CN110492724A - 一种功率管驱动电路及驱动方法 - Google Patents

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Abstract

本发明提供了一种功率管的驱动电路及驱动方法，涉及电力电子变换领域。在功率管关断前，通过预关闭过程提前泄放功率管栅极的部分电荷，从而实现功率管的开始关断。其中，通过当前周期内预关闭的结束时刻和功率管的关断时刻之间的时间间隔来自适应地调整下一周期预关闭的启动时刻。通过自适应调整预关闭的启动时刻能有效地保障预关闭的顺利开始与结束，尤其是应用于驱动同步整流功率管时，能保障在DCM、CCM甚至深度CCM都能够自适应调整预关闭开始和结束时刻，保障预关闭的顺利开始与结束。

Description

一种功率管驱动电路及驱动方法
技术领域
本发明涉及电力电子变换领域，更具体地，涉及一种功率管驱动电路及驱动方法。
背景技术
随着电子技术的发展，功率管作为电路中的开关元件，其得到了越来越多的应用。然而，功率管在诸如同步整流等应用电路中，其始终存在着关断速度过慢的问题。如果关断功率管需要泄放的栅极电荷Qg越多，功率管栅极(G)对源极(S)电压VGS降至0V的过渡时间就越长，功率管关断的速度就越慢。
功率管的关断速度过慢会对其所在电路带来不良的影响，尤其是在如图1所示的普通反激式同步整流电路中。图2显示了与图1相对应的工作波形图，由图2可知，从同步整流功率管的漏源电压VDS由负电压变成0V电压到同步整流功率管真正关断的滞后时间Tdly_sum由两部分组成，即零伏电压比较器响应时间Tdly_cmp和同步功率管栅源电压VGS降至0V的过渡时间Tdly_gs。如果关断同步整流功率管需要泄放的栅极电荷Qg越多，Tdly_gs时间会越长，造成功率管关断速度慢。由于同步整流功率管的关断滞后，在其完全关断前，漏极到源极有反向电流流过变压器漏感(如图2的Iout波形)，产生漏感能量；同步整流功率管关断后漏感和同步整流功率管的输出电容形成谐振，同步整流功率管的漏源电压VDS会产生漏感尖峰电压(如图2的点2)。尤其是连续电流模式(CCM)，如果关断不及时产生的漏感能量很大，造成的漏感尖峰电压很高(如图2的点2)，超过同步整流功率管的崩溃电压，会导致同步整流功率管击穿，并造成系统的损坏。
发明内容
有鉴于此，本发明公开了一种功率管的驱动电路、控制方法；其通过对功率管进行预关闭的方式，提前泄放功率管栅极多余的输入电荷，可大幅度提高功率管的关断速度，以克服现有技术中由于关断滞后造成功率管和系统损坏的缺陷。
本发明公开了一种功率管驱动电路，其中包括检测模块、预关闭执行电路模块、功率管开关信号产生模块以及控制逻辑模块；
其中，所述检测模块的输出端连接所述控制逻辑模块，所述控制逻辑模块的两个控制信号输出端分别连接所述预关闭执行电路模块和所述功率管开关信号产生模块，所述预关闭执行电路模块和所述功率管开关信号产生模块两者的输出端均连接功率管的栅极；
所述检测模块用于检测功率管的漏源电压VDS；所述预关闭执行电路模块用于对导通的功率管进行预关闭，即在功率管关闭前，提前泄放功率管栅极的部分电荷；所述功率管开关信号产生模块用于周期性地产生导通功率管的第一信号和关断功率管的第二信号；所述控制逻辑模块内包括自适应调整模块，所述自适应调整模块用于产生启动所述预关闭执行电路模块的第三信号和停止所述预关闭执行电路模块的第四信号；所述功率管开关信号产生模块的输出端与所述自适应调整模块相连；所述自适应调整模块可根据当前周期产生第四信号的预关闭结束时刻t2与产生第二信号的功率管关断时刻t3之间的时间间隔td的大小来调整下一周期产生第三信号的预关闭启动时刻t1。
优选地，所述自适应调整模块至少包括时间比较模块和预关闭启动时刻生成模块；所述时间比较模块用于比较当前周期内所述时间间隔td与第一时间阈值Tth1和第二时间阈值Tth2的大小关系，并生成下一周期预关闭启动时刻t1的调节控制信号；其中所述第一时间阈值Tth1和第二时间阈值Tth2为提前设置的固定参数，且第一时间阈值Tth1大于第二时间阈值Tth2；所述预关闭启动时刻生成模块用于根据所述调节控制信号生成与t1时刻相应的时序信号。
