CN110534921B - 基于反射超表面和部分反射表面的电调下倾基站天线 - Google Patents

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Abstract

本发明提出了一种基于反射超表面和部分反射表面的电调下倾基站天线，主要解决现有技术结构复杂、设计成本高和损耗大的问题。其包括双极化天线阵列，矩形介质基板，金属地板，反射超表面阵列和反射覆层，该双极化天线阵列固定在反射超表面阵列上，它包括T型介质基板，T型金属片和集成可调巴伦，T型金属片和可调巴伦分别紧贴在介质基板的两面，反射覆层置于双极化天线阵列上方；反射超表面阵列包括谐振环和金属微带枝节，谐振环与矩形介质基板的上表面紧贴，金属微带枝节由谐振环中心延伸至内侧边中间，其上加载变容二极管；金属微带枝节与金属地板通过金属过孔连接。本发明结构简单，设计成本低，损耗小，可应用于基站通信系统中。

Description

基于反射超表面和部分反射表面的电调下倾基站天线
技术领域
本发明属于无线通信技术领域，具体涉及一种电调下倾基站天线，可应用于基站通信系统中。
背景技术
随着无线通信技术的不断发展，5G通信技术应运而生，为了加快5G技术的普及，新型基站天线的建设需求也与日俱增，传统的基站天线下倾多为机械下倾和移相器电调下倾，机械下倾需要人工调节矫正，耗时耗力且对塔工辐射伤害大，而现有研究中的移相器电调下倾技术。例如授权公告号为CN209045968U，名称为”一种电调基站天线”的中国专利，公开了一种双极化阵子天线，该天线是通过移相器网络对阵列单元加以特定相位以实现波束偏转，从而实现电调基站天线下倾。又如授权公告号为CN109713406A，名称为一种移相单元，移相器及基站天线的中国专利，公开了一种用于基站天线移相网络的新型移相单元，其包括滑动介质和多段带线，通过滑动介质改变所述带线的覆盖状态，从而实现相位的覆盖，满足基站天线端口相位补偿，实现电调基站天线下倾。
上述现有研究虽然都实现了基站天线的电调下倾，但是利用在天线馈电网络中耦合串馈移相器网络，使得阵列的馈电网络相对复杂，馈电端口幅相误差对波束影响较大，馈电网络过长的走线和移相单元之间的端口失配使得整体的插入损耗大，移相网络设计成本高，且不具备FP谐振腔提升增益的特性，影响基站天线的有效覆盖范围。
发明内容
本发明的目的在于针对现有技术上存在的不足，提出一种基于反射超表面和部分反射表面的电调下倾基站天线，以减小插入损耗和设计成本，简化天线结构,使其具备FP谐振腔提升增益的特性，增加基站天线的有效覆盖范围。
为实现上述目的，本发明基于反射超表面和部分反射表面的电调下倾基站天线，包括双极化天线阵列，矩形介质基板和金属底板，双极化天线阵列固定在矩形介质基板上，金属底板的尺寸与矩形介质基板相同，且紧贴在矩形介质基板的下表面，其特征在于：
双极化天线阵列的两侧设有单极化反射超表面阵列，矩形介质基板的上方固定有反射覆层，该反射覆层与单极化反射超表面阵列构成FP谐振腔，以对双极化天线阵列的前向辐射波束进行反射，使前向辐射波束受单极化反射超表面阵列的调控，实现波束偏转。
进一步，所述双极化天线阵列垂直于反射覆层和反射超表面阵列，其位置介于两者之间，且双极化天线阵列等效的相位中心在反射超表面阵列的中心轴线上，作为馈源；所述双极化天线阵列的每一个单元包括垂直交叉的T型介质板，T型微带和可调集成巴伦，且T型微带与T型介质板的背面紧贴，可调集成巴伦与T型介质板的正面紧贴。
进一步，所述单极化反射超表面阵列的每个单元包括周期性排列的谐振环、变容二极管和金属过孔，该谐振环中心引出与谐振环内侧边缘相连接的微带枝节，该变容二极管嵌在微带枝节的中间，金属过孔位于谐振环与金属底板之间，用于对这两者进行连接。
进一步，所述反射覆层与金属底板的高度差H由反射覆层的反射相位决定，其计算公式为：
Figure GDA0003055791930000021
其中，c为自由空间电磁波传播速度，
Figure GDA0003055791930000022
为反射覆层的反射相位，
Figure GDA0003055791930000023
为金属底板的反射相位，默认为180°，f为中心工作频率。
进一步，所述谐振环采用矩形金属环结构，调节变容二极管的值cx可以改变其反射相位φ，其计算公式为：
