CN110492853B - 功率放大器 - Google Patents

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Abstract

本发明的功率放大器能够抑制噪声。功率放大器具备分别包含晶体管的多级功率放大电路。第一级的功率放大电路包含第一阻抗电路，该第一阻抗电路设置在晶体管的发射极与基准电位之间，具有不根据频率而变化的阻抗或根据频率而变化的阻抗。第二级的功率放大电路包含第二阻抗电路，该第二阻抗电路设置在晶体管的发射极与基准电位之间，具有不根据频率而变化的阻抗或根据频率而变化的阻抗。

Description

功率放大器
技术领域
本发明涉及功率放大器。
背景技术
在由便携式电话装置、智能电话等例示的移动体通信装置中，功率放大器用于无线频率(radio frequency：RF，射频)信号的放大。
在下述的专利文献1记载了将晶体管连接为多级的功率放大模块。
在先技术文献
专利文献
专利文献1：日本特开2015-95708号公报
在作为第二代通信标准的GSM(注册商标)(global system for mobilecommunications，全球移动通信系统)中，对抑制接收频带噪声(receive-band noise：RxBN)的要求苛刻。因此，期望能够抑制噪声的功率放大器。
发明内容
发明要解决的课题
本发明是鉴于上述情形而完成的，其目的在于，使得能够抑制噪声。
用于解决课题的技术方案
本发明的一个方式的功率放大器具备分别包含晶体管的多级功率放大电路，对高频信号进行放大。第一级的功率放大电路包含第一阻抗电路，该第一阻抗电路设置在晶体管的发射极与基准电位之间，具有不根据频率而变化的阻抗或根据频率而变化的阻抗，第二级的功率放大电路包含第二阻抗电路，该第二阻抗电路设置在晶体管的发射极与基准电位之间，具有不根据频率而变化的阻抗或根据频率而变化的阻抗。
发明效果
根据本发明，能够抑制噪声。
附图说明
图1是示出比较例的功率放大器的结构的图。
图2是示出第一实施方式的功率放大器的结构的图。
图3是示出第一实施方式的功率放大器的阻抗电路的一个例子的图。
图4是示出第一实施方式的功率放大器的阻抗电路的一个例子的图。
图5是示出第一实施方式的功率放大器的阻抗电路的一个例子的图。
图6是示出第一实施方式的功率放大器以及比较例的功率放大器的电路仿真结果的图。
图7是示出第一实施方式的功率放大器以及比较例的功率放大器的电路仿真结果的图。
图8是示出第一实施方式的功率放大器以及比较例的功率放大器的电路仿真结果的图。
图9是示出第一实施方式的功率放大器以及比较例的功率放大器的电路仿真结果的图。
图10是示出第一实施方式的功率放大器的电路仿真结果的图。
图11是示出第一实施方式的功率放大器的电路仿真结果的图。
图12是示出第二实施方式的功率放大器的结构的图。
附图标记说明
1、1A、100：功率放大器，2、2A、120：IC芯片，3：第一匹配电路，4、140：第一功率放大电路，4a、4d、5a、5b、5c、7a、10a：晶体管，4e、5d、31：电阻，5：第一偏置电路，6：第二匹配电路，7、170：第二功率放大电路，8：第二偏置电路，9：第三匹配电路，10：第三功率放大电路，11：第三偏置电路，21、22、23：扼流电感器，32、34：电感器，33：电容器，R3：第一阻抗电路，R7：第二阻抗电路。
具体实施方式
以下，基于附图对本发明的功率放大器的实施方式进行详细说明。另外，本发明并不被该实施方式所限定。各实施方式为例示，能够进行在不同的实施方式中示出的结构的部分置换或组合，这是不言而喻的。在第二实施方式以后，省略关于与第一实施方式共同的事项的记述，仅对不同点进行说明。特别是，对于同样的结构所带来的同样的作用效果，将不在每个实施方式中逐次提及。