优选地，所述时间比较模块内包括第一使能信号的输入端；所述第一使能信号在当前周期的所述时间间隔td内高电平有效；所述第一使能信号的输入端连接第一开关管的控制端，所述第一使能信号的输入端经过非门后连接第二开关管的控制端；所述第一开关管的一端通过第一电流源后连接到电压源VDD，所述第一开关管的另一端通过第一电容接地，所述第一电容与所述第二开关管并联连接；所述第一开关管与所述第一电容的连接点同时还连接到第一比较器和第二比较器的正输入端连接；所述第一比较器的负输入端接入第一电压阈值Vth1，所述第二比较器的负输入端接入第二电压阈值Vth2；其中，所述第一电压阈值Vth1为所述第一时间阈值Tth1转换为的电压阈值，所述第二电压阈值Vth2为所述第二时间阈值Tth2转换为的电压阈值；所述时间比较模块内还包括n位计数器，所述n位计数器用于根据所述第一比较器和所述第二比较器的输出值来生成所述调节控制信号。
优选地，所述n位计数器包括加一信号输入端、保持信号输入端以及n位输出端；所述第一比较器的信号输出端连接所述加一信号输入端，所述第一比较器的反向信号输出端和所述第二比较器的信号输出端通过与门后连接到所述保持信号输入端；在保持信号为高电平时，其n位输出保持不变；在保持信号为低电平且加一信号为高电平时，其n位输出执行加一动作；在保持信号和加一信号均为低电平时，其n位输出执行减一动作，所述n位计数器被设置为仅在第一使能信号由高电平有效变为低电平无效的跳变时被触发进行计数值的操作。
优选地，所述预关闭启动时刻生成模块内包括第二使能信号的输入端；所述第二使能信号在下一周期中功率管导通的时刻与下一周期中的预关闭启动时刻t1之间有效；所述第二使能信号的输入端连接第三开关管的控制端，所述第二使能信号的输入端经过非门后连接第四开关管的控制端；所述第三开关管的一端通过第二电流源后连接到所述电压源VDD，所述第三开关管的另一端通过n个并联的受控电容电路后接地，所述受控电容电路同时也与所述第四开关管并联连接；每个所述受控电容电路由一个时基电容和一个时基开关管串联组成；n个所述时基开关管的控制端与所述n位计数器的n位输出一一对应连接；所述受控电容电路与所述第三开关管的连接点同时还连接到第三比较器的正输入端连接；所述第三比较器的负输入端连接参考电压Vref；当所述第三比较器的输出信号为高电平时，即到达下一周期预关闭启动时刻t1。
优选地，所述控制逻辑模块内还包括拐点检测模块；所述拐点检测模块的输入端连接检测模块，其用于在功率管的预关闭期间检测功率管漏源电压VDS的拐点；所述拐点检测模块的输出端连接所述自适应调整模块，所述自适应调整模块在拐点检测模块检测到功率管漏源电压VDS的拐点时，产生停止所述预关闭执行电路的第四信号。
优选地，所述控制逻辑模块内还包括零伏电压比较器；所述零伏电压比较器的输入端连接检所述检测模块，其被配置为持续判断功率管漏源电压VDS是否到达过零点；所述零伏电压比较器在检测到功率管漏源电压VDS为由正电压向负电压变化的过零点时，触发所述功率管开关信号产生模块产生导通功率管的第一信号；在检测到功率管漏源电压VDS为由负电压向正电压变化的过零点时，触发所述功率管开关信号产生模块产生关断功率管的第二信号。
优选地，所述预关闭执行电路包括在功率管栅极与源极之间串联连接的一可控开关和一电流源，或所述预关闭执行电路包括在功率管栅极与源极之间串联连接的一可控开关和一电阻；其中所述可控开关由所述自适应调整模块控制。
优选地，所述功率管驱动电路用于驱动同步整流电路中的同步整流功率管。
优选地，当所述同步整流电路为有源钳位反激式同步整流电路或LLC谐振式同步整流电路时，所述自适应调整模块内还设置有当前周期预关闭启动时刻t1的下限值，所述下限值为上一周期功率管开关导通时间段ton的一半。
根据本发明的第二方面，提供一种功率管的驱动方法，所述驱动方法采用的驱动电路包括检测模块、预关闭执行电路模块、功率管开关信号产生模块以及控制逻辑模块；
所述驱动方法通过功率管开关信号产生模块周期性地导通与关闭功率管；所述驱动方法包括在功率管的导通周期内通过预关闭执行电路模块对功率管进行预关闭，即在功率管关断前，提前泄放功率管栅极的部分电荷；
