的大小，在持续“高”的电流的情况下在该时间之后应当进行电路的中断。与保险装置不同，这些保护参数或响应值在断路器的情况下是可调节的，例如借助控制单元(例如电子触发单元)。

能量转换器用于断路器的所谓的自能量供应。该能量转换器基于磁性耦合功率传输原理，由此可以将能量提供给控制单元(例如电子触发单元)。

在此，电路的导体通常形成能量转换器的初级侧。即，电气导体例如是能量转换器的初级线圈。

这些转换器中的问题在于高的初级电流，其导致对应的高的次级电流(变压器原理)。这种高的初级电流尤其是在高的负载电流或短路电流的情况下发生。其结果是，超过了电流转换器的视在功率。由此，能量转换器达到磁饱和状态。

电流转换器的视在功率随初级电流幅度和电网频率而线性增加。由此导致对于满足控制单元或ETU的次级侧的功率要求所必需的最小的初级电流。该最小的初级电流由应用的要求来规定，并且由此得到能量转换器或电流转换器中的铁磁芯的磁性尺寸(特别是材料选择以及磁性的芯长度和横截面)。基本上，对于磁性工作点B，产生了最小的磁性横截面A，该磁性工作点B在电网频率f下从所需的次级电压U得出。这由已知的变压器方程来描述：

U＝4.4*N2*□A*B*f

次级电流I2通过相对于初级电流I1的匝数比N2得出，其中从初级电流中减去为了产生磁通量所需的磁化电流Iμ。

I2＝(I1-Iμ)/N2

两个次级参量的乘积定义了电流转换器的视在功率。如果该视在功率小于布置在次级侧上的功率消耗，则磁芯达到饱和，因为磁通密度受到芯材料的限制。

在最小的初级电流之上，视在功率通过初级电流幅度以驱动的方式上升。但是，针对所有的运行条件，电子器件的功率消耗在很大程度上保持恒定，并且由此导致电源(能量转换器或电流转换器)与汇点(控制单元或ETU)之间出现上述失配。多余的功率在输入电压调节器和/或在次级绕组中被转换为热量。该热量必须被引出，否则在控制单元和/或在能量转换器中会产生严重的自热。

目前在断路器的情况下使用能量转换器(例如电流转换器)，该能量转换器直至所定义的初级电流的大约200％都在线性区域中工作。

发明内容

因此，本发明要解决的技术问题是，改进开头提到的类型的断路器，特别是降低视在功率或发热。

对于从权利要求1的前序部分出发的断路器，该技术问题通过权利要求1的特征性特征以及通过根据权利要求17的用于断路器的扼流圈来解决。

根据本发明规定了扼流圈，其必要时以有利的设计方案可以设置在断路器的能量转换器和控制单元之间。

能量转换器或变压器的视在功率通过初级电流确定。能量转换器或变压器在次级侧在电流与电压之间没有固定的相位关系的情况下工作。因此，提取有功功率也并非强制必须。如果附加地串联接入电抗，则可以通过该阻抗处的无功功率来补偿变压器的视在功率。为此目的，在能量转换器与控制单元(ETU)之间接入了扼流圈。

在从属权利要求中说明了有利的设计方案。

在本发明的一种有利的设计方案中，电路的导体形成能量转换器的初级侧。这具有特别的优点，即，特别地对于初级侧直接由导体形成的能量转换器，实现了对视在功率的有效降低。

在本发明的一种有利的设计方案中，以距能量转换器的第一空间距离布置扼流圈，特别地，能量转换器的芯和扼流圈的芯在磁场和电场方面被最大程度地绝缘。这具有特别的优点，即，避免了在两个芯的接触面的区域中的涡流损耗，由此减少了热的问题。

在本发明的一种有利的设计方案中，扼流圈特别地相对于初级导体水平地布置。水平地布置尤其是指这样一种布置，在该布置中由扼流圈芯包围的平面、特别是扼流圈芯的最大尺寸的平面与初级导体或引导电流的导体轨道平行地布置。这具有特别的优点，即，包围初级导体的磁场均匀地作用在扼流圈芯上，从而使初级导体场对扼流圈的寄生影响最小。