为了使实施方式容易理解，对比较例进行说明。
(比较例)
图1是示出比较例的功率放大器的结构的图。功率放大器100能够在由便携式电话装置例示的移动体通信装置中用于与基站收发声音、数据等各种信号。
功率放大器100形成在IC(integrated circuit：半导体集成电路)芯片120上。功率放大器100将从前级的电路输入到端子2a的无线频率的高频输入信号RFin放大。然后，功率放大器100将放大后的高频输出信号RFout从端子2b输出到后级的电路。关于前级的电路，可例示对调制信号的功率进行调整的发送功率控制电路，但是并不限定于此。关于后级的电路，可例示进行对高频输出信号RFout的滤波等并发送到天线的前端电路，但是并不限定于此。
关于高频输入信号RFin以及高频输出信号RFout的频率，可例示几百兆赫(MHz)至几十千兆赫(GHz)左右，但是并不限定于此。例如，在GSM(注册商标)(global system formobile communications，全球移动通信系统)的900MHz频段，可例示870MHz至960MHz左右。此外，在GSM(注册商标)的1.9GHz频段，可例示1850MHz至1990MHz左右。
功率放大器100包含第一级(初级)的第一功率放大电路140和进行前级的电路与第一功率放大电路140之间的阻抗匹配的第一匹配电路3。第一功率放大电路140将通过第一匹配电路3之后的高频输入信号RFin放大，并将放大后的高频信号RF1输出。第一功率放大电路140也可以称作驱动级功率放大电路。功率放大器100包含对第一功率放大电路140的电偏置状态进行设定的第一偏置电路5。
功率放大器100包含第二级(中间级)的第二功率放大电路170和进行第一功率放大电路140与第二功率放大电路170之间的阻抗匹配的第二匹配电路6。第二功率放大电路170将通过第二匹配电路6之后的高频信号RF1放大，并将放大后的高频信号RF2输出。功率放大器100包含对第二功率放大电路170的电偏置状态进行设定的第二偏置电路8。
功率放大器100包含第三级(最终级)的第三功率放大电路10和进行第二功率放大电路170与第三功率放大电路10之间的阻抗匹配的第三匹配电路9。第三功率放大电路10将通过第三匹配电路9之后的高频信号RF2放大，并将放大后的高频输出信号RFout输出。第三功率放大电路10也可以称作功率级功率放大电路。功率放大器100包含对第三功率放大电路10的电偏置状态进行设定的第三偏置电路11。从第三功率放大电路10输出的高频输出信号RFout从端子2b输入到后级的电路。
第一功率放大电路140、第二功率放大电路170以及第三功率放大电路10构成3级的功率放大电路。另外，功率放大电路的级数并不限定于3级，只要是多级即可，电可以是2级，还可以是4级以上。
第一功率放大电路140包含晶体管4a。晶体管4a可例示异质结双极晶体管(Heterojunction Bipolar Transistor：HBT)，但是并不限定于此。晶体管4a例如也可以是场效应晶体管(Field Effect Transistor：FET)。
晶体管4a也可以是将多个单位晶体管(也称为“指”)电并联连接的多指晶体管。另外，所谓单位晶体管，是指构成晶体管的最小限度的结构。
第一功率放大电路140包含电阻4e。晶体管4a的发射极经由电阻4e以及过孔4c与基准电位连接。也就是说，晶体管4a是发射极接地电路。基准电位可例示接地电位，但是并不限定于此。
晶体管4a的集电极经由端子2f以及扼流电感器21与电源电位Vcc连接。扼流电感器21将电源电位Vcc的直流功率供给到晶体管4a的集电极。从电源电位Vcc经由扼流电感器21向晶体管4a的集电极流过集电极电流。
