CN110518806A - 一种用于高压输入反激开关电源的mosfet串联电路 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种用于高压输入反激开关电源的MOSFET串联电路，属于开关电源技术领域，解决了现有的反激电路需要隔离且可靠性低的问题。该串联电路包括变压器T1、MOSFET管V1、MOSFET管V2、输出反馈控制电路和MOSFET管V1通断控制电路。实现了一路驱动信号同时驱动两个MOSFET开通关断，解决了高压输入反激开关电源MOSFET耐压要求高的问题，提高了电路的工作效率，保证了电路的稳定运行。

Description

一种用于高压输入反激开关电源的MOSFET串联电路

技术领域

本发明涉及开关电源技术领域，尤其涉及一种用于高压输入反激开关电源的MOSFET串联电路。

背景技术

反激开关电源常用作辅助电源，随着电源工作电压的提高，对于反激开关电源输入侧开关器件的耐压要求越来越高，但是受限于开关器件自身材料特性，在相应体积下开关器件耐压不能无限提高，因此，需要设计电路通过串联的方式，增加开关器件的耐压等级。

常见的解决办法有两种，一种是反激开关电源原边采用两个反激电路串联的形式，如图1所示，这样每个开关管的承受的反向电压就可以减少为原来单个反激电路的一半，但是会带来变压器结构复杂、需要隔离驱动等问题，电路复杂。第二种是采用双管反激拓扑，如图2所示，通过开关器件同时动作，实现开关器件分别承受反向耐压的一半，但是会带来需要隔离驱动、增加功率器件等问题。

由以上情况知，现有的反激电路存在以下缺陷：需要隔离、可靠性较低且电路成本高。

发明内容

鉴于上述的分析，本发明实施例旨在提供一种用于高压输入反激开关电源的MOSFET串联电路，用以解决现有的反激电路需要隔离且可靠性低的问题。

本发明的目的主要是通过以下技术方案实现的：

一种用于高压输入反激开关电源的MOSFET串联电路，包括变压器T1、MOSFET管V1、MOSFET管V2、输出反馈控制电路和MOSFET管V1通断控制电路；

所述变压器T1原边线圈的异名端1连接输入电源Uin的正端，MOSFET管V2的源极连接输入电源Uin的负端，变压器T1原边线圈的同名端2连接MOSFET管V1的栅极，MOSFET管V1的源极连接MOSFET管V2的栅极；

所述输出反馈控制电路的输出端连接MOSFET管V2的门极，用于根据变压器输出侧输出的电压值，控制所述MOSFET管V2的通断；

所述MOSFET管V1通断控制电路用于控制所述MOSFET管V1与所述MOSFET管V2的同时通断。

在上述方案的基础上，本发明还做了如下改进：

进一步，所述MOSFET管V1通断控制电路包括：稳压二极管D2、电阻R2、电阻R3；

所述稳压二极管D2串接在MOSFET管V1的门极与MOSFET管V2的栅极之间；所述电阻R2串接在输入电源Uin的正极与MOSFET管V1的门极之间；所述电阻R3串接在MOSFET管V1的门极与输入电源Uin的负极之间。

进一步，所述稳压二极管的击穿电压满足：

V_{gsmax_V1}＞V_D2≥V_{gsth_V1}

式中，V_{gsmax_V1}表示MOSFET管V1开启时门极与源极之间的最高电压；V_D2表示稳压二极管D2的击穿电压；V_{gsth_V1}表示MOSFET管V1开启时门极与源极之间的最低电压。

进一步，电阻R2、R3满足的参数要求为：

Uin×R3/(R2+R3)≥V_{gsth_V1}

I_{max_R2}≥(Uin-V_D2)/R2≥I_{min_R2}

式中，I_{max_R2}和I_{min_R2}分别表示流过电阻R2电流的最大值和最小值。

进一步，所述串联电路还包括电容C2和电容C3；

所述电容C2串接在MOSFET管V1的栅极与源极之间；所述电容C3串接在MOSFET管V2的栅极和源极之间。

进一步，所述电容C2与电容C3的容值相等，且大于10倍的MOSFET管V1、V2的输出电容。

进一步，所述串联电路还包括吸收电路，所述吸收电路串接在变压器T1的原边线圈之间，用于吸收变压器T1漏感产生的电压尖峰。

进一步，所述吸收电路包括电容C1、电阻R1和二极管D1，所述电容C1与电阻R1并联后的一个公共端连接变压器T1原边线圈的异名端1，另一个公共端连接二极管D1的阴极，二极管的阳极连接变压器T1原边线圈的同名端2。