在本发明的一种有利的设计方案中，扼流圈具有磁粉芯、尤其是以封闭式的形式的磁粉芯。这具有特别的优点，即，通过分布在芯材料中的气隙降低了扼流圈芯的磁导率，从而使芯的磁饱和转移到高的次级电流。

在本发明的一种有利的设计方案中，粉芯具有Fe、Fe/Ni合金或铁氧体。这具有特别的优点，即，能够实现特别便宜和容易获得的解决方案，因为这些材料便宜并且好获得。

在本发明的一种有利的设计方案中，粉芯是环形芯、以两次实施或具有端接I形连接芯的U形或E形的半芯。这具有特别的优点，即，可以根据设备中的现有的结构空间来最佳地选择结构形式。

在本发明的一种有利的设计方案中，扼流圈具有由高磁导率材料构成的磁芯，例如具有气隙。这具有特别的优点，即，可以通过磁性的芯长度与气隙宽度的比值非常精确地设置磁导率。由此，该设计方案中的扼流圈电感在很大程度上保持恒定，直至达到磁饱和为止。

在本发明的一种有利的设计方案中，高磁导率材料具有铁氧体、纳米晶带或电片。这具有特别的优点，即，较高频率下的磁芯损耗低。

在本发明的一种有利的设计方案中，能量转换器的次级侧输出端与低通滤波器连接，该低通滤波器的输出端经由扼流圈与控制单元连接。这具有特别的优点，即，减少或避免了由于电流谐波而引起的高的磁化反转损耗。低通滤波器为所有高于滤波器频率的、被衰减的电流分量形成低阻抗的电气旁路。

在本发明的一种有利的设计方案中，低通滤波器具有电容器。这具有特别的优点，即，提供了低通滤波器的特别简单的实现。

在本发明的一种有利的设计方案中，电容器与电阻串联连接。这具有特别的优点，即，实现了避免电流谐波的过高电流的简单实现。

在本发明的一种有利的设计方案中，电阻与电容器并联连接。这具有特别的优点，即，次级绕组的电感和电容器的并联电路谐振被衰减。

在本发明的一种有利的设计方案中，过电压保护元件与能量转换器的次级侧输出端并联连接。这具有特别的优点，即，为高于正常运行情况的电流限制电压尖峰。

所有设计方案，无论是以依赖的形式与权利要求1相关，还是仅与权利要求的各个特征或特征组合相关，都导致断路器的改进。

附图说明

结合以下对结合附图详细地阐述的实施例的描述，所描述的本发明的特性、特征和优点以及如何实现其的方式将变得更加清楚并且更显著地容易理解。

在此，附图中：

图1示出了具有根据本发明的扼流圈的第一电路图；

图2示出了用于阐述的具有根据本发明的扼流圈的第二电路图；

图3示出了用于示出根据本发明的断路器的初级电流和次级电流之间的关系的第一线图；

图4示出了具有根据本发明的断路器的设计方案的第三电路图；

图5示出了具有根据本发明的断路器的设计方案的第四电路图；

图6示出了用于示出控制单元与低通滤波器之间的电流分布的频率响应的关系的第二线图。

具体实施方式

图1示出了用于阐述本发明的第一电路图。用作能量源的交流电源AC给用作能量汇点的能量耗电器负载供电。该电路的导体形成能量转换器CT的初级侧PS。在此，导体可以具有能量转换器CT的初级线圈的多个匝。但是，也可以仅将(没有绕组的)导体恰好穿过能量转换器CT的芯KCT或沿着能量转换器CT的芯KCT引导。在此，能量转换器CT的芯KCT还具有由次级绕组或次级线圈的一个或多个匝形成的次级侧SW。次级绕组SW的两个接头形成能量转换器CT的次级侧输出端，该能量转换器为未示出的断路器的至少一个控制单元ETU的两个输入端供应能量。相应的输出端与输入端电气连接。