设扼流电感器21对于高频输入信号RFin的频带具有足够高的阻抗。也就是说，设扼流电感器21的阻抗在考虑高频输入信号RFin的频带时能够忽略。此外，扼流电感器21抑制高频输入信号Rfin向电源电路的耦合。
经由第一匹配电路3向晶体管4a的基极输入高频输入信号RFin。另外，虽然第一匹配电路3设为了RC串联电路，但是并不限定于此。第一匹配电路3例如也可以是电容器。
第一偏置电路5包含晶体管5a以及5b。晶体管5a的集电极以及基极被连接，因此与二极管等效。以后将连接晶体管的集电极和基极的结构称为二极管连接。在晶体管5a的发射极连接有晶体管5b的集电极以及基极。晶体管5b进行二极管连接。晶体管5b的发射极与基准电位连接。晶体管5a的集电极以及基极的电位相当于晶体管5a的集电极-发射极路径以及晶体管5b的集电极-发射极路径的电压下降的量。也就是说，相当于两个二极管份的电压下降。
第一偏置电路5包含晶体管5c。晶体管5c的集电极与电源电位Vcc连接。晶体管5c的基极与晶体管5a的集电极以及基极连接。晶体管5c的基极的电位相当于晶体管5a的集电极-发射极路径以及晶体管5b的集电极-发射极路径的电压下降的量。也就是说，相当于两个二极管份的电压下降。
从恒流源经由端子2c向晶体管5a的集电极和基极、以及晶体管5c的基极输入第一偏置电流Ibias1。另外，也可以在端子2c代替恒流源而连接恒压源，并从恒压源供给恒定电压。另外，也可以是恒定电流或恒定电压可变的结构。
第一偏置电路5包含电阻5d。晶体管5c的发射极经由电阻5d与晶体管4a的基极连接。也就是说，晶体管5c作为发射极输出的发射极跟随电路而进行动作。因此，晶体管4a的基极的电位保持为恒定。
晶体管4a将对高频输入信号Rfin进行了功率放大的高频信号RF1从集电极输出到第二匹配电路6。
第二功率放大电路170包含晶体管7a。晶体管7a可例示HBT，但是并不限定于此。晶体管7a例如也可以是FET。晶体管7a还可以是多指晶体管。
晶体管7a的发射极经由过孔7c与基准电位连接。也就是说，晶体管7a是发射极接地电路。
晶体管7a的集电极经由端子2g以及扼流电感器22与电源电位Vcc连接。扼流电感器22将电源电位Vcc的直流功率供给到晶体管7a的集电极。从电源电位Vcc经由扼流电感器22向晶体管7a的集电极流过集电极电流。
设扼流电感器22对于高频输入信号RFin的频带具有足够高的阻抗。也就是说，设扼流电感器22的阻抗在考虑高频输入信号RFin的频带时能够忽略。此外，扼流电感器22抑制高频输入信号Rfin向电源电路的耦合。
经由第二匹配电路6向晶体管7a的基极输入高频信号RF1。另外，虽然第二匹配电路6设为了电容器，但是并不限定于此。第二匹配电路6例如也可以是RC串联电路。
第二偏置电路8的电路结构与第一偏置电路5是同样的。因此，对同一构成要素标注同一附图标记，并省略说明。
从恒流源经由端子2d向第二偏置电路8的晶体管5a的集电极和基极、以及晶体管5c的基极输入第二偏置电流Ibias2。另外，也可以在端子2d代替恒流源而连接恒压源，并从恒压源供给恒定电压。另外，也可以是恒定电流或恒定电压可变的结构。
第二偏置电路8的晶体管5c的发射极经由电阻5d与晶体管7a的基极连接。也就是说，第二偏置电路8的晶体管5c作为发射极输出的发射极跟随电路而进行动作。因此，晶体管7a的基极的电位保持为恒定。
晶体管7a将对高频信号RF1进行了功率放大的高频信号RF2从集电极输出到第三匹配电路9。
第三功率放大电路10包含晶体管10a。晶体管10a可例示HBT，但是并不限定于此。晶体管10a例如也可以是FET。晶体管10a还可以是多指晶体管。
晶体管10a的发射极经由过孔10b与基准电位连接。也就是说，晶体管10a是发射极接地电路。
