CN110535376B - 一种静止变频器脉冲换相阶段转速控制方法 - Google Patents

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Abstract

本发明涉及一种静止变频器脉冲换相阶段转速控制方法，静止变频器含有整流桥、逆变桥和晶闸管，本方法是在现有的转速外环与电流内环之间增加一自适应速度滑模控制器。当需要将同步电机稳定在极低转速时，由于静止变频器的直流电流指令值存在一个最小值，当电流维持在最小值时，若对于某些机组由于在脉冲换相阶段负载损耗极小，输出电磁转矩仍大于负载转矩，转速无法稳定，此时通过滑模控制器在转速达到设定值时闭锁脉冲输出，当转速因负载而下降到设定值时，预估换相时刻，若预计换相时刻大于定值，则再次导通晶闸管，若预计换相时刻小于定值，则等待换相时刻出现以后，重新导通晶闸管。该定值的设定，根据系统设计及电流上升与闭锁的时间确定。

Description

一种静止变频器脉冲换相阶段转速控制方法
技术领域
本发明涉及一种静止变频器脉冲换相阶段转速稳定控制方法，属于电机学及电力电子技术领域。
背景技术
静止变频器在启动同步电机初期，由于机端电压较低，逆变桥晶闸管无法完成自然换相，需要通过强迫换相的方式，关断晶闸管电流从而实现换相。在脉冲换相阶段，由于转速极低，电机的负载转矩也非常低，因此要实现脉冲换相阶段转速的稳定控制，需要实现极低转矩的输出。
输出转矩TM的计算公式如下：
TM＝Cm*ψr*issinα
式中，Cm--转矩系数；ψr--转子磁链；is--定子合成电流；α--定子磁链与转子磁链的夹角。
在脉冲换相阶段，转子磁链过小会造成机端电压过低，从而导致无法准确检测转速以及转子位置；定子合成电流过小会导致电流波动，无法产生稳定可控的输出转矩；定子磁链与转子磁链的夹角对于晶闸管来说，可调节的范围有限，夹角过小会导致电流波动，从而无法产生稳定可控的输出转矩等问题。
对于需要将电机转速稳定在脉冲换相阶段的场合，例如在基建机组刚刚安装完成等，静止变频器需要拖动机组配合主机厂家进行试验，将主机稳定在不同转速以方便主机厂家对机组振摆参数等进行测试，此时需要静止变频器将机组稳定在脉冲换相阶段，稳定的转速误差需满足招标要求。
针对脉冲换相阶段长期存在的转矩控制困难，难以将转速稳定在极低频端的问题，多年来，本领域的技术人员一直在致力解决抽水蓄能电站静止变频启动低速阶段启动控制的难题，如在2009年公开的“抽水蓄能电站静止变频启动低速阶段启动控制方法”专利申请号为200910184027.X，提出了一种低速阶段的转速控制方法，实现方式上，主要是根据输出转矩，预判转速与转子位置，目的是尽快的将机组从0Hz拖动至5Hz，该算法最终的目标是恒转矩下得到的转子位置，使整个启动过程转矩恒定，最大限度地增加转速，但该方法无法实现在0Hz-5Hz间的转速稳定控制。
还有2011年公开的“抽水蓄能机组静止变频器工况励磁系统启动控制方法”，专利号为CN201110000002.7，在2013年公开的“一种重型燃气轮机组的变频启动控制方法”，专利号为CN201310347417.0，在2014年公开的“用于运行抽水蓄能电站的电单元的方法”，专利申请号为CN201380013136.X，在2018年公开的“协调控制方法、变频器、励磁设备及静止变频启动系统”，专利申请号为CN201810359800.0，这四项技术全部描述了抽水蓄能电站与燃机电站在使用静止变频器启动过程中，所需要经历的流程，只公开从0Hz启动至50Hz并网过程中，各设备如何配合，何时切换等，但是对启动过程中静止变频器的控制方式，均未有提及。为此，对脉冲换相阶段长期存在的转矩控制困难，很有必要提供一种静止变频器脉冲换相阶段转速控制方法。
发明内容