所述驱动方法还包括通过控制逻辑模块对预关闭的启动时刻t1进行自适应调整，所述自适应调整可根据当前周期预关闭结束的时刻t2与触发功率管关闭的时刻t3两者的时间间隔td来调整下一周期预关闭的启动时刻t1。
优选地，所述预关闭包括对功率管漏源电压VDS的拐点检测，在预关闭期间检测到功率管漏源电压VDS出现拐点时，结束对功率管的预关闭。
优选地，在检测到功率管的漏源电压VDS为由正电压向负电压变化的过零点时，导通功率管；在检测到功率管的漏源电压VDS为由负电压向正电压变化的过零点时，关闭功率管。
优选地，通过在功率管栅极与源极之间串联连接的一可控开关和一电流源，或在所述功率管栅极与源极之间串联连接的一可控开关和一电阻这两种方式来实现所述预关闭中对功率管栅极部分电荷的泄放。
优选地，所述自适应调整具体为：
t1(k+1)＝t1(k)+Δt td(k)＞Tth1
t1(k+1)＝t1(k)-Δt td(k)＜Tth2
t1(k+1)＝t1(k) Tth2≤td(k)≤Tth2
式中，k为当前功率管导通的周期，相应地，k+1为下一个功率管导通的周期；t1(1)为预设的初始值，Tth1和Tth2为预设的阈值，△t为预设的单次时间调整值。
优选地，所述功率管的驱动方法可用于驱动同步整流电路中的同步整流功率管。
优选地，当所述同步整流电路为有源钳位反激式同步整流电路或LLC谐振式同步整流电路时，其中还设置有当前周期预关闭启动时刻t1的下限值，其为上一周期功率管开关导通时间段ton的一半。
附图说明
参照附图下面说明本公开内容的实施例，这将有助于更加容易地理解本公开内容的以上和其他目、特点和优点。附图只是为了示出本公开内容的原理。在附图中：
图1示出了同步整流开关电源结构；
图2示出了现有同步整流技术控制原理波形图；
图3示出了本发明功率管驱动电路的结构框图；
图4示出了功率管导通后漏源电阻RDS(on)与VGS的关系图；
图5示出了本发明中预关闭执行电路模块的实施例；
图6(a)示出了本发明中自适应调整模块中时间比较模块的实施例；
图6(b)示出了本发明中自适应调整模块中预关闭启动时刻生成模块的实施例；
图7示出了功率管驱动电路在同步整流电路中的应用；
图8示出了功率管驱动电路用于同步整流电路时的电路参数波形图；
图9示出了在有源钳位反激或LLC谐振开关电源中输出的电流波形图；
图10示出了功率管预关闭控制逻辑流程图。
具体实施方式
在下文中将结合附图对本公开内容的示例性实施例进行描述。为了清楚和简明起见，在说明书中并未描述实际实施例的所有特征。然而，应该了解，在开发任何这种实际实施例的过程中可以做出很多特定于实施例的决定，以便实现开发人员的具体目标，并且这些决定可能会随着实施例的不同而有所改变。
在此，还需要说明的一点是，为了避免因不必要的细节而模糊了本公开内容，在附图中仅仅示出了与根据本公开内容的方案密切相关的装置结构，而省略了与本公开内容关系不大的其他细节。
应理解的是，本公开内容并不会由于如下参照附图的描述而只限于所描述的实施形式。在本文中，在可行的情况下，实施例可以相互组合、不同实施例之间的特征替换或借用、在一个实施例中省略一个或多个特征。
图3给出了本发明实施例的功率管驱动电路结构框图。
如图3所示，本发明中的功率管驱动电路包括检测模块1、预关闭执行电路2、功率管开关信号产生模块3、控制逻辑模块4。其中，控制逻辑模块4内包括拐点检测模块41、零伏电压比较器42、自适应调整模块43。
检测模块1将检测到的功率管的漏源电压VDS发送至控制逻辑模块4中的拐点检测模块41和零伏电压比较器42。检测模块1可以采用现有技术中的电压检测电路，在此不作具体限定。
零伏电压比较器42用于检测功率管的漏源电压VDS是否到达过零点，其输出端连接功率管开关信号产生模块3。
在零伏电压比较器42检测到功率管的漏源电压VDS由正电压向负电压变化的过零点时，功率管开关信号产生模块3产生导通功率管的信号；在功率管的漏源电压VDS由负电压向正电压变化的过零点时，产生关断功率管的信号。
功率管开关信号产生模块3的输出端连接对应功率管的栅极，其用于产生能直接控制功率管导通与关断的信号。同时，功率管开关信号产生模块3的输出端还连接到自适应调整模块43，用于在产生导通功率管信号的同时为自适应调整模块43提供0时刻的使能信号，以及在产生关闭功率管信号的同时为自适应调整模块43提供t3时刻的结束使能信号。