根据本发明，在输出端和输入端之间的至少一个连接中设置扼流圈L。

图2示出了根据图1的第二电路图，不同之处在于，在次级侧上示出了用于扼流圈L的等效电路图。在此，控制单元ETU处于旁路模式。

图3示出了用于示出根据本发明的断路器的初级电流和次级电流之间的关系的第一线图。

在水平X轴上示出了能量转换器CT的初级侧PS的以安培[Arms]为单位的初级电流Iprim。在垂直Y轴上示出了以毫安[mArms]为单位的次级电流Isec。线图中示出了三个曲线。第一曲线“仅CT”针对没有根据本发明的扼流圈L的能量转换器CT的运行。在此，在初级电流Iprim与次级电流Isec之间存在线性关系，直至达到第一初级电流值、在示例中为1000安培[Arms]。之后，能量转换器的芯达到饱和，并且次级电流以逐渐减小的比例增加。

第二曲线“CT+扼流圈(英语：choke)(35mH)”针对具有根据本发明的第一扼流圈L的能量转换器CT的运行，该第一扼流圈具有35mH的电感。在此，在初级电流Iprim和次级电流Isec之间存在线性关系，直至达到较小的第二初级电流值、在该示例中约为300安培[Arms]。之后，根据本发明的扼流圈L引起对次级电流的限制，该次级电流以强烈减小的比例增加或“平坦地”逐渐接近边界值、在示例中约为1000mA[mArms]。

第三曲线“CT+扼流圈(70mH)”针对具有根据本发明的第二扼流圈L的能量转换器CT的运行，该第二扼流圈具有70mH的电感。在此，在初级电流Iprim和次级电流Isec之间存在线性关系，直至达到还要更小的第三初级电流值、在该示例中约为150安培[Arms]。之后，根据本发明的扼流圈L引起对次级电流的限制，该次级电流以更强烈减小的比例增加或“平坦地”逐渐接近边界值、在示例中约为500mA[mArms]。

图4示出了根据图1的根据本发明的断路器的设计方案的第三电路图，不同之处在于，能量转换器CT的输出端与低通滤波器LPF的输入端连接。低通滤波器LPF的输出端经由至少一个扼流圈L与控制单元ETU的输入端连接。此外，过电压保护元件USE与能量转换器CT的输出端并联连接，即，两个输出端借助过电压保护元件USE彼此连接。此外，用于中断由能量源AC和耗电器负载形成的初级侧电路的开关触点CB由未详细示出的断路器示出。

图5示出了具有根据图4的根据本发明的断路器的设计方案的第四电路图，不同之处在于，示出了低通滤波器LPF的细节。在此，低通滤波器LPF具有其第一输入接头与其第一输出接头的直接电气连接以及其第二输入接头与其第二输出接头的直接电气连接。

在此，最简单的情况下，电容器C1连接在低通滤波器LPF的第一输入接头和第二输入接头(或者第一输出接头和第二输出接头)之间。第一电阻R1例如可以与该电容器并联连接。此外，第二电阻R2可以与电容器C1或由电容器C1和第一电阻R1构成的并联电路串联连接。后者在图5中示出。此外，代替直接的电气连接，可以在至少一个输入接头与输出接头之间连接电感、例如没有芯的电感。

图6示出了用于示出控制单元与低通滤波器之间的电流分布的频率响应的关系的第二线图。次级电流的频率f(Hz)在水平X轴上示出。在垂直Y轴上示出了以毫安(mArms)为单位的次级电流I。线图中示出了两个曲线。第一曲线“I_ETU”针对流过控制单元ETU的次级电流与频率的依赖关系。在此，次级电流直至第一频率、在示例中约为700Hz都相对恒定；随着频率的增加，流过控制单元的电流强烈降低。第二曲线“I_LPF”针对流过低通滤波器LPF的电流与频率的依赖关系。在此，直至第二频率、在该示例中约为400Hz，电流都相对较低，然后强烈增加。

下面，应当基于附图更详细地阐述本发明。

扼流圈电感L的尺寸根据由能量转换器中的饱和磁化强度Bct给出的最大有效次级电压U与有效次级电流I之间所需的电抗XL得出。

对于在断路器的控制单元中的电子旁路电路被可选地设置为激活的情况，在次级侧基本上只有次级绕组和扼流圈绕组的有效电阻RS与电抗XL串联地布置，图2。考虑到RS<XL的典型条件，得出：