晶体管10a的集电极经由端子2b以及扼流电感器23与电源电位Vcc连接。扼流电感器23将电源电位Vcc的直流功率供给到晶体管10a的集电极。从电源电位Vcc经由扼流电感器23向晶体管10a的集电极流过集电极电流。
设扼流电感器23对于高频输入信号RFin的频带具有足够高的阻抗。也就是说，设扼流电感器23的阻抗在考虑高频输入信号RFin的频带时能够忽略。此外，扼流电感器23抑制高频输入信号RFin向电源电路的耦合。
经由第三匹配电路9向晶体管10a的基极输入高频信号RF2。另外，虽然第三匹配电路9设为了电容器，但是并不限定于此。第三匹配电路9例如也可以是RC串联电路。
第三偏置电路11的电路结构与第一偏置电路5是同样的。因此，对同一构成要素标注同一附图标记，并省略说明。
从恒流源经由端子2e向第三偏置电路11的晶体管5a的集电极和基极、以及晶体管5c的基极输入第三偏置电流Ibias3。另外，也可以在端子2e代替恒流源而连接恒压源，并从恒压源供给恒定电压。另外，也可以是恒定电流或恒定电压可变的结构。
第三偏置电路11的晶体管5c的发射极经由电阻5d与晶体管10a的基极连接。也就是说，第三偏置电路11的晶体管5c作为发射极输出的发射极跟随电路而进行动作。因此，晶体管10a的基极的电位保持为恒定。
晶体管10a将对高频信号RF2进行了功率放大的高频输出信号Rfout从集电极经由端子2b输出到后级的电路。
在功率放大器100中，存在接收频带噪声(receive-band noise：RxBN)大这样的课题。已知，接收频带噪声的原因在于：(1)第一偏置电路5的电阻5d的热噪声(thermalnoise)；(2)从端子2c输入的噪声；(3)从端子2a输入的噪声；等。特别是，已知(1)第一偏置电路5的电阻5d的热噪声是支配性的。以后，将这些噪声统称为“原噪声”。
若将高频输入信号RFin的频率设为f1并将原噪声的频率设为f2，则接收频带噪声的频率f3可用以下的式(1)来表示。
f3＝f1±f2…(1)
其理由在于，在晶体管4a的集电极或基极，产生高频输入信号Rfin和原噪声的变换(conversion)。也就是说，出现f3＝f1+f2这样的频率的接收频带噪声和f3＝f1-f2这样的频率的接收频带噪声。
在比较例中，为了抑制接收频带噪声，在第一功率放大电路140的晶体管4a与基准电位之间设置有电阻4e。
其理由在于，第一，通过设置电阻4e，从而第一功率放大电路140的增益下降，因此必然地，接收频带噪声的电平也下降。
第二，高频输入信号Rfin和原噪声的变换不仅在晶体管4a的集电极产生，还在基极产生。晶体管4a的基极处的变换增益依赖于基极电位的变动。因此，通过设置电阻4e，从而可抑制晶体管4a的基极电位的变动。由此，可抑制晶体管4a的基极处的变换增益，可抑制接收频带噪声。
然而，期望接收频带噪声的进一步的抑制。
(第一实施方式)
图2是示出第一实施方式的功率放大器的结构的图。功率放大器1形成在IC芯片2上。
与比较例的功率放大器100相比较，功率放大器1代替第一功率放大电路140而包含第一功率放大电路4。此外，与比较例的功率放大器100相比较，功率放大器1代替第二功率放大电路170而包含第二功率放大电路7。
功率放大器1的其它电路结构与比较例的功率放大器100是同样的。因此，在功率放大器1和功率放大器100中，对同一构成要素标注同一附图标记，并省略说明。
第一功率放大电路4、第二功率放大电路7以及第三功率放大电路10构成3级的功率放大电路。另外，功率放大电路的级数并不限定于3级，只要为多级即可，也可以是2级，还可以是4级以上。
与第一功率放大电路140相比较，第一功率放大电路4代替电阻4e而包含第一阻抗电路R3。第一阻抗电路R3具有不根据频率而变化的阻抗或根据频率而变化的阻抗。