拐点检测模块41用于在功率管的预关闭阶段检测功率管的漏源电压VDS是否出现拐点，其输出端连接自适应调整模块43。
自适应调整模块43可根据当前周期内对功率管预关闭结束时刻t2以及功率管开关信号产生模块3产生关闭功率管信号的时刻t3之间的时间间隔td的大小，从而来调节下一个周期对功率管预关闭开始时刻t1的值。
进一步地，自适应调整模块43内提前设置有第一个周期内对功率管预关闭开始时刻t1的初始值。
自适应调整模块43在到达t1时刻时，产生启动预关闭执行模块的控制信号。
图4为功率管的漏源电阻RDS(on)与栅源电压VGS的关系图，由图4可知，当功率管的栅源电压VGS下降到一定值(图4中的点4)后，其漏源电阻RDS(on)的阻值增加斜率陡变，在点4时刻，可以认为Iout不变，由公式
VDS＝-RDS(on)×Iout (1)
得知，VDS电压会负向增加，VDS产生拐点(如图4中点4)。
本发明中，当控制逻辑模块检测到此拐点后即到达当前周期功率管预关闭的结束时刻t2，控制逻辑模块改变控制信号预关闭控制状态，停止对功率管M1的G端到S端的放电，预关闭结束，VGS在预关闭结束后保持恒定。
本发明中，拐点检测模块41的一个具体实施方式为，在拐点检测模块41内预设有阈值VDS_th，其为负数，拐点检测模块41在预关闭阶段，连续记录VDS的值，并比较当前时刻采样的VDS(n)与前一时刻采样的VDS(n-1)的差值，判断该差值是否小于VDS_th，即判断VDS(n)-VDS(n-1)<VDS_th是否成立。若成立，则说明该时刻采样到的VDS电压点即为拐点，此时，自适应调整模块产生停止预关闭执行电路的控制信号，同步整流功率管的预关闭结束。
采用本发明的功率管驱动电路可以使得其中的零伏电压比较器42相较于现有技术具有更快的响应速度。这是由于在功率管的预关闭结束后，VGS保持恒定，RDS(on)恒定，Iout继续减小，由公式(1)得知，VDS开始负向减小，由于当前VGS值对应RDS(on)较大，导致VDS变化斜率比预关闭阶段要大，所以本发明中的零伏电压比较器42具有更快的响应速度。
进一步地，零伏电压比较器42一直工作，如果零伏电压比较器42在功率管导通期间的任一时刻检测到VDS由负电压向正电压变化的过零点，则立即关断功率管，起到在异常情况下也可以保护功率管的作用。
图5为本发明中预关闭执行电路2的一种具体实施方式，预关闭执行电路2包括在功率管栅极与源极串联连接的一可控开关和一电流源Ipre，或者是包括在功率管栅极与源极串联连接的一可控开关和一电阻R。其中可控开关由自适应调整模块输出的预关闭控制信号控制，当预关闭控制信号有效时，导通可控开关，功率管栅源电压VGS通过电流源Ipre泄放能量从而实现降压，当预关闭控制信号无效时，可控开关关断，VGS电压保持恒定。
图6(a)和图6(b)为自适应调整模块内部的两个主要电路结构。
如图6(a)所示的时间比较模块，其中第一使能信号t2_t3_enable用于控制第一开关管k1和第二开关管k2的通断。第一使能信号t2_t3_enable在当前周期功率管预关闭结束时刻t2与功率管开关信号产生模块3产生关闭功率管信号的时刻t3之间有效。
当第一使能信号t2_t3_enable有效时，第一开关管k1导通，第二开关管k2断开，电压源VDD通过第一电流源I1和第一电容C1接地，第一比较器和第二比较器的正输入端的电压Vx即为第一电容C1两端的电压。
当第一使能信号t2_t3_enable变为低电平时，第一开关管k1断开，第二开关管k2导通，第一电容C1的两端被短接，第一比较器和第二比较器的正输入端的电压Vx通过第二开关管k2接地。
由此，通过只在t2和t3时刻之间有效的第一使能信号t2_t3_enable及其控制的上述电路即可将t2和t3之间的时间间隔td转换为其对应的电压值Vx。
进一步，第一比较器的负输入端接入电压阈值Vth1，第二比较器的负输入端接入电压阈值Vth2；其中，电压阈值Vth1和Vth2分别为时间阈值Tth1和Tth2转换为的电压阈值。
第一比较器输出ADD信号到n位计数器的加一信号输入端，第一比较器的反向信号输出端和第二比较器的信号输出端通过与门后输出HOLD信号到n位计数器的保持信号输入端。
