CN110518935A - 基于mc-cdma的水声通信系统及papr抑制方法 - Google Patents
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Abstract
本发明涉及一种基于MC‑CDMA的水声通信系统及PAPR抑制方法，包括：发送端编码映射后的输入数据串并转换为q个子数据流bi，将每个子数据流bi的比特复制为Np份；根据子载波数目U生成混沌序列，将混沌序列与基础扩频序列循环相乘生成混沌复合扩频序列C；将各子数据流bi与混沌复合扩频序列C相乘后经过IFFT变换为时域信号；根据上变频采样后的频带信号计算系统峰均功率比PAPR。本发明的PAPR抑制方法通过改变扩频码的生成方式，将混沌序列与M序列、Walsh序列或完全互补CCS序列等基础扩频序列循环相乘生成混沌复合扩频序列，以改善系统的峰均功率比抑制特性。与限幅法相比，此种方法不会引起带内失真和带外泄露；与概率类方法相比，操作方式较简单，运算复杂度较小。
Description
技术领域
本发明属于水声通信技术领域，尤其涉及一种基于MC-CDMA的水声通信系统及PAPR抑制方法。
背景技术
多载波码分多址(MC-CDMA)技术结合了正交频分复用(OFDM)技术和码分多址(CDMA)技术，具有抗频率选择性衰落，减少水声通信系统中的符号间干扰(ICI)的优点。在多载波水声通信系统中，子载波数量众多，各个子载波的瞬时相位会在某一个时刻叠加，产生瞬时功率过大的信号。即多载波码分多址水声通信系统有峰均功率比过高的缺点。
目前针对抑制多载波通信系统中的峰均功率比这一问题，主要有三大类技术。第一类为预畸变技术，主要的方法有限幅法和峰值加窗法。限幅法主要是设定限幅门限值，对功率信号超过门限值的部分进行削除，这种非线性的方法会引起带内失真和带外辐射。限幅法当门限值过低时，引入的噪声会给系统造成很大的干扰。峰值加窗法是为了抑制系统的带外辐射，给信号加上频域性能较好的窗函数，常见的窗函数有汉明窗、凯撒窗，升余弦窗。由于窗函数有时间宽度，加上窗函数的信号的误码率会增加。时间宽度越大，越会影响相邻信号，造成误码率的增加。第一类峰均功率比抑制技术实施比较简单，但容易造成信号的失真，抑制系统的性能。
第二类为概率类技术，主要有选择性映射(SLM)和部分传输方法(PTS)等。选择性映射法是在符号进行IFFT之前，产生与载波数相等的相位序列，将这些相位序列分别与符号序列相乘，计算原始序列和与相位序列相乘之后的序列的峰均功率比(PAPR)，选择其中PAPR较低的一组序列用作信号的传输。部分传输方法的原理是先将子载波信号分成多路，每路分别进行IFFT变换，再乘上不同的相位序列，再将各路信号叠加。由于每次相乘的是不同组的相位因子，得到的信号也不同。计算每次叠加后信号的PAPR，选择PAPR较低的信号进行传输。PTS方法中的分块数量直接影响到算法的复杂度，分块数量越多，复杂度越高。针对这一问题，利用粒子群(PSO)的迭代寻优能力，将高维的搜索问题转化为粒子迭代寻优的过程。这种PSO-PTS方法能有效降低算法的复杂，但对峰均功率比抑制性能有微小的损失。第二类方法可在传统的选择性映射和部分传输方法的结构上加以改进，来实现系统峰均功率比的降低。SLM方法的相位序列可以选择不同类型的互不相关的序列，选取的相位长度和不同相位序列个数集会影响系统的峰均功率比抑制特性。当使用Gold序列作为的相位序列时，系统的PAPR随着相位序列长度的增加而增大，随着相位序列的个数集的增大而减小。PTS子载波分块的方式和大小也会影响系统的峰均功率比，实验表明非均匀相邻分割方法较传统的方法有一定的峰均功率比抑制性能的改善。这种非均匀相邻分割方法的原理是当子载波分块时，适当地减小低频和高频子载波分块的大小，适当增加中频段子载波分块的大小。