图3是示出第一实施方式的功率放大器的阻抗电路的一个例子的图。第一阻抗电路R3也可以是电阻31。电阻31具有不根据频率而变化的阻抗(电阻值)。
图4是示出第一实施方式的功率放大器的阻抗电路的一个例子的图。第一阻抗电路R3也可以是电感器32。电感器32具有根据频率而变化的阻抗(电感)。
图5是示出第一实施方式的功率放大器的阻抗电路的一个例子的图。第一阻抗电路R3也可以是并联连接了电容器33和电感器34的储能电路(LC并联连接电路)。储能电路具有根据频率而变化的阻抗。
第一阻抗电路R3也可以是电阻31、电感器32或储能电路的组合。
再次参照图2，与第二功率放大电路170相比较，第二功率放大电路7还包含第二阻抗电路R7。第二阻抗电路R7具有不根据频率而变化的阻抗或根据频率而变化的阻抗。
第二阻抗电路R7可以是在图3中示出的电阻31。此外，第二阻抗电路R7可以是在图4中示出的电感器32。此外，第二阻抗电路R7可以是在图5中示出的储能电路。
第二阻抗电路R7也可以是电阻31、电感器32或储能电路的组合。
第一阻抗电路R3和第二阻抗电路R7可以相同，也可以不同。也就是说，在第一阻抗电路R3为电阻31的情况下，第二阻抗电路R7可以是电阻31，也可以是电感器32，还可以是储能电路。此外，在第一阻抗电路R3为电感器32的情况下，第二阻抗电路R7可以是电阻31，也可以是电感器32，还可以是储能电路。此外，在第一阻抗电路R3为储能电路的情况下，第二阻抗电路R7可以是电阻31，也可以是电感器32，还可以是储能电路。
在第一阻抗电路R3或第二阻抗电路R7为储能电路的情况下，储能电路的谐振频率也可以与接收频带噪声的频率f3一致。
晶体管7a的发射极经由第二阻抗电路R7以及过孔7c与基准电位连接。也就是说，晶体管7a是发射极接地电路。
对第一实施方式的功率放大器1的效果进行说明。
图6是示出第一实施方式的功率放大器以及比较例的功率放大器的电路仿真结果的图。详细地，是示出使高频输入信号RFin的功率Pin变化的情况下的、功率放大器1以及功率放大器100的噪声系数(Noise Figure：NF)的图。
噪声系数NF可用以下的式(2)来表示。
NF＝RxBN-GAIN-173.8…(2)
在式(2)中，RxBN是接收频带噪声的功率电平，GAIN是功率放大器1以及功率放大器100的增益。此外，-173.8是10×log(k×T×1000)的值。在此，k是玻尔兹曼常数＝1.38×10-23(J/K)。T是绝对温度300开尔文(K)。
在图6中，将高频输入信号RFin的频率f1设为作为GSM(注册商标)的1.9GHz频段的发送(上行)频率的1850MHz或1910MHz，将原噪声的频率f2设为20MHz。
在图6中，线201至线204示出比较例的功率放大器100的噪声系数，线205至线208示出第一实施方式的功率放大器1的噪声系数。
线201示出在比较例的功率放大器100中高频输入信号RFin的频率f1为1910MHz的情况下的、在1930MHz处检测的噪声系数。
线202示出在比较例的功率放大器100中高频输入信号RFin的频率f1为1910MHz的情况下的、在1990MHz处检测的噪声系数。
线203示出在比较例的功率放大器100中高频输入信号RFin的频率f1为1850MHz的情况下的、在1930MHz处检测的噪声系数。
线204示出在比较例的功率放大器100中高频输入信号RFin的频率f1为1850MHz的情况下的、在1990MHz处检测的噪声系数。
线205示出在第一实施方式的功率放大器1中高频输入信号RFin的频率f1为1910MHz的情况下的、在1930MHz处检测的噪声系数。
线206示出在第一实施方式的功率放大器1中高频输入信号RFin的频率f1为1910MHz的情况下的、在1990MHz处检测的噪声系数。