本发明的目的是要解决现有技术存在的问题，而提供一种静止变频器脉冲换相阶段转速控制方法，其可令静止变频器的输出功率在0模态与最低输出模态之间切换，从而利用电机转子存在惯性的特点，令电机转速稳定在需要的转速值，令转速误差维持在需要的范围内。
为达到上述目的，本发明采用的技术方案是：提供一种静止变频器脉冲换相阶段转速控制方法，静止变频器包含有整流桥和逆变桥，通过对各晶闸管的导通进行控制，从而调节输出频率；控制步骤如下：
⑴、在现有的转速外环与电流内环之间，增加一个自适应速度滑模控制器，当需要将同步电机稳定在极低转速的情况下，首先由转速外环通过滑模控制器控制电流内环的目标值，将连续的电流参考值调整为在0值与原转速外环计算值之间切换的新的电流设定值；
⑵、通过位置传感器或无位置传感器技术检测转子实时位置角θ，并根据转子位置角得到当前转子电角速度ω，即转速实测值；根据设定的转子电角速度目标值ωset与当前的转子电角速度实测值ω，通过转速外环的PI控制，得到电流指令值Idcal，并对电流指令值进行限幅，将电流指令值设定在稳定可控的范围内；
⑶、将所述电流指令值Idcal与当前转子电角速度ω以及设定的转子电角速度目标值ωset输入滑模控制器；所述滑模控制器包含一个含有速度预测功能的滞回比较器与一个时间限制器，滑模控制器通过滞回比较器与时间限制器实现模态的切换；
⑷、滑模控制器中的滞回比较器根据滞回比较器的上限值计算公式与滞回比较器的下限值的计算公式，计算选择电流目标值输出至电流内环，电流内环根据所述电流目标值调整整流桥触发角；若该电流目标值为0，则电流内环将整流桥触发角调整至设定的逆变角度后闭锁脉冲，令回路电流降至0；
滞回比较器的上限值+Δn的计算公式为：
+Δn＝Δnset-0.5(αup+αdown)Δt1
式中+Δn为滞回比较器的上限值；Δnset为允许的转速误差值，设定为定值；αup为回路电流为Idcal时的机组电角加速度，αdown为回路电流为0值时的机组电角加速度，均为采样计算得到；Δt1为回路电流衰减到0的时间；
所述的滞回比较器的下限值-Δn的计算公式为：
-Δn＝-Δnset+0.5(αup+αdown)Δt3
式中-Δn为滞回比较器的下限值；Δnset为允许的转速误差值，设定为定值；同样αup为回路电流为Idcal时的机组电角加速度，αdown为回路电流为0值时的机组电角加速度，均为采样计算得到；Δt3为回路电流重新建立时间；
⑸、当所述的滞回比较器的输出为0值时，输出时间存在一个下限Δt2，Δt2为保证晶闸管可靠关断所需要的电流为0的最小时间；
⑹、当转速达到设定值时闭锁脉冲输出，当转速由于负载原因下降到设定值时，预估换相时刻，若预计的换相时刻大于定值，则再次导通晶闸管，若预计的换相时刻小于定值，则等待换相时刻出现以后，重新导通晶闸管。
进一步地说，步骤⑶中所述含有速度预测功能的滞回比较器的输入为当前转速实测值与转速目标值的差值与转速外环的输出值。
进一步地说，步骤⑷中所述的滑模控制器中的滞回比较器的上限与下限均实时通过设定的定值与当前加速度计算得到：
假设Δt1及Δt3时间范围内，加速度线性变化，则电流目标值选择规则为：
当转速差值大于上限值时，所述滞回比较器的输出为0值，即
ω-ωset＞+Δn＝Δnset-0.5(αup+αdown)Δt1，则输出的电流目标值为0值；
当转速差值小于下限值时，所述滞回比较器的输出为转速外环的输出值，即
ω-ωset＜-Δn＝-Δnset+0.5(αup+αdown)Δt3，则输出的电流目标值为转速外环的电流指令值Idcal；
从而实现输出的电流目标值在0值与电流指令值Idcal两个模态之间来回切换。
进一步地说，所述的转子电角速度目标值ωset、电流设定值、允许的转速误差Δnset的设定是根据系统设计及电流上升与闭锁的时间确定。
本发明静止变频器脉冲换相阶段转速控制方法与现有技术相比的有益效果是：