第三类是编码类方法，这类方法主要是通过改变扩频码的类型和扩频码在多载波扩频通信中的分配结构来降低系统的PAPR。在多载波扩频通信中，常用的扩频码序列有Gold序列、Walsh序列、M序列、完全互补CCS序列等，均为单一的扩频码。在MC-CDMA通信系统中，由于扩频码的不同，系统的峰均功率比大小会有所不同，峰均功率比的抑制特性与扩频码的自相关性有联系，自相关特性越好的扩频码，峰均功率比抑制性能越好。另外，MC-CDMA通信系统具有容纳多用户的特点，可以根据用户的不同分配不同类型的扩频码，这种不同扩频码分配方案会使整个系统的峰均功率比有所不同，选择其中PAPR较小的一种扩频码分配方案用作信号的传输。
因此，针对上述MC-CDMA通信系统峰均功率比抑制方法存在的问题，有必要研究一种可靠的峰均功率比抑制方法，以有效降低MC-CDMA通信系统中的峰均功率比。
发明内容
本发明基于上述编码类峰均功率比抑制的技术，提供了一种基于MC-CDMA的水声通信系统及PAPR抑制方法，通过改变扩频码的生成方式，生成混沌复合扩频序列，以改善系统的峰均功率比抑制特性。
为了实现上述目的，本发明提供了一种基于MC-CDMA的水声通信系统，包括发送设备与接收设备，所述发送设备包括：加扰模块、信道编码模块、交织编码模块、QPSK映射模块、串并转换模块、扩频模块、IFFT变换模块、并串转换模块、数据组帧模块、上变频模块，各模块依次连接；发送端输入数据经过加扰处理、信道编码、交织编码与QPSK映射处理后，编码映射后的输入数据经过串并转换、扩频调制与IFFT变换，在IFFT变换后的时域信号中添加保护间隔后进行并串转换，并串转换后的信号中添加训练序列后进行数据组帧，组帧后的信号经过上变频采样，转换为频带信号，发送至水声信道中；
所述接收设备包括：帧同步模块、多普勒估计模块、重采样模块、粗同步模块、下变频模块、细同步模块、串并转换模块、FFT变换模块、信道均衡估计模块、解扩频模块、并串转换模块、QPSK解映射模块、解交织模块、信道解码模块、解扰模块，各模块依次连接；接收端将接收的水声信道传输的频带信号根据训练序列同步数据帧处理，然后估计多普勒系数，根据估计出的多普勒系数对信号进行重采样、粗同步、下变频采样处理，形成基带信号；根据训练序列对基带信号进行细同步、串并转换处理、FFT变换、信道估计与均衡处理；信道均衡处理后的信号进行解扩、并串转换、QPSK解映射、解交织、信道解码与解扰处理，恢复出原始输入数据。
本发明还提供了一种基于MC-CDMA的水声通信系统的PAPR抑制方法，采用所述的基于MC-CDMA的水声通信系统，包括：
S1：发送端编码映射后的输入数据串并转换为q个子数据流bi，将每个子数据流bi的比特复制为Np份；其中，子载波数目U＝q×Np，1≤i≤q；
S2:根据子载波数目U生成混沌序列，将混沌序列与基础扩频序列循环相乘生成混沌复合扩频序列C；
S3：将各子数据流bi与混沌复合扩频序列C相乘后经过IFFT变换为时域信号；
S4：根据上变频采样后的频带信号计算系统峰均功率比PAPR。
优选的，根据子载波数目U生成混沌序列，将混沌序列与基础扩频序列循环相乘生成混沌复合扩频序列C的方法为：
根据混沌系统函数公式：
xn+1＝μxn(1-xn),3.5699456＜μ≤4；
二值化公式：
将混沌系统函数二值化处理转换为长度为U的混沌序列c1,长度为U的混沌序列c1被分成q段子混沌序列，每段子混沌序列长度为Np，U＝q×Np；
将每段长度为Np的子混沌序列与基础扩频序列循环相乘生成混沌复合扩频序列C，即C＝[c1(1)*c2(1),…,c1(Np)*c2(Np),c1(Np+1)*c2(1),…,c1(U)*c2(Np)]，其中，c2为长度为Np的基础扩频序列。
优选的，所述基础扩频序列包括M序列、Walsh序列或完全互补CCS序列。
优选的，根据上变频采样后的频带信号计算系统峰均功率比PAPR的方法为：
上变频后的频带信号为
其中：子载波频率fij＝f0+1/Ts[(i-1)+(j-1)q]，1≤i≤q，1≤j≤Np，f0是子载波的初始频率，子载波的数目为U＝q×Np，每个子载波的间隔是1/Ts；P表示每个码片的传输能量，c[j]表示Np长度的混沌复合扩频序列；