线207示出在第一实施方式的功率放大器1中高频输入信号RFin的频率f1为1850MHz的情况下的、在1930MHz处检测的噪声系数。
线208示出在第一实施方式的功率放大器1中高频输入信号RFin的频率f1为1850MHz的情况下的、在1990MHz处检测的噪声系数。
如图6所示，在同一频率条件下，与比较例的功率放大器100相比，第一实施方式的功率放大器1能够抑制噪声系数。其理由如下。
本发明的发明人发现，变换增益对功率放大器1的输出功率(或输入功率)的响应依赖于第一功率放大电路4内的晶体管4a的负载阻抗。而且，本发明的发明人发现，第一功率放大电路4内的晶体管4a的负载阻抗越稳定，即，晶体管4a的负载阻抗的变动越小，变换增益越小。因此，本发明的发明人研究了使第一功率放大电路4内的晶体管4a的负载阻抗稳定的情况。
本发明的发明人发现，第二功率放大电路7内的晶体管7a的基极-发射极间电压根据功率放大器1的输出功率(或输入功率)而变动。也就是说，本发明的发明人发现，第一功率放大电路4内的晶体管4a的负载阻抗的变动的主要原因在于第二功率放大电路7内的晶体管7a的基极-发射极间电压的变动。因此，本发明的发明人为了抑制第一功率放大电路4内的晶体管4a的负载阻抗的变动而研究了抑制第二功率放大电路7内的晶体管7a的基极-发射极间电压的变动的情况。
本发明的发明人为了抑制第二功率放大电路7内的晶体管7a的基极-发射极间电压的变动，在晶体管7a的发射极与基准电位之间设置了第二阻抗电路R7。
也就是说，通过在晶体管7a的发射极与基准电位之间设置第二阻抗电路R7，从而能够使第二功率放大电路7内的晶体管7a的基极-发射极间电压稳定。通过使第二功率放大电路7内的晶体管7a的基极-发射极间电压稳定，从而能够使第一功率放大电路4内的晶体管4a的负载阻抗稳定。通过使第一功率放大电路4内的晶体管4a的负载阻抗稳定，从而能够抑制第一功率放大电路4中的变换增益。通过抑制第一功率放大电路4中的变换增益，从而能够抑制噪声系数。因此，第一实施方式的功率放大器1能够抑制接收频带噪声。
图7是示出第一实施方式的功率放大器以及比较例的功率放大器的电路仿真结果的图。详细地，是示出使第一功率放大电路4以及第一功率放大电路140所输出的高频信号RF1的功率Pout1变化的情况下的、第一功率放大电路4以及第一功率放大电路140中的噪声的指标的图。
在图7中，作为噪声的指标，使用了以下的式(3)。
(噪声的指标)＝Gain1_noise-Gain1…(3)
Gain1_noise可用以下的式(4)来表示。
Gain1_noise
＝Pout1_noise-Pin_noise…(4)
在此，Pout1_noise是从第一功率放大电路4以及第一功率放大电路140输出的噪声的功率电平，Pin_noise是输入到第一功率放大电路4以及第一功率放大电路140的噪声的功率电平。
此外，Gain1可用以下的式(5)来表示。
Gain1
＝Pout1-Pin…(5)
在此，Pout1是从第一功率放大电路4以及第一功率放大电路140输出的高频信号RF1的功率电平，Pin是输入到第一功率放大电路4以及第一功率放大电路140的高频输入信号RFin的功率电平。
在图7中，将高频输入信号RFin的频率f1设为作为GSM(注册商标)的900MHz频段的发送(上行)频率的915MHz，将原噪声的频率f2设为20MHz。
在图7中，线211以及线212示出比较例的功率放大器100的噪声的指标，线213以及线214示出第一实施方式的功率放大器1的噪声的指标。
线211示出在比较例的功率放大器100中在935MHz处检测的噪声的指标。
线212示出在比较例的功率放大器100中在895MHz处检测的噪声的指标。