①、本发明的控制方法提出的是一种滑膜控制算法，控制的是0Hz-5Hz间的转矩，通过控制转矩实现转速稳定，得到的结果不是转速，而是转矩，并对转矩实现有效控制。
②、本发明的静止变频器脉冲换相阶段转速控制方法中，在系统上只是在现有的转速外环与电流内环之间，增加一个自适应速度滑模控制器，不增加系统设备改造的困难。滑模控制器包含一个含有速度预测功能的滞回比较器与一个时间限制器，滑模控制器通过滞回比较器与时间限制器实现模态的切换。
③、采用本发明的控制方法通过实时检测同步电机转子位置，计算转子当前转速，通过将输出电流在转速外环计算的电流指令值与0值之间切换，实现转矩在可稳定控制的最小转矩与零转矩之间切换，利用机组惯性，让机组转速稳定保持在需求转速的误差上限与误差下限之间，从而实现对机组在脉冲换相阶段转速的准确控制。
④、对于传统PI控制而言，在低转速段转矩极小，要通过PI参数将电流目标值收敛到准确的结果耗时长，同时对PI参数要求高，PI参数稍有误差，即无法收敛到正确的结果，而低速段PI参数与全功率输出时PI参数稳定范围不同，需要设定多套参数以适应不同的需求，采用本发明的转矩控制方法，采用滑膜控制器，不需要对PI参数有过多的需求，直接采用已有的全功率输出方法计算得到的PI参数即可，减少了参数整定的难度。
附图说明
图1为现有的静止变频器的结构示意图。
图2为本发明的新增滑模控制器的结构示意图。
图3为本发明稳定在需求转速下的定子电流与转速变化的示意图。
具体实施方式
下面结合附图和具体实施例对本发明作进一步说明，但本发明的实施不限于此。
实施例1：在本发明之前，现有的静止变频器包含有整流桥和逆变桥，如图1所示，其中ICB表示输入断路器，OCB表示输出断路器，TLS表示输入变压器，TMS表示输出变压器，M表示抽蓄电机，通过对各晶闸管的导通进行控制，从而调节输出频率；对图1现有结构，不再赘述。
本发明提供一种静止变频器脉冲换相阶段转矩控制方法，在现有的静止变频器包含有整流桥和逆变桥的基础上，通过对各晶闸管的导通进行控制，从而调节输出频率；本控制步骤如下：
⑴、在现有的转速外环与电流内环之间，增加一个自适应速度滑模控制器，参见图2。当需要将同步电机稳定在极低转速的情况下，首先由转速外环通过滑模控制器控制电流内环的目标值，将连续的电流目标值调整为在0值与原转速外环计算得到的电流指令值之间切换的新的电流目标值；
⑵、通过位置传感器或无位置传感器技术检测转子实时位置角θ，并根据转子位置角得到当前转子电角速度ω，即转速实测值；根据设定的转子电角速度目标值ωset与当前的转子电角速度实测值ω，通过转速外环的PI控制，得到电流指令值Idcal，并对电流指令值进行限幅，将电流指令值设定在稳定可控的范围内；
⑶、将所述电流指令值Idcal与当前转子电角速度ω以及设定的电角速度目标值ωset输入滑模控制器；所述滑模控制器包含一个含有速度预测功能的滞回比较器与一个时间限制器，滑模控制器通过滞回比较器与时间限制器实现模态的计算；
⑷、滑模控制器中的滞回比较器，根据滞回比较器的上限值计算公式与滞回比较器的下限值的计算公式，计算选择电流目标值输出至电流内环，电流内环根据所述电流目标值与实际的当前电流值调整整流桥触发角；若该电流目标值为0，则电流内环将整流桥触发角调整至设定的逆变角度后闭锁脉冲，令回路电流降至0；若电流目标值不为0，则根据电流内环的输出结果，调整整流桥触发角；
滞回比较器的上限值+Δn的计算公式为：+Δn＝Δnset-0.5(αup+αdown)Δt1
式中+Δn为滞回比较器的上限值；Δnset为允许的转速误差值，设定为定值；αup为回路电流为Idcal时的机组电角加速度，αdown为回路电流为0值时的机组电角加速度，均为采样计算得到；Δt1为回路电流衰减到0的时间；
所述的滞回比较器的下限值-Δn的计算公式为：-Δn＝-Δnset+0.5(αup+αdown)Δt3