XL＝4.4*N2*A*B*F/I＝2πf*L

L＝μo*μr*(Achoke/lchoke)*N²

在确定扼流圈的尺寸(Achoke，Ichoke，N)时，必须强制地注意，该尺寸不饱和，因为否则电感会失效并且多余的能量不再被磁性存储。因此，必须始终注意，对于次级峰值电流I保持如下关系：

Bchoke＝μo*μr*N*I/Ichoke＜＜Bsat

这例如可以通过选择相对较低的磁导率μr来实现，例如在如下情况下：

-高磁导率的芯具有气隙dgap＝>μr≈Ichoke/dgap

-根据本发明的磁粉芯，例如，由Fe、Fe/Ni合金或铁氧体组成。

图3示例性示出了通过接入具有不同电感的扼流圈可实现的次级电流的减小。可以看出，次级电流可以被极大地限制。由此可见，可以强烈减少铜绕组中的损耗功率：

Ps＝Rs*I²

能量转换器或电流转换器与扼流圈的串联电路的缺点是，在扼流圈与电流转换器之间会出现高的电压尖峰。反向电压的发生是通过在次级电流流动时扼流圈中的自感引起的。电压大小随着初级电流的变化速率而增加，并且因此与电网频率和初级电流幅度成比例。

U1＝-L*dI2/dt≈2πf*I1/N2

对于应用中可能的短路电流，在次级侧可能发生极高的电压峰值。因此存在电压峰值可能破坏次级绕组或扼流圈绕组的绝缘或者还破坏到相邻的金属面的绝缘路径的风险。

结构上的设计参数受现有的结构空间的限制。因此，主芯和扼流圈的空间上紧密的布置可能是必要的。根据本发明，主芯(即，能量转换器的芯)和扼流圈芯应当在磁场和电场方面尽可能地绝缘，特别地以便实现初级电路和次级电路的良好隔离。

在高的短路电流的情况下，高的初级磁场在空间上紧密相邻的扼流圈芯中产生附加的磁通量，该附加的磁通量干扰或在极端情况下甚至抵消扼流圈作用。结果是，次级侧的电流限制由于缺少电抗而失效。

在高的短路电流的情况下初级磁场的负面影响可以通过由扼流圈芯包围的平面与引导电流的初级导体轨道的平行布置(即水平布置)来减小。

优选地，将扼流圈布置在能量转换器/电流转换器的外部，更准确地说不在初级导体的附近。

根据本发明，因此提出具有(优选封闭式的)磁粉芯的单独的扼流圈。粉芯可以优选地由Fe、Fe/Ni合金、铁氧体等组成。作为结构形式，例如环形芯是合适的。替换地，以两次实施或具有端接磁性连接条(I形)的U形或E形的半芯，即，例如U-U、U-I、E-E、E-I形状是合适的。在分体式的结构形式的情况下，可以将绕组单独地缠绕到载体上，并且随后推到磁芯上。替换地，由具有所定义的气隙的高磁导率材料(例如铁氧体、纳米晶带或电片)构成的磁芯也是可能的。

在扼流圈芯中存在气隙的情况下，该扼流圈芯必须由不导电的材料、例如绝缘膜或塑料部件制成。否则，在该隔离物中会发生剧烈的、导致发热的涡流。

涡流损耗随频率而强烈增加，并且在具有大量电流谐波的应用中导致严重的热负荷。

线圈绕组的绝缘以及周围的空气距离和爬电距离必须针对额定电流In和额定频率下的预期的电压尖峰进行设计。

过电压保护元件USE可以与次级绕组并联布置，参见图4。在此，该过电压保护元件可以是压敏电阻或双向抑制二极管。该过电压保护元件USE限制针对高于正常运行情况(例如，在初级电路中短路的情况下)的电流的电压尖峰。