进一步，该串联电路还包括TVS二极管D3；

所述TVS二极管D3串接在MOSFET管V2的栅极与源极之间。

进一步，所述TVS二极管D3的击穿电压满足：

0.95×U_in＞V_D3≥U_in-V_D2-I_D2×R2

式中，V_D3表示TVS二极管D3的击穿电压，I_D2表示流过TVS二极管D2的额定电流。

与现有技术相比，本发明至少可实现如下有益效果之一：

1、采用两个MOSFET管串联的方式，降低了对器件耐压参数的要求，改善了器件工作电压，提高了电路的可靠性；

2、通过输出反馈控制电路的输出端输出信号控制V2的通断，通过设置MOSFET管V1通断控制电路实现V1与V2的同步通断，一路信号即可实现两个MOSFET管V1和V2的同时驱动，解决了现有技术两路信号同时动作需要隔离驱动的技术问题；

3、使用电阻分压与稳压二极管结合的方式实现了一路驱动信号同时驱动两个MOSFET开通关断，电路结构简单，降低了成本，解决了高压输入反激开关电源MOSFET耐压要求高的问题，提高了电路的工作效率，保证了电路的稳定运行。

4、通过均压电容，解决了MOSFET管V2可能因电压过大而失效的问题，提高了电路的稳定性。

本发明中，上述各技术方案之间还可以相互组合，以实现更多的优选组合方案。本发明的其他特征和优点将在随后的说明书中阐述，并且，部分优点可从说明书中变得显而易见，或者通过实施本发明而了解。本发明的目的和其他优点可通过说明书以及附图中所特别指出的内容中来实现和获得。

附图说明

附图仅用于示出具体实施例的目的，而并不认为是对本发明的限制，在整个附图中，相同的参考符号表示相同的部件。

图1为现有技术中的一种用于高压输入反激开关电源的电路结构示意图；

图2为现有技术中的另一种用于高压输入反激开关电源的电路；

图3为本发明一个实施例中一种用于高压输入反激开关电源的MOSFET串联电路示意图。

具体实施方式

下面结合附图来具体描述本发明的优选实施例，其中，附图构成本申请一部分，并与本发明的实施例一起用于阐释本发明的原理，并非用于限定本发明的范围。

高压输入反激开关电源包括变压器原边侧电路和副边电路，变压器的副边电路由整流二极管D4、滤波电容C4和负载R4组成，D4主要作用就是将变压器副边线圈输出的高频交流电压整流为脉动直流电压；C4作用为滤波，将脉动的直流电压滤波成为稳定直流电压。

本发明的MOSFET管串联电路应用于高压输入反激开关电源电路，通过使用一路驱动信号同时驱动两个MOSFET管的通断，最终实现输入电源Uin对输出电压的供电。

本发明的一个具体实施例，公开了一种用于高压输入反激开关电源的MOSFET串联电路，如图3所示。包括变压器T1、MOSFET管V1、MOSFET管V2、输出反馈控制电路和MOSFET管V1通断控制电路；变压器T1原边线圈的异名端1连接输入电源Uin的正端，MOSFET管V2的源极连接输入电源Uin的负端，变压器T1原边线圈的同名端2连接MOSFET管V1的栅极，MOSFET管V1的源极连接MOSFET管V2的栅极；输出反馈控制电路的输出端连接MOSFET管V2的门极，用于根据变压器输出侧输出的电压值，控制所述MOSFET管V2的通断；MOSFET管V1通断控制电路用于控制所述MOSFET管V1与所述MOSFET管V2的同时通断。

具体的，MOSFET管V1和V2均为N型功率管。

实施时，输出反馈控制电路包括PI控制器和PWM发生器，输出反馈控制电路中的PI控制器接收变压器副边线圈的输出电压作为反馈信号，并根据该反馈信号与PI控制器基准信号的差值作为调控信号，调控所述PWM发生器输出具有相应占空比的PWM信号，PWM信号直接控制V2的开通和关断时间，进而控制所述输入电源Uin对输出电源的供电。例如，当变压器副边线圈带有的负载增大时，变压器副边线圈的输出电压降低，PI控制器接收到输出电压降低的反馈信号，反馈信号与PI控制器基准信号的差值增大，该差值作为调控信号控制PWM发生器输出占空比增大的PWM信号，PWM信号占空比增大将直接控制V2导通时间增加，提高输入电源对变压器的供电，最终调高输出电压。

采用两个MOSFET管串联的方式，降低了对器件耐压参数的要求，改善了器件工作电压，提高了电路的可靠性。

优选的，MOSFET管V1通断控制电路包括：稳压二极管D2、电阻R2、电阻R3；稳压二极管D2串接在MOSFET管V1的门极与MOSFET管V2的栅极之间；所述电阻R2串接在输入电源Uin的正极与MOSFET管V1的门极之间；所述电阻R3串接在MOSFET管V1的门极与输入电源Uin的负极之间。