线213示出在第一实施方式的功率放大器1中在935MHz处检测的噪声的指标。
线214示出在第一实施方式的功率放大器1中在895MHz处检测的噪声的指标。
如图7所示，在同一频率条件下，与比较例的功率放大器100相比，第一实施方式的功率放大器1能够抑制噪声的指标。
图8是示出第一实施方式的功率放大器以及比较例的功率放大器的电路仿真结果的图。详细地，是示出使第一功率放大电路4以及第一功率放大电路140所输出的高频信号RF1的功率Pout1变化的情况下的、第一功率放大电路4以及第一功率放大电路140中的噪声的指标的图。
在图8中，作为噪声的指标使用了上述的Gain1_noise-Gain1。
在图8中，将高频输入信号RFin的频率f1设为作为GSM(注册商标)的1.9GHz频段的发送(上行)频率的1910MHz，将原噪声的频率f2设为20MHz。
在图8中，线221以及线222示出比较例的功率放大器100的噪声的指标，线223以及线224示出第一实施方式的功率放大器1的噪声的指标。
线221示出在比较例的功率放大器100中在1930MHz处检测的噪声的指标。
线222示出在比较例的功率放大器100中在1890MHz处检测的噪声的指标。
线223示出在第一实施方式的功率放大器1中在1930MHz处检测的噪声系数。
线224示出在第一实施方式的功率放大器1中在1890MHz处检测的噪声系数。
如图8所示，在同一频率条件下，与比较例的功率放大器100相比，第一实施方式的功率放大器1能够抑制噪声的指标。
图9是示出第一实施方式的功率放大器以及比较例的功率放大器的电路仿真结果的图。详细地，是示出使第一功率放大电路4以及第一功率放大电路140所输出的高频信号RF1的功率Pout1变化的情况下的、第一功率放大电路4的增益以及第一功率放大电路140的增益的图。
在图9中，线231示出比较例的第一功率放大电路140的增益，线232示出第一实施方式的第一功率放大电路4的增益。
在第一实施方式中，通过设置第二阻抗电路R7，从而晶体管4a的负载阻抗上升，因此可知第一功率放大电路4的增益上升。
图10是示出第一实施方式的功率放大器的电路仿真结果的图。详细地，将第一阻抗电路R3以及第二阻抗电路R7设为电阻31(参照图3)。然后，将第一阻抗电路R3的电阻值分配为10欧姆(ohm)、5欧姆以及2欧姆这三种，将第二阻抗电路R7的电阻值分配为0欧姆、2欧姆以及4欧姆这三种。是示出这合计九种的情况下的功率放大器1的增益GAIN(dB)、接收频带噪声的功率电平RxBN(dBm/100kHz)、噪声系数NF(dB)、最大输出功率电平Pout_max(dBm)以及最大功率附加效率PAE_max(％)的图。
图11是示出第一实施方式的功率放大器的电路仿真结果的图。详细地，是在横轴取图10的第二阻抗电路R7的电阻值并在纵轴取图10的噪声系数NF的曲线图。
在图11中，线241示出第一阻抗电路R3的电阻值为10欧姆的情况，线242示出第一阻抗电路R3的电阻值为5欧姆的情况，线243示出第一阻抗电路R3的电阻值为2欧姆的情况。
如线242以及线243所示，在第一阻抗电路R3的电阻值为5欧姆或2欧姆的情况下，若第二阻抗电路R7的电阻值为2欧姆，则噪声系数NF的值变小，从而优选。此外，如线241所示，在第一阻抗电路R3的电阻值为10欧姆的情况下，若第二阻抗电路R7的电阻值为0欧姆或2欧姆，则噪声系数NF的值变小，从而优选。
在各种条件下进行了电路仿真的结果是，可知，在高频输入信号RFin的频带中，若为(R3的阻抗值)＞(R7的阻抗值)的关系，则噪声系数NF的值变小，从而优选。进而，可知，若为(R3的阻抗值)∶(R7的阻抗值)＝9∶1.5的关系，则噪声系数NF的值变小，从而优选。例如，可知，若第一阻抗电路R3的电阻值为9欧姆且第二阻抗电路R7的电阻值为1.5欧姆，则噪声系数NF的值变小，从而优选。