则单用户基带上的时域信号为：
根据功率均峰比公式：计算系统峰均功率比PAPR，则
其中：max{||S(n)||2}为瞬时功率，E{||S(n)||2}为平均功率，Cn为混沌复合扩频序列的周期自相关函数，
优选的，所述的基于MC-CDMA的水声通信系统的PAPR抑制方法进一步包括根据峰均功率比PAPR生成互补累积分布函数CCDF曲线，以判断系统PAPR的抑制性能。
优选的，根据峰均功率比PAPR生成互补累积分布函数CCDF曲线的方法为：
对N个功率值进行采样，每个采样功率值的峰均功率比均大于给定峰均功率比PAPR0的CCDF曲线表示为：
与现有技术相比，本发明的优点和积极效果在于：
本发明提供了一种基于MC-CDMA的水声通信系统及PAPR抑制方法，其峰均功率比基于编码类峰均功率比抑制方法，将混沌序列与M序列、Walsh序列或完全互补序列等基础扩频序列循环相乘生成混沌复合扩频序列。与限幅法相比，此种方法不会引起带内失真和带外泄露；与概率类方法相比，本发明提供的PAPR抑制方法，操作方式较简单，运算复杂度较小。
(1)本发明根据子载波数目U生成混沌序列，将混沌序列与基础扩频序列循环相乘生成混沌复合扩频序列，借助了混沌序列在序列较长时良好的自相关特性，生成的混沌复合扩频序列既节省扩频码资源，又能有效降低MC-CDMA通信系统中的峰均功率比。
(2)本发明的混沌复合扩频序列从两个方面提高了扩频序列的性能。首先，当混沌序列较长时，提高了扩频码的自相关性能，抑制了系统的峰均功率比。其次，当混沌序列与基础扩频序列相结合时，不同分支使用的扩频码不同，提高了扩频码的互相关性，抑制了系统的峰均功率比。
附图说明
图1为本发明的基于MC-CDMA的水声通信系统结构框图；
图2为本发明的MC-CDMA扩频通信原理图；
图3为本发明的16码片长度时不同扩频码的CCDF曲线；
图4为本发明的32码片长度时不同扩频码的CCDF曲线。
具体实施方式
以下，结合附图对本发明的具体实施方式进行进一步的描述。
本发明提供了一种基于MC-CDMA的水声通信系统，参考图1所示，基于多载波码分多址(MC-CDMA)的水声通信系统包括发送设备与接收设备，发送设备包括：加扰模块、信道编码模块、交织编码模块、QPSK映射模块、串并转换模块、扩频模块、IFFT变换模块、并串转换模块、数据组帧模块、上变频模块，各模块依次连接。发送端输入数据经过加扰处理、信道编码、交织编码与QPSK映射处理后，编码映射后的输入数据经过串并转换、扩频调制与IFFT变换，在IFFT变换后的时域信号中添加保护间隔后进行并串转换，并串转换后的信号中添加训练序列后进行数据组帧，组帧后的信号经过上变频采样，转换为频带信号，发送至水声信道中。
接收设备包括：帧同步模块、多普勒估计模块、重采样模块、粗同步模块、下变频模块、细同步模块、串并转换模块、FFT变换模块、信道均衡估计模块、解扩频模块、并串转换模块、QPSK解映射模块、解交织模块、信道解码模块、以及解扰模块，各模块依次连接；接收端将接收的水声信道传输的频带信号根据训练序列同步数据帧处理，然后估计多普勒频谱系数，根据估计出的多普勒系数对信号进行重采样、粗同步、下变频采样处理，形成基带信号；根据训练序列对基带信号进行细同步、串并转换处理、FFT变换、信道估计与均衡处理；信道均衡处理后的信号进行解扩、并串转换、QPSK解映射、解交织、信道解码与解扰处理，恢复出原始输入数据。
本发明根据上述的基于MC-CDMA的水声通信系统还提供了一种基于MC-CDMA的水声通信系统的PAPR抑制方法，基于编码类峰均功率比抑制方法。具体为：
①多载波码分多址(MC-CDMA)的通信原理图参考图2所示，发送端编码映射后的输入数据串并转换为q个子数据流bi，每个子数据流bi的比特复制为Np份，与扩频码相乘后经过IFFT变换成时域信号。
在本实施例的水声通信系统中子载波的数目是U＝q×Np，每个子载波的间隔是1/Ts,子载波的频率集是：