由于在t2_t3_enable高电平有效时，电压Vx是不断增加的，因此，只有在t2_t3_enable由高电平有效变为低电平无效的跳变的时刻，电压Vx才与t2和t3之间的时间间隔td相对应，故，n位计数器被设置为仅在第一使能信号t2_t3_enable由高电平有效变为低电平无效的跳变时被触发进行计数值的操作，其余时刻均锁存原值。
通过第一比较器和第二比较器产生ADD和HOLD信号，当HOLD＝1时，n位计数器的值保持不变，当HOLD＝0并且ADD＝1时，n位计数器进行加一动作，当HOLD＝0并且ADD＝0时，进行减一动作，得到n位计数器值Bit[0:n-1]。
如图6(b)所示的预关闭启动时刻生成模块，其中n位计数器的值Bit[0:n-1]用于分别控制预关闭启动时刻生成模块中的n个时基开关管S0～Sn-1的通断，从而进一步分别控制n个时基电容CS0～CSn-1是否接入电路中。其中CSi＝(CS0)i+1，0<i<n-1，如，CS0＝2pF，则CS1＝4pF，CS2＝8pF。
在图6(b)中，第二使能信号0_t1_enable用于控制第三开关管k3和第四开关管k4的通断。第二使能信号0_t1_enable在下一周期中的0时刻与t1时刻之间有效，即，当下一周期功率管开关信号产生模块3产生导通功率管信号的0时刻起，第二使能信号0_t1_enable变为高电平有效，当第三比较器输出高电平时，即到达下一周期的t1时刻时，第二使能信号0_t1_enable变为低电平无效。另外需要提及的是，图6(b)中所说的下一个周期是相对于图6(a)中的当前周期而言的。
如图6(b)所示，当第二使能信号0_t1_enable有效时，通过电压源VDD、第二电流源I2以及被n位计数器选择连接到电路中的时基电容共同转换得到电压信号Vy，其中，Ctotal为被n位计数器选择连接到电路中的时基电容的电容值总和。
电压信号Vy输入到第三比较器的正输入端，参考信号Vref输入到第三比较器的负输入端，当电压信号Vy大于参考电压Vref时，第三比较器输出变为高电平有效，该信号为t1时刻相应的时序信号，此时即为启动预关闭电路的t1时刻。
由于同时参考电压Vref是提前设定的固定电压值，因此，Vy在增大到固定电压值Vref的时间段(0到t1)是由被n位计数器选择连接到电路中的总电容值Ctotal决定的。因此，当下一周期中连接到电路中的电容值增加，即Ctotal增加，则下一周期启动预关闭电路的t1时刻相对于当前周期的t1时刻会向后延迟，反之则提前。
由上可知，图6中的两个电路共同实现了通过当前周期t2和t3时刻的时间间隔td与阈值Tth1和Tth2的大小关系来自适应地调整下一周期启动预关闭电路的t1时刻，最终使得时间间隔td处于预设的阈值Tth1和Tth2之间。同时，实际应用中，需根据所采用的硬件电路来设定在自适应调整控制中时间间隔td达到稳态后的范围值，即对应于阈值Tth1和Tth2，从而保证功率管的关断效果。
本发明的功率管驱动电路尤其适用于同步整流开关电源中，用于驱动同步整流功率管。
在同步整流开关电源中，同步整流功率管所存在的关断滞后可能造成功率管和系统的损坏。现有技术中虽然也提出了对同步整流功率管进行预关闭的控制方式，但主要采用的是设置同步整流功率管漏源电压VDS的电压阈值来作为预关闭启动和结束的控制。而这种方法的缺点在于当开关电源处于CCM(连续电流模式)时，由于电流连续程度的不同，如果还是采用单一的电压阈值判断预关闭的启动时刻，那么当处于深度CCM时，功率管的漏源电压VDS直到功率管需要关断时刻都无法到达该阈值电压，那么将无法启动预关闭，导致漏感尖峰电压很高；如若为了在深度CCM也可以进入预关闭而将预关闭启动时刻的电压阈值负向增大，则会导致在浅度CCM或DCM(断续电流模式)时预关闭启动时刻过早，使得开关管的驱动电压维持在导通阈值电压点的时间过长，导致同步整流效率变低。
图7为本发明中功率管驱动电路在普通反激式同步整流电路中的应用，同步整流电路至少包括变压器T1、位于变压器T1原边的开关管K1以及位于变压器T1副边的同步整流开关管M1，带自适应预关闭的功率管驱动电路连接同步整流开关管M1，用于控制M1的开通、关断以及预关闭。其中功率管驱动电路与前述的具体实施例相同。