式中-Δn为滞回比较器的下限值；Δnset为允许的转速误差值，设定为定值；同样αup为回路电流为Idcal时的机组电角加速度，αdown为回路电流为0值时的机组电角加速度，均为采样计算得到；Δt3为回路电流重新建立时间；
⑸、当所述的滞回比较器的输出为0值时，输出时间存在一个下限Δt2，Δt2为保证晶闸管可靠关断所需要的电流为0的最小时间；
⑹、当转速达到设定值时闭锁脉冲输出，当转速由于负载存在阻力的原因，下降到设定值时，预估换相时刻，因换相时刻到来时，在低速段，需先闭锁脉冲，待电流降低至0以后，方能进行换相；若预计的换相时刻大于定值，则再次导通晶闸管，若预计的换相时刻小于定值，则等待换相时刻出现以后，重新导通晶闸管。
本发明的步骤⑶中所述含有速度预测功能的滞回比较器的输入为当前转速实测值与转速目标值的差值与转速外环的输出值。
本发明的步骤⑷中所述的滑模控制器中的滞回比较器的上限与下限均实时通过设定的定值与当前加速度计算得到：参见图3。
假设Δt1及Δt3时间范围内，加速度线性变化，则电流目标值选择规则为：
当转速差值大于上限值时，所述滞回比较器的输出为0值，即
ω-ωset＞+Δn＝Δnset-0.5(αup+αdown)Δt1，则输出的电流目标值为0值；
当转速差值小于下限值时，所述滞回比较器的输出为转速外环的输出值，即
ω-ωset＜-Δn＝-Δnset+0.5(αup+αdown)Δt3，则输出的电流目标值为电流指令值Idcal
从而实现输出的电流目标值在0值与电流指令值Idcal两个模态之间来回切换。
本发明所述的电角速度目标值ωset、电流设定值、允许的转速误差Δnset的设定是根据系统设计及电流上升与闭锁的时间确定。
首先，通过位置传感器或无位置传感器技术检测转子实时位置角θ，并根据转子位置角得到当前转子电角速度ω；根据设定的电角速度目标值ωset与当前的电角速度，通过转速外环的PI控制，得到电流指令值，并对电流指令值进行限幅，将电流指令值设定在稳定可控的范围内。
如图2所示，将该电流指令值Idcal与当前转子电角速度ω以及设定的电角速度目标值ωset输入滑模控制器；滑模控制器根据以下算法选择电流指令值或0值，作为电流目标值，输出至电流内环；电流内环根据该电流目标值调整整流桥触发角；若该电流目标值为0，则电流内环将整流桥触发角调整至设定的逆变角度后闭锁脉冲，令回路电流降至0；若该电流目标值不为0，则根据PI算法得到整流桥触发角度后调整。
假设Δt1及Δt3时间范围内，加速度线性变化，所述的电流目标值选择规则如下：
若ω-ωset＞+Δn＝Δnset-0.5(αup+αdown)Δt1则输出的电流设定值为0值。
若ω-ωset＜-Δn＝-Δnset+0.5(αup+αdown)Δt3则输出的电流目标值为电流指令值Idcal。
若-Δn＜ω-ωset＜Δn则输出的电流目标值保持为上一时刻的值不变。
若输出的电流设定值由电流目标值Idcal变为0值，则0值至少保持Δt2时间。
其中，Δt1表示回路电流衰减到0的时间，可根据逆变桥晶闸管导通回路阻抗特性获得；Δt2为晶闸管恢复阻断能力的时间，根据晶闸管特性获得；Δt3为回路电流重新建立时间，和回路参数及调节器参数相关，可实测获得。
αup为回路电流为Idcal时的机组电角加速度，αdown为回路电流为0值时的机组电角加速度，Δnset为允许的转速误差，通过定值设定。
通过将电流设定值在0值与Idcal之间不断变化，如图3所示，最终可令机组的转速稳定在ωset±Δnset的范围内，从而实现在脉冲换相阶段的转速精密控制。
采用本发明的静止变频器脉冲换相阶段转速控制方法，通过实时检测同步电机转子位置，计算转子当前转速，通过将输出电流在转速外环计算，计算得到的电流指令值与0值之间切换，实现转矩在可稳定控制的最小转矩与零转矩之间切换，利用机组惯性，让机组转速稳定保持在需求转速的误差上限与误差下限之间，从而实现对机组在脉冲换相阶段转速的准确控制。