为了减少/避免由于电流谐波导致的高磁化反转损耗，在电流转换器和扼流圈之间还接入了低通滤波器LPF(或者是英语：Low-Pass-Filter)，参见图4。该滤波器为所有高于滤波器截止频率的电流分量形成低阻抗的电气旁路，即，在低通滤波器LPF中衰减或短接所有在高于滤波器截止频率的频率下的电流部分，使得这种分量不再流经扼流圈L和控制单元ETU。针对高于滤波器截止频率的电流分量的较低阻抗具有较小的次级电压幅度，并且由此导致芯中对于该频率的较低的磁通密度。由于磁芯中的损耗随磁通密度而平方地增加，这导致芯中的自发热显著降低。

图5示出了低通滤波器LPF的示例性实施。该滤波器由第一电阻R1与电容器C1的并联布置以及共同的串联布置的第二电阻R2构成。滤波器与次级绕组SW以及扼流圈L的电感一起形成谐振电路。谐振频率由电感LS与电容器C1的并联电路确定。

第一电阻R1和第二电阻R2衰减谐振尖峰并影响低通滤波器LPF的取决于频率的阻抗。对于远低于谐振频率的频率，第一和第二电阻R1、R2的电阻之和形成阻抗。该阻抗必须比额定频率下扼流圈L的电抗XL大得多，由此保持扼流圈L的限流作用。对于明显高于谐振频率的频率，R2形成低通滤波器LPF的阻抗。该阻抗应当尽可能小，由此产生相对于扼流圈L和控制单元ETU的良好的电气旁路，由此保持低损耗。

图6示出了在经由扼流圈L和控制单元ETU的电路支路中以及在经由低通滤波器LPF或该低通滤波器的电阻-电容器网络的电路支路中的电流幅度的示例性走向。由于巧妙地选择第一和第二电阻R1、R2，谐振峰值几乎不显现。相反，两个电流部分的走向清楚地示出了随着频率的升高，次级电流预期地从具有扼流圈L和控制单元ETU的有源支路转移到低通滤波器LPF中的支路中。

在具有时钟控制的开关电源或功率变换器的电网上的运行中，通常在2kHz以上的频率范围中观察到高电流分量。对于该频率范围，根据标准目前没有国际通用的上限。对于低于2kHz的频率范围中的谐波部分，目前国际标准中已规定了边界值。基于该事实，例如在2kHz以下的范围内确定由低通滤波器、扼流圈和电流转换器形成的谐振频率的尺寸。来自标准的边界值有助于确定低通滤波器LPF中电阻部分的尺寸。来自如上所述的功率变换器上的运行的所有电流分量由此在低通滤波器LPF中被短路。通过低通滤波器LPF中尽可能低阻抗的尺寸，可以将由于来自电流谐波的损耗而导致的热问题保持较低。通过适当地选择磁性材料，可以进一步减小能量转换器芯KCT中的磁化反转损耗。具有由堆叠的非晶粒取向(NGO)的或缠绕的晶粒取向(GO)的Fe-Si片构成的磁芯的传统能量转换器/电流转换器的特征在于高饱和磁化和宽磁滞回线。磁滞回线内部的面积是对于磁化反转损耗的量度。因为由于涡流部分而导致的磁化反转损耗与频率不成比例地上升，所以对于具有高电流谐波部分的应用，应当优选地切换为缠绕的纳米晶带或铁氧体芯。两种材料的特征在于非常窄的磁滞回线并且对于直至在100kHz频率范围内的使用是适合的。铁氧体芯需要显著更大的芯体积并且因此需要结构空间，因为饱和磁化仅约为Fe-Si片的20％。相反，纳米晶带至少达到了Fe-Si饱和磁化的60％，并且具有显著更高的磁导率。因此，可以在体积增加约20％的情况下实现类似的功率。

在能量转换器/电流转换器(能量供应/源)与控制单元ETU(汇点)之间串联连接的扼流圈L的电抗XL补偿源和汇点之间的功率失配，结果是，在次级侧不需要的功率不会被转化为热量。该方案在不同的频率处起作用，因为来自电流转换器的随频率线性上升的次级电压遇到随频率线性上升的电抗。