φ＝k0·Δl＝k0(rf+Δdi)+2nπ
其中，k0为自由空间波数，Δl为电磁波传播路径差，rf为双极化天线阵列相位中心到谐振环相位中心的距离，Δdi为谐振环反射电磁波传播路径差。其计算公式为：
Figure GDA0003055791930000024
Figure GDA0003055791930000025
其中，
Figure GDA0003055791930000026
和
Figure GDA0003055791930000027
为双极化天线阵列相位中心的坐标，xi、yi和zi为第i个谐振环的相位中心分别在x、y和z方向上与坐标原点的距离，θ0为波束偏转角度，
Figure GDA0003055791930000028
为方位角
本技术发明与现有技术相比，具有以下优点：
1、本发明通过设计一种新的反射超表面阵列，实现对双极化天线阵列进行相位补偿，与现有技术相比，在实现天线电子下倾的前提下，制作成本降低，结构简单，插入损耗低，控制精度精确，提升了电调基站天线的实用性。
2、本发明通过改变矩形金属谐振环上的变容二极管的值来调节补偿相位，与现有馈电网络加载移相器技术相比，降低了插入损耗，提升电调基站天线的发射效率。
3、本发明通过结合反射超表面阵列与反射覆层构成FP谐振腔，将双极化天线阵列前向辐射波束反射，一是满足了反射超表面阵列对双极化天线阵列前向波束的调控，二是具备FP谐振腔提升天线增益的特性，三是具备天线罩保护天线的作用。
4、本发明通过在天线阵列上方加载高反射系数介质基板作为部分反射表面，在底层介质板上加载单极化反射超表面结构，并改变反射单元上加载的集总元件状态来实现对天线发射电磁波和部分反射表面反射电磁波特定的相位补偿，从而控制波束偏转，在实现双极化基站天线的电子下倾的前提下，还具有结构简单，设计成本低，插入损耗低的优点。
附图说明
图1是本发明实施例的整体结构示意图；
图2是本发明实施例的双极化天线阵列单元结构示意图；
图3是本发明实施例的反射超表面阵列结构示意图；
图4是本实施例除去反射超表面阵列和反射覆层后的天线阵列的S11仿真图；
图5是本发明实施例的S11仿真图；
图6是本实施例除去反射超表面阵列和反射覆层后的天线阵列的增益仿真图；
图7是本发明实施例的增益仿真图。
具体实施方式
下面结合附图对本发明实施例和效果对作进一步的详细描述。
参照图1，本发明基于反射超表面和部分反射表面的电调下倾基站天线，包括双极化天线阵列1，矩形介质基板2，金属底板3，反射超表面阵列4和反射覆层5。所述双极化天线阵列1作为馈源固定在矩形介质基板2上，金属底板3与矩形介质基板2的背面紧贴，两者尺寸相同，反射超表面阵列2的单元分居双极化天线阵列1的两侧，双极化天线阵列1与反射超表面阵列4均沿x方向排列，相邻双极化天线阵列1与反射超表面阵列2的单元间距均为d，45mm＜d≤55mm。
反射覆层5位于双极化天线阵列1的上方，其采用介电常数为10.2，损耗正切为0.0023的Rogers6010介质板，反射覆层5的长为330mm,宽为130mm,厚度为2mm，其与金属底板3构成FP谐振腔，以对双极化天线阵列1的前向辐射波束进行反射，使前向波束受单极化反射超表面阵列3的调控，实现波束偏转，该谐振腔高度为H，其计算公式为：
Figure GDA0003055791930000041
其中，c为自由空间电磁波传播速度，
Figure GDA0003055791930000042
为反射覆层的反射相位，
Figure GDA0003055791930000043
为金属底板的反射相位，默认为180°，f为中心工作频率，矩形介质基板2采用介电常数为2.65，损耗正切为0.005的F4B介质板，其长为330mm,宽为110mm，厚度为2mm。
参照图2，所述双极化天线阵列1的每一个单元包括垂直交叉的T型介质板11，T型微带12和可调集成巴伦13，且T型微带12与T型介质板11的背面紧贴，可调集成巴伦13与T型介质板11的正面紧贴，T型介质板11采用介电常数为4.4，损耗正切为0.02的FR4材质。