Claims (3)

1.一种静止变频器脉冲换相阶段转速控制方法，静止变频器包含有整流桥和逆变桥，通过对各晶闸管的导通进行控制，从而调节输出频率；其特征在于：控制步骤如下：
⑴、在转速外环与电流内环之间，增加一个自适应速度滑模控制器，所述滑模控制器包含一个含有速度预测功能的滞回比较器与一个时间限制器，滑模控制器通过滞回比较器与时间限制器实现模态的切换；当需要将同步电机稳定在极低转速的情况下，首先由转速外环通过滑模控制器控制电流内环的目标值，将连续的电流参考值调整为在0值与原转速外环计算值之间切换的新的电流设定值；
⑵、通过位置传感器或无位置传感器技术检测转子实时位置角θ，并根据转子位置角得到当前转子电角速度ω，即转速实测值；根据设定的转子电角速度目标值ωset与当前的转子电角速度实测值ω，通过转速外环的PI控制，得到电流指令值Idcal，并对电流指令值进行限幅，将电流指令值设定在稳定可控的范围内；
⑶、将所述电流指令值Idcal与当前转子电角速度ω以及设定的转子电角速度目标值ωset输入滑模控制器；
⑷、滑模控制器中的滞回比较器根据滞回比较器的上限值计算公式与滞回比较器的下限值的计算公式，计算选择电流目标值输出至电流内环，电流内环根据所述电流目标值调整整流桥触发角；若该电流目标值为0，则电流内环将整流桥触发角调整至设定的逆变角度后闭锁脉冲，令回路电流降至0；
滞回比较器的上限值+Δn的计算公式为：
+Δn＝Δnset-0.5(αup+αdown)Δt1
式中+Δn为滞回比较器的上限值；Δnset为允许的转速误差值，设定为定值；αup为回路电流为Idcal时的机组电角加速度，αdown为回路电流为0值时的机组电角加速度，均为采样计算得到；Δt1为回路电流衰减到0的时间；
所述的滞回比较器的下限值-Δn的计算公式为：
-Δn＝-Δnset+0.5(αup+αdown)Δt3
式中-Δn为滞回比较器的下限值；Δnset为允许的转速误差值，设定为定值；同样αup为回路电流为Idcal时的机组电角加速度，αdown为回路电流为0值时的机组电角加速度，均为采样计算得到；Δt3为回路电流重新建立时间；
所述的滑模控制器中的滞回比较器的上限与下限均实时通过设定的定值与当前加速度计算得到：
假设Δt1及Δt3时间范围内，加速度线性变化，则电流目标值选择规则为：
当转速差值大于上限值时，所述滞回比较器的输出为0值，即
ω-ωset＞+Δn＝Δnset-0.5(αup+αdown)Δt1，则输出的电流目标值为0值；
当转速差值小于下限值时，所述滞回比较器的输出为转速外环的输出值，即
ω-ωset＜-Δn＝-Δnset+0.5(αup+αdown)Δt3，则输出的电流目标值为转速外环的电流指令值为Idcal；
从而实现输出的电流目标值在0值与电流指令值Idcal两个模态之间来回切换；
⑸、当所述的滞回比较器的输出为0值时，输出时间存在一个下限Δt2，Δt2为保证晶闸管可靠关断，即实现晶闸管电流为0时所需要的最短时间；
⑹、当转速达到设定值时闭锁脉冲输出，当转速由于负载原因下降到设定值时，预估换相时刻，若预计的换相时刻大于定值，则再次导通晶闸管，若预计的换相时刻小于定值，则等待换相时刻出现以后，重新导通晶闸管。
2.根据权利要求1所述的静止变频器脉冲换相阶段转速控制方法，其特征在于：步骤⑶中所述含有速度预测功能的滞回比较器的输入为当前转速实测值与转速目标值的差值与转速外环的输出值。
3.根据权利要求1所述的静止变频器脉冲换相阶段转速控制方法，其特征在于：所述的转子电角速度目标值ωset、允许的转速误差Δnset的设定是根据系统设计及电流上升与闭锁的时间确定。
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