其中，fij＝f0+1/Ts[(i-1)+(j-1)q]，1≤i≤q，1≤j≤Np，f0是子载波的初始频率。子载波的每一行传输相同的数据，它们之间的频率间隔是q/Ts。
②在MC-CDMA通信系统中，子载波的数目U是串并转换的支路数q和扩频码长度Np的乘积。当子载波数目较长，扩频码长度较短时，串并转换支路数会增加。如果每个子数据流使用不同的扩频码来扩频，势必会造成资源的浪费。因此，本实施例的扩频码将混沌序列与M序列、Walsh序列或完全互补CCS序列等基础扩频序列循环相乘生成混沌复合扩频序列。
对于混沌序列，混沌序列是通过一系列混沌系统函数的二值量化得到的伪随机序列。混沌系统函数表示为：
xn+1＝μxn(1-xn),3.5699456＜μ≤4； (2)
混沌系统将根据初始值生成完全不同的运动轨迹，并将轨迹转化为映射序列。由于该映射序列的平均值为0.5，因此可以通过二值化将其转换为混沌序列。二值化公式为：
因此，可以在(0，1)范围内选择不同的初始值，并利用上述混沌系统函数生成不同长度的混沌序列。当混沌系统的码长较短时，其自相关和互相关特性都不理想。当码长序列变长时，混沌序列的自相关和互相关特性都得到改善。
由于混沌序列在长度较长时表现出的良好的自相关的特性，可以先生成长度为U的混沌序列c1,长度为U的混沌序列c1被分成q段子混沌序列，每段子混沌序列长度为Np，U＝q×Np；然后将每段长度为Np的子混沌序列与基础扩频序列循环相乘生成混沌复合扩频序列C，具体表达式为：
C＝[c1(1)*c2(1),…,c1(Np)*c2(Np),c1(Np+1)*c2(1),…,c1(U)*c2(Np)] (4)
其中，c1是长度为U的混沌序列，c2是长度为NP的混沌复合扩频序列，混沌复合扩频序列有良好的自相关特性来降低系统的峰均功率比。
本实施例中可以采用M序列、Walsh序列或完全互补CCS序列。M序列是由非线性反馈移位寄存器产生的长度为2N的周期序列，它达到了N位移位寄存器可以产生的最大周期序列。当码长较短时，M序列具有良好的自相关特性和较差的互相关特性。当码长变长时，M序列的自相关特性和互相关特性得到改善。Walsh序列是由Walsh函数生成的正交扩展序列，序列值为+1或-1。Walsh函数集的正交性和规范化性能较好。Walsh序列的自相关性能不理想，但互相关性能很好。当码长较短时，Walsh序列自相关性较差，互相关性较好。当码长变长时，Walsh序列的自相关特性变差，互相关特性仍然良好。完全互补CCS序列具有很强的自相关特性，不同序列的互相关函数值为0,应用于扩频通信系统，可以有效提高系统的抗干扰能力，提高传输信息的保密性。当码长较短或较长时，完全互补CCS序列均具有良好的自相关和互相关特性。
③本实施例的基于MC-CDMA的水声通信系统中上变频采样后的频带信号为：
其中：子载波频率fij＝f0+1/Ts[(i-1)+(j-1)q]，f0是子载波的初始频率，子载波的数目为U＝q×Np，每个子载波的间隔是1/Ts；P表示每个码片的传输能量，c[j]表示Np长度的混沌复合扩频序列。
在MC-CDMA通信系统中，峰均功率比的定义是信号的瞬时功率和平均功率的比值，即
根据上变频后的频带信号s(t)，单用户基带上的时域信号可以表示为：
根据公式(6)，系统峰均功率比PAPR为：
其中：max{||S(n)||2}为瞬时功率，E{||S(n)||2}为平均功率，Cn为混沌复合扩频序列的周期自相关函数，
由公式(7)可知，本发明的基于MC-CDMA的水声通信系统峰均功率比PAPR与混沌复合扩频序列C的长度Np,串并转换的支路数q,扩频码的自相关函数Cn有关。本发明主要通过改善混沌复合扩频序列的自相关特性来抑制系统的峰均功率比。
④本发明的基于MC-CDMA的水声通信系统的峰均功率比PAPR的评价函数可用功率的互补累积分布函数(CCDF)来表示，通过建立互补累积分布函数CCDF曲线，判断系统PAPR的抑制性能。
在MC-CDMA通信系统中，对于给定的功率值，其函数的密度具体表示为：