参照图3，反射超表面阵列4由12个单元构成，每个单元包括谐振环41、变容二极管42、金属微带枝节43、金属过孔44。谐振环41采用矩形金属环状结构，其印制在矩形介质基板2的上表面，金属微带枝节43从谐振环41中心延伸到内侧边线中间；变容二极管42采用型号为SMV1405的嵌在金属微带枝节43的中间，其最大直流偏压为30V，且电容变化区间为0.50pF～2.67pF,沿y轴方向排列的两个变容二极管42的电容值相同，位于谐振环41中心的金属过孔44上端连接金属微带枝节43，下端连接金属底板3，并垂直于两者之间，高度为2mm,直径为0.4mm；金属微带枝节43与金属过孔44起到连接谐振环41与金属底板3的作用。
所述谐振环41采用矩形金属环结构，外侧长度为L2，内侧长度为L3，金属过孔44和矩形介质基板2的高度均为H1，通过改变加载在金属微带枝节43上变容二极管42的电容值，可以改变谐振环41的反射相位φ，其计算公式为：
φ＝k0·Δl＝k0(rf+Δdi)+2nπ
其中，k0为自由空间波数，Δl为电磁波传播路径差，rf为双极化天线阵列1单元的相位中心到对应谐振环41相位中心的距离，Δdi为谐振环41反射电磁波的传播路径差。
rf的值根据谐振环41和双极化天线阵列1的相位中心的位置确定，其计算公式为：
Figure GDA0003055791930000051
Δdi的值由谐振环41的位置确定，其计算公式为：
Figure GDA0003055791930000052
其中，
Figure GDA0003055791930000053
和
Figure GDA0003055791930000054
为双极化天线阵列1相位中心的坐标，xi、yi和zi为第i个谐振环41的相位中心分别在x、y和z方向上与坐标原点的距离，θ0为波束偏转角度，
Figure GDA0003055791930000055
为方位角。
根据上述公式计算得到谐振环41对应的相位数值，改变其加载的变容二极管42的直流偏置电压，可以获得不同的电容。通过查找变容二极管的技术指标，可以得到其电容值cx随直流偏置电压变化的数值，当直流偏置电压分别为0V、0.5V、1V、1.5V、2V、2.5V、3V、4V、5V、10V、20V、30V时。变容二极管42对应的电容值分别为2.67pF、2.12pF、1.84pF、1.70pF、1.55pF、1.44pF、1.34pF、1.25pF、1.17pF、0.95pF、0.77pF、0.63pF。
本实施例中对谐振环41进行仿真，以Floquet端口照射，谐振环41的四周加上周期边界条件，可以获得其反射相位φ随电容值cx变化的数据，当电容值分别为0.50pF、0.56pF、0.62pF、0.68pF、0.74pF、0.79pF、0.85pF、0.96pF、1.03pF、1.11pF、1.29pF、1.60pF、1.74pF、2.63pF时，谐振环41对应的反射相位φ为125.23°、123.67°、119.60°、117.35°、114.65°、112.40°、109.68°、104.59°、101.35°、97.67°、89.60°、77.20°、72.48°、51.51°。
对照上述谐振环41的反射相位φ随电容值cx变化的数据，设置变容二极管42的电容值，使得谐振环41呈现要求的相位数值，反射超表面阵列4的补偿相位是谐振环41反射相位的叠加，其对双极化天线阵列1进行特定的相位补偿，以达到双极化天线阵列1波束偏转的要求。
本实施例以偏转-5°至5°为例，双极化天线阵列1实现不同偏转角度时，对应变容二极管42的电容值cx分别如下：
偏转-5°时，谐振环41对应的反射相位φ为51.51°、51.51°、77.20°、97.67°、112.40°、125.23°。变容二极管42对应的电容值cx为2.63pF、2.63pF、1.60pF、1.11pF、0.79pF、0.50pF。
偏转-4°时，谐振环41对应的反射相位φ为51.51°、72.48°、89.60°、104.59°、114.65°、125.23°。变容二极管42对应的电容值cx为2.63pF、1.74pF、1.29pF、0.96pF、0.74pF、0.50pF。
偏转-3°时，谐振环41对应的反射相位φ为77.20°、89.60°、101.35°、109.68°、117.35°、125.23°。变容二极管42对应的电容值cx为1.60pF、1.29pF、1.03pF、0.85pF、0.68pF、0.50pF。