图8为本发明中功率管驱动电路用于同步整流电路时的工作波形图。
本发明在DCM、CCM甚至深度CCM都能够自适应调整预关闭开始和结束时刻，避免了采用阈值电压作为判断条件的缺陷。本发明可以同时减小零伏电压比较器的响应时间和关断功率管的时间，通过图8和图2的关断滞后时间相比，总的关断滞后时间大大缩短；通过图8中的点6和图2中的点2相比，同步整流功率管的漏源电压VDS电压不会过冲，可以起到保护同步整流功率管的作用。
进一步地，本发明中的功率管驱动电路还可应用于除图7以外其他拓扑结构的开关电源应用中。
在某些类型的开关电源应用中，如有源钳位反激开关电源或LLC谐振开关电源，由于在功率管导通期间，Iout输出为正弦波形，如图9所示，如果只用普通反激开关电源控制策略，当t1时刻出现在功率管导通区间的前半部分时，VDS的波形也会呈现出负向增加的趋势，拐点检测模块41便会误触发，导致功率管的预关闭提前结束。因此，必须要保证功率管的预关闭要在上一开关周期导通区间的一半之后启动。
如图10所示，根据本发明的实施例，还提出了一种功率管的驱动方法，其具体过程如下所示：
步骤1：持续检测功率管的漏源电压VDS是否达到由正电压变为负电压的过零点；
步骤2：当检测到功率管的漏源电压VDS达到由正压变为负压的过零点时，定义该时刻为0，计时器开始从0计时；同时控制功率管的栅源电压VGS，从而导通功率管；
步骤3：当计时器计时到预先计算的t1时刻时，对功率管的栅源电压VGS进行放电处理，预关闭开始；
步骤4：检测功率管的漏源电压VDS是否出现拐点；
步骤5：当检测到功率管的漏源电压VDS出现拐点时，停止对功率管的栅源电压VGS的放电处理，预关闭结束，保存该时刻值为t2；
步骤6：持续检测功率管的漏源电压VDS是否达到由负电压变为正电压的过零点；
步骤7：当检测到漏源电压VDS达到由负压变为正压的过零点时，保存该时刻值为t3，控制功率管的栅源电压VGS为零，从而完全关断功率管；
步骤8：开始执行预关闭启动时刻t1的自适应调整控制，将计算出的t1值作为下一个周期功率管预关闭开始的时刻；
步骤9：进入下一个周期，回到步骤1。
上述方法的步骤8中，预关闭启动时刻t1的自适应调整控制具体为：
根据当前功率管的开关周期中，即第k个周期中，预关闭结束时刻t2(k)和过零点关闭时刻t3(k)的值计算两者的时间间隔td(k)，再根据td(k)和当前周期预关闭开始时刻t1(k)计算得到下一个功率管开关周期，即第k+1个周期的预关闭开始时刻t(k+1)，计算公式如下所示：
t1(k+1)＝t1(k)+Δt td(k)＞Tth1
t1(k+1)＝t1(k)-Δt td(k)＜Tth2
t1(k+1)＝t1(k) Tth2≤td(k)≤Tth1
式中，k≥1，当k＝1时，t1(1)为提前设定的初始值，可设定t1(1)为功率管导通周期ton内的某一值，如0.5*ton。
Tth1和Tth2是判断是否需要调节和如何调节所需要的阈值，在实际应用中可根据电路的硬件特性进行提前设定，如设定Tth1＝100ns，Tth2＝50ns。
△t为提前设定的单次时间调整值。
上述功率管的驱动方法同样可用于对同步整流开关电源中同步整流功率管的驱动。
进一步地，在某些类型的开关电源应用中，如有源钳位反激开关电源或LLC谐振开关电源，由于在功率管导通期间，Iout输出为正弦波形，如图9所示，如果只用普通反激开关电源控制策略，当t1时刻出现在功率管导通区间的前半部分时，VDS的波形也会呈现出负向增加的趋势，拐点检测模块41便会误触发，导致功率管的预关闭提前结束。因此，必须要保证功率管的预关闭要在上一开关周期导通区间的一半之后启动。
应该理解，术语“包括”在本文使用时指特征、整件、步骤或组件的存在，但并不排除一个或多个其他特征、整件、步骤或组件的存在或附加。
应该理解，在不偏离本公开内容的精神的情况下，针对一个实施例描述和/或示出的特征可以以相同或类似的方式在一个或多个其他实施例中使用，与其他实施例中的特征相组合，或替代其他实施例中的特征。
以上结合具体的实施例对本公开内容进行了描述，但本领域技术人员应该清楚，这些描述都是示例性的，并不是对本公开内容的保护范围的限制。本领域技术人员可以根据本公开内容的精神和原理对本公开内容做出各种变型和修改，这些变型和修改也在本公开内容的范围内。