具体的，稳压二极管的击穿电压满足：V_{gsmax_V1}＞V_D2≥V_{gsth_V1}，式中，V_{gsmax_V1}表示MOSFET管V1开启时门极与源极之间的最高电压；V_D2表示稳压二极管D2的击穿电压；V_{gsth_V1}表示MOSFET管V1开启时门极与源极之间的最低电压。

具体的，电阻R2、R3满足的参数要求为：Uin×R3/(R2+R3)≥V_{gsth_V1}，同时满足：I_{max_R2}≥(Uin-V_D2)/R2≥I_{min_R2}，式中，I_{max_R2}和I_{min_R2}分别表示流过电阻R2电流的最大值和最小值。

使用电阻分压与稳压二极管结合的方式实现了一路驱动信号同时驱动两个MOSFET开通关断；同时稳压二极管D2用于MOSFET管V1的门极与源极之间的电压限幅，保证V1完全导通，提高了电路的稳定性，节省了电路成本。

优选的，该串联电路还包括电容C2和电容C3；其中，电容C2串接在MOSFET管V1的栅极与源极之间；所述电容C3串接在MOSFET管V2的栅极和源极之间。

具体的，电容C2与电容C3的容值相等，且大于10倍的MOSFET管V1、V2的输出电容。电容C2、C3分别并联在MOSFET管V1、V2两边，使得等效输出电容近似相等。例如，MOSFET管V1等效输出电容是1nF，MOSFET管V2等效输出电容是2nF，如果C2、C3选择20nF，那么整体的输出电容分别为21nF和22nF，近似相等。

电容C2、C3作为均压电容，解决了MOSFET管V1、V2的栅极与源极之间的等效电容不相等产生的动态均压不等的问题，提高了电路的稳定性。

具体的，该串联电路通过如下步骤保证MOSFET管V1、V2在工作过程中平均分摊反向电压：当PWM信号驱动N型功率MOSFET管V2导通时，N型功率MOSFET管V1的门极电压为Uin×R3(R2+R3),该电压满足U_D2＞Uin×R3(R2+R3)≥V_{gsth_V1}；输入电压通过电阻R2将稳压二极管D2击穿，N型功率MOSFET管V1的门极电压被钳位为D2的击穿电压，使得N型功率MOSFET管V1完全导通，即N型功率MOSFET管V1、V2在串联状态下同时导通，且平均分摊反向电压；当PWM信号驱动N型功率MOSFET管V2关断时，稳压二极管D2两端压降为零，N型功率MOSFET管V1门极电压为零，即N型功率MOSFET管V1、V2同时关闭，且平均分摊反向电压。

考虑到，变压器T1存在漏感，当V2关闭时，漏感上的电流会产生震荡，进而产生电压振动，电压会出现尖峰，电压尖峰容易对器件本身造成损坏。为了避免出现电压尖峰造成器件损坏，在该串联电路中还可以连接吸收电路，吸收电路串接在变压器T1的原边线圈之间，吸收变压器T1漏感产生的电压尖峰。

具体的，该吸收电路包括电容C1、电阻R1和二极管D1，所述电容C1与电阻R1并联后的一个公共端连接变压器T1原边线圈的异名端1，另一个公共端连接二极管D1的阴极，二极管的阳极连接变压器T1原边线圈的同名端2。

MOSFET管V2关断后，由于电感电流不能瞬间降为零，电流会通过二极管D1流经R1、C1，从而将此电流消耗在R1上,减少了电路的震荡。通过该吸收电路，吸收了变压器T1漏感产生的电压尖峰，保护其他器件不被损坏，提高了电路的稳定性。

若出现电阻R3损坏不能正常工作时，MOSFET管V2的关断将产生延迟，造成关闭比MOSFET管V1延迟，当MOSFET管V1关断，而MOSFET管V2还未关断的间隔中，MOSFETA管V2的电压较高，可能会由于过高的电压而被损坏。为了防止MOSFETA管V2因两端电压过大而失效，设置与MOSFETA管V2并联的TVS二极管D3，TVS二极管D3串接在MOSFET管V2的栅极与源极之间。在MOSFETA管V2两端电压过高时，直接分走过多的电流；解决了在MOSFET管V1、V2不同时关断的情况下，MOSFETA管V2可能会因两端电压过大而失效的问题，提高了电路的稳定性。

该TVS二极管D3的击穿电压满足：

0.95×U_in＞V_D3≥U_in-V_D2-I_D2×R2，式中，V_D3表示TVS二极管D3的击穿电压，I_D2表示流过TVS二极管D2的额定电流。小于0.95×Uin，是为了保护V2的栅极和源极不会因为电压过大而被击穿，大于Uin-V_D2-I_D2×R2，是为了保证D2能够完全击穿。