对N个功率值进行采样，每个采样功率值的峰均功率比均大于给定功率值的峰均功率比PAPR0的CCDF曲线则表示为：
具体，参考图3、图4，图3和图4分别显示了M序列、Walsh序列、CCS序列及其混沌复合扩频码在码片长度为16和32时的系统峰均功率比PAPR的互补累积分布函数CCDF曲线，该仿真计算了5000帧数据的PAPR。
从图3和图4可以看出，混沌复合扩频序列相较M序列、Walsh序列、CCS序列等原始扩频序列具有不同程度上的更好的PAPR抑制能力。Walsh序列的混沌复合扩频码具有最佳的抑制效果。在32码片长的情况下，三种混沌复合扩频码的抑制效果均明显。在长度为16位和32位时，CCS序列都具有很好的自相关特性，而混沌序列在长度为32位时的自相关特性比在长度为16位时有很大的改善。因此，CCS序列的混沌复合扩频码在码片长度为16时对PAPR的抑制特性相较原扩频码序列不明显，而当码片长度为32时的PRPR抑制特性得到了很大的改善。
表1显示了M序列、Walsh序列、CCS序列三种基础扩频码和三种混沌复合扩频码在16码片长度和32码片长度下的系统峰均功率比。
表1.所有扩频码的PAPR和PAPR抑制值
| 16码片 | 32码片 | |
| M序列 | 18.19dB | 21.99dB |
| Walsh序列 | 19.60dB | 22.55dB |
| CCS序列 | 18.60dB | 23.10dB |
| M序列的混沌复合序列 | 16.10dB | 16.53dB |
| Walsh序列的混沌复合序列 | 15.82dB | 16.11dB |
| CCS序列的混沌复合序列 | 18.57dB | 17.22dB |
| M序列的混沌复合序列的PAPR抑制值 | 2.09dB | 5.46dB |
| Walsh序列的混沌复合序列的PAPR抑制值 | 3.78dB | 6.44dB |
| CCS序列的混沌复合序列的PAPR抑制值 | 0.03dB | 5.88dB |
由表1可以看出，系统的PAPR随扩频码长度的增加而增加，同一长度的不同类型扩频码对于系统的PAPR没有太大的差别。当码长为16时，Walsh序列的系统峰均功率比最大。当码长为32时，完全互补CCS序列的峰均功率比最大。仿真结果表明，混沌复合扩频序列比原基础扩频序列具有不同程度上的抑制PAPR特性。当扩频长度为32时，混沌复合扩频序列较基础扩频序列能降低峰均功率比约5～6dB。
综上可知，本发明提供的PAPR抑制方法，基于编码类峰均功率比抑制方法，将混沌序列与M序列、Walsh序列或完全互补CCS序列等基础扩频序列循环相乘生成混沌复合扩频序列，以改善系统的峰均功率比抑制特性。与限幅法相比，此种方法不会引起带内失真和带外泄露；与概率类方法相比，操作方式较简单，运算复杂度较小。同时，根据子载波数目U生成混沌序列，将混沌序列与基础扩频序列循环相乘生成混沌复合扩频序列，借助了混沌序列在序列较长时良好的自相关特性，生成的混沌复合扩频序列既节省扩频码资源，又能有效降低MC-CDMA通信系统中的峰均功率比。当混沌序列较长时，提高了扩频码的自相关性能，抑制了系统的峰均功率比。当混沌序列与基础扩频序列相结合时，不同分支使用的扩频码不同，提高了扩频码的互相关性，抑制了系统的峰均功率比。
以上所述，仅是本发明的较佳实施例而已，并非是对本发明作其它形式的限制，任何熟悉本专业的技术人员可能利用上述揭示的技术内容加以变更或改型为等同变化的等效实施例应用于其它领域，但是凡是未脱离本发明技术方案内容，依据本发明的技术实质对以上实施例所作的任何简单修改、等同变化与改型，仍属于本发明技术方案的保护范围。
Claims (7)