像以上说明的那样，第一实施方式的功率放大器1通过在第二功率放大电路7内的晶体管7a与基准电位之间设置第二阻抗电路R7，从而能够抑制噪声。由此，功率放大器1能够应对GSM(注册商标)对接收频带噪声的苛刻的要求。
(第二实施方式)
图12是示出第二实施方式的功率放大器的结构的图。功率放大器1A形成在IC芯片2A上。
与第一实施方式的功率放大器1相比较，功率放大器1A代替第一功率放大电路4而包含第一功率放大电路4A。
功率放大器1A的其它电路结构与第一实施方式的功率放大器1是同样的。因此，在功率放大器1A和功率放大器1中，对同一构成要素标注同一附图标记，并省略说明。
第一功率放大电路4A、第二功率放大电路7以及第三功率放大电路10构成3级的功率放大电路。另外，功率放大电路的级数并不限定于3级，只要为多级即可，也可以是2级，还可以是4级以上。
与第一功率放大电路4相比较，第一功率放大电路4A还包含晶体管4d。晶体管4d的发射极与晶体管4a的集电极连接。晶体管4d的集电极经由端子2f以及扼流电感器21与电源电位Vcc连接。经由端子2h向晶体管4d的基极输入第四偏置电流Icas。晶体管4d的基极以交流方式接地。也就是说，晶体管4d是基极接地电路。
像以上那样，晶体管4a的发射极经由第一阻抗电路R3与基准电位连接，晶体管4a的集电极与晶体管4d的发射极连接，晶体管4d的集电极经由扼流电感器21与电源电位Vcc连接。也就是说，晶体管4a以及晶体管4d构成共基共射连接电路(cascode-connectedcircuit)。
在晶体管4a的集电极连接有晶体管4d的发射极。而且，晶体管4d是基极接地电路。因此，晶体管4d进行动作，使得基极-发射极间的电压变得恒定。由此，晶体管4a的集电极电压被抑制为晶体管4d的发射极电压。
在第一功率放大电路4A中，晶体管4a的集电极与晶体管4d的发射极连接，因此从晶体管4a观察的负载阻抗的变动在某种程度上被晶体管4d抑制。即便如此，从晶体管4a观察的负载阻抗仍可能由于第二功率放大电路7内的晶体管7a的基极电位的变动而受到影响从而变动。然而，通过在第二功率放大电路7内的晶体管7a与基准电位之间设置第二阻抗电路R7，从而能够抑制从晶体管4a观察的负载阻抗的变动。由此，功率放大器1A能够抑制接收频带噪声。
第二实施方式的功率放大器1A通过在第二功率放大电路7内的晶体管7a与基准电位之间设置第二阻抗电路R7，从而能够抑制噪声。由此，功率放大器1A能够应对GSM(注册商标)对接收频带噪声的苛刻的要求。
另外，上述的实施方式用于使本发明容易理解，并非用于对本发明进行限定解释。本发明能够在不脱离其主旨的情况下进行变更/改良，并且本发明还包含其等价物。

Claims (3)

1.一种功率放大器，具备分别包含晶体管的多级功率放大电路，对高频信号进行放大，其中，
第一级的所述功率放大电路包含：第一阻抗电路，设置在所述晶体管的发射极与基准电位之间，具有不根据频率而变化的阻抗或根据频率而变化的阻抗，
第二级的所述功率放大电路包含：第二阻抗电路，设置在所述晶体管的发射极与基准电位之间，具有不根据频率而变化的阻抗或根据频率而变化的阻抗，
在所述高频信号的频带中，所述第一阻抗电路的阻抗值大于所述第二阻抗电路的阻抗值。
2.根据权利要求1所述的功率放大器，其中，
所述第一阻抗电路或所述第二阻抗电路是电阻、电感器或储能电路中的任一者。
3.根据权利要求1所述的功率放大器，其中，
所述第一阻抗电路的阻抗值与所述第二阻抗电路的阻抗值之比为9比15。
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