Claims (17)

1.一种功率管驱动电路，其特征在于，其中包括检测模块、控制逻辑模块、预关闭执行电路模块以及功率管开关信号产生模块；
其中，所述检测模块的输出端连接所述控制逻辑模块，所述控制逻辑模块的两个控制信号输出端分别连接所述预关闭执行电路模块和所述功率管开关信号产生模块，所述预关闭执行电路模块和所述功率管开关信号产生模块两者的输出端均连接功率管的栅极；
所述检测模块用于检测功率管的漏源电压VDS；
所述预关闭执行电路模块用于对导通的功率管进行预关闭，即在功率管关闭前，提前泄放功率管栅极的部分电荷；
所述功率管开关信号产生模块用于周期性地产生导通功率管的第一信号和关断功率管的第二信号；
所述控制逻辑模块内包括自适应调整模块，所述自适应调整模块可产生启动所述预关闭执行电路模块的第三信号和停止所述预关闭执行电路模块的第四信号；所述功率管开关信号产生模块的输出端与所述自适应调整模块相连；所述自适应调整模块可根据当前周期产生第四信号的预关闭结束时刻t2与产生第二信号的功率管关断时刻t3之间的时间间隔td的大小来调整下一周期产生第三信号的预关闭启动时刻t1。
2.如权利要求1所述的功率管驱动电路，其特征在于，所述自适应调整模块至少包括时间比较模块和预关闭启动时刻生成模块；所述时间比较模块用于比较当前周期内所述时间间隔td与第一时间阈值Tth1和第二时间阈值Tth2的大小关系，并生成下一周期预关闭启动时刻t1的调节控制信号；其中所述第一时间阈值Tth1和第二时间阈值Tth2为提前设置的固定参数，且第一时间阈值Tth1大于第二时间阈值Tth2；所述预关闭启动时刻生成模块用于根据所述调节控制信号生成与t1时刻相应的时序信号。
3.如权利要求2所述的功率管驱动电路，其特征在于，所述时间比较模块内包括第一使能信号的输入端；所述第一使能信号在当前周期的所述时间间隔td内高电平有效；所述第一使能信号的输入端连接第一开关管的控制端，所述第一使能信号的输入端经过非门后连接第二开关管的控制端；所述第一开关管的一端通过第一电流源后连接到电压源VDD，所述第一开关管的另一端通过第一电容接地，所述第一电容与所述第二开关管并联连接；所述第一开关管与所述第一电容的连接点同时还连接到第一比较器和第二比较器的正输入端连接；所述第一比较器的负输入端接入第一电压阈值Vth1，所述第二比较器的负输入端接入第二电压阈值Vth2；其中，所述第一电压阈值Vth1为所述第一时间阈值Tth1转换为的电压阈值，所述第二电压阈值Vth2为所述第二时间阈值Tth2转换为的电压阈值；所述时间比较模块内还包括n位计数器，所述n位计数器用于根据所述第一比较器和所述第二比较器的输出值来生成所述调节控制信号。
4.如权利要求3所述的功率管驱动电路，其特征在于，所述n位计数器包括加一信号输入端、保持信号输入端以及n位输出端；所述第一比较器的信号输出端连接所述加一信号输入端，所述第一比较器的反向信号输出端和所述第二比较器的信号输出端通过与门后连接所述保持信号输入端；所述n位计数器在保持信号为高电平时，其n位输出保持不变；在保持信号为低电平且加一信号为高电平时，其n位输出执行加一动作；在保持信号和加一信号均为低电平时，其n位输出执行减一动作；所述n位计数器被设置为仅在第一使能信号由高电平有效变为低电平无效的跳变时被触发进行计数值的操作。
5.如权利要求4所述的功率管驱动电路，其特征在于，所述预关闭启动时刻生成模块内包括第二使能信号的输入端；所述第二使能信号在下一周期中功率管导通的时刻与下一周期中的预关闭启动时刻t1之间有效；所述第二使能信号的输入端连接第三开关管的控制端，所述第二使能信号的输入端经过非门后连接第四开关管的控制端；所述第三开关管的一端通过第二电流源后连接到所述电压源VDD，所述第三开关管的另一端通过n个并联的受控电容电路后接地，所述受控电容电路同时也与所述第四开关管并联连接；每个所述受控电容电路由一个时基电容和一个时基开关管串联组成；n个所述时基开关管的控制端与所述n位计数器的n位输出一一对应连接；所述受控电容电路与所述第三开关管的连接点同时还连接到第三比较器的正输入端连接；所述第三比较器的负输入端连接参考电压Vref；当所述第三比较器的输出信号为高电平时，即到达下一周期预关闭启动时刻t1。