偏转-2°时，谐振环41对应的反射相位φ为77.20°、97.67°、104.59°、109.68°、114.65°、119.60°、125.23°。变容二极管42对应的电容值cx为1.11pF、0.96pF、0.85pF、0.74pF、0.62pF、0.50pF。
偏转-1°时，谐振环41对应的反射相位φ为112.40°、114.65°、117.35°、119.60°、123.67°、125.23°。变容二极管42对应的电容值cx为0.79pF、0.74pF、0.68pF、0.62pF、0.56pF、0.50pF。
偏转1°时，谐振环41对应的反射相位φ为125.23°、123.67°、119.60°、117.35°、114.65°、112.40°。变容二极管42对应的电容值cx为0.50pF、0.56pF、0.62pF、0.68pF、0.74pF、0.79pF。
偏转2°时，谐振环41对应的反射相位φ为125.23°、119.60°、114.65°、109.68°、104.59°、97.67°、77.20°。变容二极管42对应的电容值cx为0.50pF、0.62pF、0.74pF、0.85pF、0.96pF、1.11pF。
偏转3°时，谐振环41对应的反射相位φ为125.23°、117.35°、109.68°、101.35°、89.60°、77.20°。变容二极管42对应的电容值cx为0.50pF、0.68pF、0.85pF、1.03pF、1.29pF、1.60pF。
偏转4°时，谐振环41对应的反射相位φ为125.23°、114.65°、104.59°、89.60°、72.48°、51.51°。变容二极管42对应的电容值cx为0.50pF、0.74pF、0.96pF、1.29pF、1.74pF、2.63pF。
偏转5°时，谐振环41对应的反射相位φ为51.51°、51.51°、77.20°、97.67°、112.40°、125.23°。变容二极管42对应的电容值cx为0.50pF、0.79pF、1.11pF、1.60pF、2.63pF、2.63pF。
本发明的效果可以通过以下仿真内容实现
1、仿真条件：
使用商业仿真软件HFSS对上述实施例进行仿真。
从图1反射覆层5中截取长宽均为20mm的方形单元，在HFSS15仿真软件中对该方形单元加Floquet端口，四周加周期边界条件。
2、仿真内容与结果：
仿真1，对具体实施例中反射覆层5截取的方形单元51进行仿真、得到反射覆层5的反射相位为227.53°，H由反射相位代入公式后计算得到，H为47.16mm。
仿真2，对本实施例除去反射超表面阵列和反射覆层后的天线阵列，在3.4GHz～3.8GHz的S11参数进行仿真，结果如图4所示；
从图4可见，本发明除去反射超表面阵列和反射覆层后的天线阵列在5G频段范围内，S11均低于-15dB，在该频带范围内匹配良好。
仿真3，对本实施例在3.4GHz～3.8GHz的S11参数进行仿真，结果如图5所示；
从图5可见，本发明在5G频段范围内，S11均低于-12dB，在该频带范围内匹配良好。
仿真4，对本实施例除去反射超表面阵列和反射覆层后的天线阵列在3.6GHz频率下的二维辐射增益曲线进行仿真，结果如图6所示；
从图6可见，本发明除去反射超表面阵列和反射覆层后的天线阵列在3.6GHz的二维辐射增益仿真图，仿真结果说明，不加反射超表面结构和部分反射覆层结构的双天线阵列，在Theta＝0°的方向上最大增益值为14.67dB。
仿真5，对本实施例在3.6GHz频率下的二维辐射增益曲线角度偏转-5°～5°进行仿真，结果如图7所示；
从图7可见，本发明实施例在3.6GHz的二维辐射增益仿真图，波束偏转角度为-5°～5°，在最大偏转方向上的增益为15.26dB。最大辐射方向的增益为16.89dB。将本发明与除去反射超表面阵列和反射覆层后的天线阵列比较，本发明实施例明显体现了损耗低，高增益的特性。
以上描述仅是本发明的一个具体实例，并未构成对本发明的任何限制，显然对于本领域的专业人员来说，在了解本发明内容和原理后，都可能在不背离本发明原理、结构的情况下，进行形式和细节上的各种修改和改变，但是这些基于本发明的修正和改变仍在本发明的权利要求保护范围之内。

Claims (9)