本发明实施例提供的用于高压输入反激开关电源的MOSFET串联电路，采用两个MOSFET管串联的方式，降低了对器件耐压参数的要求，改善了器件工作电压，提高了电路的可靠性；通过输出反馈控制电路的输出端输出信号控制V2的通断，通过设置MOSFET管V1通断控制电路实现V1与V2的同步通断，一路信号即可实现两个MOSFET管V1和V2的同时驱动，解决了现有技术两路信号同时动作需要隔离驱动的技术问题；使用电阻分压与稳压二极管结合的方式实现了一路驱动信号同时驱动两个MOSFET开通关断，电路结构简单，降低了成本，解决了高压输入反激开关电源MOSFET耐压要求高的问题，提高了电路的工作效率，保证了电路的稳定运行。

以上所述，仅为本发明较佳的具体实施方式，但本发明的保护范围并不局限于此，任何熟悉本技术领域的技术人员在本发明揭露的技术范围内，可轻易想到的变化或替换，都应涵盖在本发明的保护范围之内。

Claims (10)

1.一种用于高压输入反激开关电源的MOSFET串联电路，其特征在于，包括变压器T1、MOSFET管V1、MOSFET管V2、输出反馈控制电路和MOSFET管V1通断控制电路；

所述变压器T1原边线圈的异名端1连接输入电源Uin的正端，MOSFET管V2的源极连接输入电源Uin的负端，变压器T1原边线圈的同名端2连接MOSFET管V1的栅极，MOSFET管V1的源极连接MOSFET管V2的栅极；

所述输出反馈控制电路的输出端连接MOSFET管V2的门极，用于根据变压器输出侧输出的电压值，控制所述MOSFET管V2的通断；

所述MOSFET管V1通断控制电路用于控制所述MOSFET管V1与所述MOSFET管V2的同时通断。

2.根据权利要求1所述的MOSFET串联电路，其特征在于，所述MOSFET管V1通断控制电路包括：稳压二极管D2、电阻R2、电阻R3；

所述稳压二极管D2串接在MOSFET管V1的门极与MOSFET管V2的栅极之间；所述电阻R2串接在输入电源Uin的正极与MOSFET管V1的门极之间；所述电阻R3串接在MOSFET管V1的门极与输入电源Uin的负极之间。

3.根据权利要求2所述的MOSFET串联电路，其特征在于，所述稳压二极管的击穿电压满足：

V_{gsmax_V1}＞V_D2≥V_{gsth_V1}

式中，V_{gsmax_V1}表示MOSFET管V1开启时门极与源极之间的最高电压；V_D2表示稳压二极管D2的击穿电压；V_{gsth_V1}表示MOSFET管V1开启时门极与源极之间的最低电压。

4.根据权利要求3所述的MOSFET串联电路，其特征在于，电阻R2、R3满足的参数要求为：

Uin×R3/(R2+R3)≥V_{gsth_V1}

I_{max_R2}≥(Uin-V_D2)/R2≥I_{min_R2}

式中，I_{max_R2}和I_{min_R2}分别表示流过电阻R2电流的最大值和最小值。

5.根据权利要求1所述的MOSFET串联电路，其特征在于，所述串联电路还包括电容C2和电容C3；

所述电容C2串接在MOSFET管V1的栅极与源极之间；所述电容C3串接在MOSFET管V2的栅极和源极之间。

6.根据权利要求5所述的MOSFET串联电路，其特征在于，所述电容C2与电容C3的容值相等，且大于10倍的MOSFET管V1、V2的输出电容。

7.根据权利要求1所述的MOSFET串联电路，其特征在于，所述串联电路还包括吸收电路，所述吸收电路串接在变压器T1的原边线圈之间，用于吸收变压器T1漏感产生的电压尖峰。

8.根据权利要求7所述的MOSFET串联电路，其特征在于，所述吸收电路包括电容C1、电阻R1和二极管D1，所述电容C1与电阻R1并联后的一个公共端连接变压器T1原边线圈的异名端1，另一个公共端连接二极管D1的阴极，二极管的阳极连接变压器T1原边线圈的同名端2。

9.根据权利要求1所述的MOSFET串联电路，其特征在于，该串联电路还包括TVS二极管D3；

所述TVS二极管D3串接在MOSFET管V2的栅极与源极之间。

10.根据权利要求9所述的MOSFET串联电路，其特征在于，所述TVS二极管D3的击穿电压满足：

0.95×U_in＞V_D3≥U_in-V_D2-I_D2×R2

式中，V_D3表示TVS二极管D3的击穿电压，I_D2表示稳压二极管D2的额定电流。