6.如权利要求1所述的功率管驱动电路，其特征在于，
所述控制逻辑模块内还包括拐点检测模块；
所述拐点检测模块的输入端连接检测模块，其用于在功率管的预关闭期间检测功率管漏源电压VDS的拐点；
所述拐点检测模块的输出端连接所述自适应调整模块，所述自适应调整模块在拐点检测模块检测到功率管漏源电压VDS的拐点时，产生停止所述预关闭执行电路的第四信号。
7.如权利要求1所述的功率管驱动电路，其特征在于，
所述控制逻辑模块内还包括零伏电压比较器；
所述零伏电压比较器的输入端连接所述检测模块，其被配置为持续判断功率管漏源电压VDS是否到达过零点；
所述零伏电压比较器在检测到功率管漏源电压VDS为由正电压向负电压变化的过零点时，触发所述功率管开关信号产生模块产生导通功率管的第一信号；在检测到功率管漏源电压VDS为由负电压向正电压变化的过零点时，触发所述功率管开关信号产生模块产生关断功率管的第二信号。
8.如权利要求1所述的功率管驱动电路，其特征在于，
所述预关闭执行电路包括在功率管栅极与源极之间串联连接的一可控开关和一电流源，或所述预关闭执行电路包括在功率管栅极与源极之间串联连接的一可控开关和一电阻；其中所述可控开关由所述自适应调整模块控制。
9.一种如权利要求1-8之一所述的功率管驱动电路，其特征在于，所述功率管驱动电路用于驱动同步整流电路中的同步整流功率管。
10.一种如权利要求9所述的功率管驱动电路，其特征在于，当所述同步整流电路为有源钳位反激式同步整流电路或LLC谐振式同步整流电路时，所述自适应调整模块内还设置有当前周期预关闭启动时刻t1的下限值，所述下限值为同步整流功率管上一周期导通时间段ton的一半。
11.一种功率管的驱动方法，其特征在于，所述驱动方法采用的驱动电路包括检测模块、预关闭执行电路模块、功率管开关信号产生模块以及控制逻辑模块；
所述驱动方法通过功率管开关信号产生模块周期性地导通与关闭功率管；
所述驱动方法包括在功率管的导通周期内通过预关闭执行电路模块对功率管进行预关闭，即在功率管关断前，提前泄放功率管栅极的部分电荷；
所述驱动方法还包括通过控制逻辑模块对预关闭的启动时刻t1进行自适应调整，所述自适应调整可根据当前周期预关闭结束的时刻t2与触发功率管关闭的时刻t3两者的时间间隔td来调整下一周期预关闭的启动时刻t1。
12.如权利要求11所述的功率管的驱动方法，其特征在于，预关闭包括对功率管漏源电压VDS的拐点检测，在预关闭期间检测到功率管漏源电压VDS出现拐点时，结束对功率管的预关闭。
13.如权利要求11所述的功率管的驱动方法，其特征在于，在检测到功率管的漏源电压VDS为由正电压向负电压变化的过零点时，导通功率管；在检测到功率管的漏源电压VDS为由负电压向正电压变化的过零点时，关闭功率管。
14.如权利要求11所述的功率管的驱动方法，其特征在于，通过在功率管栅极与源极之间串联连接的一可控开关和一电流源，或在所述功率管栅极与源极之间串联连接的一可控开关和一电阻这两种方式来实现预关闭中对功率管栅极部分电荷的泄放。
15.如权利要求11所述的功率管的驱动方法，其特征在于，所述自适应调整具体为：
t1(k+1)＝t1(k)+Δt td(k)>Tth1
t1(k+1)＝t1(k)-Δt td(k)<Tth2
t1(k+1)＝t1(k) Tth2≤td(k)≤Tth1
式中，k为当前功率管导通的周期，相应地，k+1为下一个功率管导通的周期；t1(1)为预设的预关闭启动时刻初始值，Tth1和Tth2为预设的阈值，△t为预设的单次时间调整值。
16.如权利要求11-15之一所述的功率管的驱动方法，其特征在于，所述功率管的驱动方法可用于驱动同步整流电路中的同步整流功率管。
17.如权利要求16所述的功率管的驱动方法，其特征在于，当所述同步整流电路为有源钳位反激式同步整流电路或LLC谐振式同步整流电路时，所述功率管的驱动方法中还设置有当前周期预关闭启动时刻t1的下限值，其为同步整流功率管上一周期导通时间段ton的一半。
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