1.一种基于反射超表面和部分反射表面的电调下倾基站天线，包括双极化天线阵列(1)，矩形介质基板(2)和金属底板(3)，双极化天线阵列(1)固定在矩形介质基板(2)上，金属底板(3)的尺寸与矩形介质基板(2)相同，且紧贴在矩形介质基板(2)的下表面，其特征在于：
双极化天线阵列(1)的两侧设有单极化反射超表面阵列(4)，矩形介质基板(2)的上方固定有反射覆层(5)，该反射覆层(5)与单极化反射超表面阵列(4)构成FP谐振腔，以对双极化天线阵列(1)的前向辐射波束进行反射，使前向辐射波束受单极化反射超表面阵列(4)的调控，实现波束偏转；
单极化反射超表面阵列(4)的每个单元包括周期性排列的谐振环(41)、变容二极管(42)和金属过孔(43)，该谐振环(41)中心引出与谐振环内侧边缘相连接的微带枝节(44)，该变容二极管(42)嵌在微带枝节(44)的中间，金属过孔(43)位于谐振环(41)与金属底板(3)之间，用于对这两者进行连接。
2.根据权利要求书1所述的基站天线，其特征在于：
所述双极化天线阵列(1)垂直于反射覆层(5)和反射超表面阵列(4)，其位置介于两者之间，且双极化天线阵列(1)等效的相位中心在反射超表面阵列(4)的中心轴线上，作为馈源；
所述双极化天线阵列(1)的每一个单元包括垂直交叉的T型介质板(11)，T型微带(12)和可调集成巴伦(13)，且T型微带(12)与T型介质板(11)的背面紧贴，可调集成巴伦(13)与T型介质板(11)的正面紧贴。
3.根据权利要求书2所述的基站天线，其特征在于：T型介质板(11)采用介电常数为4.4，损耗正切为0.02的FR4材质。
4.根据权利要求书1所述的基站天线，其特征在于：所述反射覆层(5)与金属底板(3)的高度差H由反射覆层(5)的反射相位决定，其计算公式为：
Figure FDA0003055791920000021
其中，c为自由空间电磁波传播速度，
Figure FDA0003055791920000022
为反射覆层(5)的反射相位，
Figure FDA0003055791920000023
为金属底板(3)的反射相位，默认为180°，f为中心工作频率。
5.根据权利要求书1所述的基站天线，其特征在于：谐振环(41)采用矩形金属环结构，调节变容二极管(42)的值cx可以改变其反射相位φ，其计算公式为：
φ＝k0·Δl＝k0(rf+Δdi)+2nπ
其中，k0为自由空间波数，Δl为电磁波传播路径差，rf为双极化天线阵列(1)相位中心到谐振环(41)相位中心的距离，Δdi为谐振环(41)反射电磁波传播路径差；其计算公式为：
Figure FDA0003055791920000024
Figure FDA0003055791920000025
其中，
Figure FDA0003055791920000026
和
Figure FDA0003055791920000027
为双极化天线阵列(1)相位中心的坐标，xi、yi和zi为第i个谐振环(41)的相位中心分别在x、y和z方向上与坐标原点的距离，θ0为波束偏转角度，
Figure FDA0003055791920000028
为方位角。
6.根据权利要求书1所述的基站天线，其特征在于,矩形介质基板(2)采用介电常数为2.65，损耗正切为0.005的F4B材质，其长为330mm,宽为110mm，厚度为2mm。
7.根据权利要求书1所述的基站天线，其特征在于，反射覆层(5)的尺寸与矩形介质基板(2)相同，且采用介电常数为10.2,损耗正切为0.0023，反射系数为0.53，反射相位为227.53°的Rogers6010材质。
8.根据权利要求书1所述的基站天线，其特征在于：
谐振环(41)与双极化天线阵列(1)均沿x轴方向排列，相邻谐振环(41)与相邻双极化天线阵列(1)的单元沿x轴的间距均为d，45mm＜d≤55mm；
沿y轴方向排列的两个变容二极管(42)的电容值相同。
9.根据权利要求书1或5所述的基站天线，其特征在于：双极化天线阵列(1)的天顶波束偏转角度由单极化反射超表面阵列(4)的补偿相位决定，而单极化反射超表面阵列(4)的补偿相位是谐振环(41)反射相位φ的叠加。
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