通过电流转换器和扼流圈的隔离产生以下优点。

-可以单独地确定电流转换器和扼流圈的尺寸。＝>更简单的设计。

-可以分开地制造或购买电流转换器和扼流圈。＝>成本优势。

-具有封闭式的、以环或U/U、E/E或U/I、E/I形状的磁粉芯的扼流圈。＝>相对于具有气隙的FeSi芯的成本优势。

-优选地将扼流圈安装在电流转换器的外部，以便最小化来自高初级电流的磁场对扼流圈的负面影响。＝>在机械整体结构的结构空间分布中附加的灵活性。

-在短路电流的情况下，电流转换器和扼流圈之间的高的电压尖峰通过与次级绕组并联的过电压保护元件(例如，压敏电阻)限制。＝>更高的安全性。

-通过与次级绕组并联的低通滤波器，避免来自电流谐波的高的电压尖峰。＝>更高的安全性。

-来自能量转换器或其次级绕组、扼流圈和低通滤波器的谐振频率应当有利地低于2kHz。＝>与(低压)电网中有关谐波部分的标准要求兼容。

-低通滤波器的感性和容性的并联谐振通过电阻网络(第一和第二电阻R1、R2)衰减。

-通过低通滤波器，避免由于2kHz以上的电流谐波而引起的磁化反转损耗而导致的能量转换器/电流转换器以及扼流圈的磁芯中出现严重的自热。＝>热稳定性。

-用于电流转换器的纳米晶磁芯显著降低由于电流谐波而引起的磁化反转损耗。＝>热稳定性。

通过本发明，避免了高的电压峰值，其中能量转换器和扼流圈是分开的，即，弃用了一体的磁设计。给出了在包含强谐波的电网的情况下用于运行断路器的方案。

尽管已经通过实施例更详细地示出和描述了本发明，但是本发明不限于所公开的示例，并且本领域技术人员可以从中得出其他变形，而不脱离本发明的保护范围。

Claims (17)

1.一种用于在超过电流边界值或/和电流-时间段边界值的情况下中断电路的断路器，具有能量转换器，所述能量转换器在初级侧与电路连接并且在次级侧为断路器的至少一个控制单元提供能量供应，

其特征在于，

在能量转换器的次级侧输出端与断路器的控制单元之间连接扼流圈。

2.根据权利要求1所述的断路器，其特征在于，电路的导体形成能量转换器的初级侧，即形成能量转换器的初级导体。

3.根据权利要求1所述的断路器，其特征在于，以距所述能量转换器的第一空间距离布置所述扼流圈。

4.根据权利要求2所述的断路器，其特征在于，所述扼流圈相对于初级导体水平地布置。

5.根据权利要求1所述的断路器，其特征在于，所述扼流圈具有磁粉芯。

6.根据权利要求5所述的断路器，其特征在于，所述磁粉芯是封闭式的。

7.根据权利要求5所述的断路器，其特征在于，所述磁粉芯具有Fe、Fe/Ni合金或铁氧体。

8.根据权利要求5所述的断路器，其特征在于，所述磁粉芯是环形芯、以两次实施或具有端接I形连接芯的U形或E形的半芯。

9.根据权利要求1所述的断路器，其特征在于，所述扼流圈具有由高磁导率材料构成的磁芯。

10.根据权利要求9所述的断路器，其特征在于，所述高磁导率材料具有铁氧体、纳米晶带或电片。

11.根据权利要求9所述的断路器，其特征在于，所述磁芯具有气隙。

12.根据权利要求1所述的断路器，其特征在于，能量转换器的次级侧输出端与低通滤波器连接，所述低通滤波器的输出端经由所述扼流圈与所述控制单元连接。

13.根据权利要求12所述的断路器，其特征在于，所述低通滤波器具有电容器。

14.根据权利要求13所述的断路器，其特征在于，所述电容器与电阻串联连接。

15.根据权利要求13所述的断路器，其特征在于，电阻与所述电容器并联连接。

16.根据权利要求1至15中任一项所述的断路器，其特征在于，过电压保护元件与能量转换器的次级侧输出端并联连接。

17.一种用于根据权利要求1至16中任一项所述的断路器的扼流圈。

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