1.一种基于MC-CDMA的水声通信系统，包括发送设备与接收设备，其特征在于，所述发送设备包括：加扰模块、信道编码模块、交织编码模块、QPSK映射模块、串并转换模块、扩频模块、IFFT变换模块、并串转换模块、数据组帧模块、上变频模块，各模块依次连接；发送端输入数据经过加扰处理、信道编码、交织编码与QPSK映射处理后，编码映射后的输入数据经过串并转换、扩频调制与IFFT变换，在IFFT变换后的时域信号中添加保护间隔后进行并串转换，并串转换后的信号中添加训练序列后进行数据组帧，组帧后的信号经过上变频采样，转换为频带信号，发送至水声信道中；
所述接收设备包括：帧同步模块、多普勒估计模块、重采样模块、粗同步模块、下变频模块、细同步模块、串并转换模块、FFT变换模块、信道均衡估计模块、解扩频模块、并串转换模块、QPSK解映射模块、解交织模块、信道解码模块、解扰模块，各模块依次连接；接收端将接收的水声信道传输的频带信号根据训练序列同步数据帧处理，然后估计多普勒系数，根据估计出的多普勒系数对信号进行重采样、粗同步、下变频采样处理，形成基带信号；根据训练序列对基带信号进行细同步、串并转换处理、FFT变换、信道估计与均衡处理；信道均衡处理后的信号进行解扩、并串转换、QPSK解映射、解交织、信道解码与解扰处理，恢复出原始输入数据。
2.一种基于MC-CDMA的水声通信系统的PAPR抑制方法，采用权利要求1所述的基于MC-CDMA的水声通信系统，其特征在于，包括：
S1：发送端编码映射后的输入数据串并转换为q个子数据流bi，将每个子数据流bi的比特复制为Np份；其中，子载波数目U＝q×Np，1≤i≤q；
S2：根据子载波数目U生成混沌序列，将混沌序列与基础扩频序列循环相乘生成混沌复合扩频序列C；
S3：将各子数据流bi与混沌复合扩频序列C相乘后经过IFFT变换为时域信号；
S4：根据上变频采样后的频带信号计算系统峰均功率比PAPR。
3.根据权利要求2所述的基于MC-CDMA的水声通信系统的PAPR抑制方法，其特征在于，根据子载波数目U生成混沌序列，将混沌序列与基础扩频序列循环相乘生成混沌复合扩频序列C的方法为：
根据混沌系统函数公式：
xn+1＝μxn(1-xn),3.5699456＜μ≤4；
二值化公式：
将混沌系统函数二值化处理转换为长度为U的混沌序列c1,长度为U的混沌序列c1被分成q段子混沌序列，每段子混沌序列长度为Np，U＝q×Np；
将每段长度为Np的子混沌序列与基础扩频序列循环相乘生成混沌复合扩频序列C，即C＝[c1(1)*c2(1),…,c1(Np)*c2(Np),c1(Np+1)*c2(1),…,c1(U)*c2(Np)]，其中，c2为长度为Np的基础扩频序列。
4.根据权利要求3所述的基于MC-CDMA的水声通信系统的PAPR抑制方法，其特征在于，根据上变频采样后的频带信号计算系统峰均功率比PAPR的方法为：
上变频后的频带信号为
其中：子载波频率fij＝f0+1/Ts[(i-1)+(j-1)q]，1≤i≤q，1≤j≤Np,f0是子载波的初始频率，子载波的数目为U＝q×Np，每个子载波的间隔是1/Ts；P表示每个码片的传输能量，c[j]表示Np长度的混沌复合扩频序列；
则单用户基带上的时域信号表示为：
根据功率均峰比公式：计算系统峰均功率比PAPR，即：
其中：max{||S(n)||2}为瞬时功率，E{||S(n)||2}为平均功率，Cn为混沌复合扩频序列的周期自相关函数，
5.根据权利要求2-4任一项所述的基于MC-CDMA的水声通信系统的PAPR抑制方法，其特征在于，进一步包括根据峰均功率比PAPR生成互补累积分布函数CCDF曲线，以判断系统PAPR的抑制性能。
6.根据权利要求5所述的基于MC-CDMA的水声通信系统的PAPR抑制方法，其特征在于，根据峰均功率比PAPR生成互补累积分布函数CCDF曲线的方法为：
对N个功率值进行采样，每个采样功率值的峰均功率比均大于给定峰均功率比PAPR0的CCDF曲线表示为：
7.根据权利要求2-4任一项所述的基于MC-CDMA的水声通信系统的PAPR抑制方法，其特征在于，所述基础扩频序列包括M序列、Walsh序列或完全互补CCS序列。
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