CN110391761A - 三相三线制变流器软开关脉冲宽度调制方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开一种三相三线制变流器软开关脉冲宽度调制(ZVS‑PWM)方法。通过本发明的调制方法，不仅直流电压利用率达到1，而且能确保在任意一个开关周期内，三相桥臂中某一相桥臂始终不动作的同时，变流器所有二极管向对侧主开关管换流时刻同步，这样辅助开关管在一个开关周期内只需动作一次便能够实现所有开关管的零电压开通。本发明的调制方法适用于变流器工作在任意功率因数，调制方法的实现更加便捷。

Description

三相三线制变流器软开关脉冲宽度调制方法

技术领域

本发明涉及电力电子变流器控制领域，尤其涉及一种三相三线制变流器软开关脉冲宽度调制(ZVS-PWM)方法。

背景技术

传统的三相三线制变流器正弦脉宽调制方法(SPWM)，在一个开关周期内，三相软开关逆变器六个主开关管需要动作六次，损耗比较大，而且直流电压利用率只有0.866，如果想输出更大电压则需要提升直流侧电压值，使得系统成本增加。

发明内容

本发明的目的是提供一种三相三线制变流器软开关脉冲宽度调制(ZVS-PWM)方法，具有如下特征：(1)直流电压利用率为1；(2)开关管动作次数相对正弦脉宽调制方法(SPWM)减少33％，即，一个开关周期内某一相桥臂的开关管始终不动作；(3)保证在任意功率因数输出时，辅助开关管在一个开关周期内只需要动作一次。

本发明提供一种三相三线制变流器软开关脉冲宽度调制(ZVS-PWM)方法，该方法为：

首先，根据原始三相正弦调制波u*_ma,u*_mb,u*_mc计算零序分量u_zero，并将其注入原始调制波中，从而得到三相桥臂的等效调制波u_ma,u_mb,u_mc；

其次，通过等效调制波u_ma,u_mb,u_mc与载波比较得到一个开关周期内每相开关的开通占空比；因为零序分量的存在，将使得三相开关中某一相开关的占空比为1或0，即，这一相桥臂在一个开关周期内不会动作；

最后，根据输出的电流极性对所得到的其余两相的驱动脉冲波形进行占空比平移，使得桥臂中存在的由二极管向主开关管换流的开关动作时刻同步对齐，从而得到最终的驱动脉冲序列；

在上述由二极管向主开关管换流的开关动作时刻前关断辅助开关管，使得正、负公共母线之间的电压谐振为零，为主开关管创造零电压开通的条件；在所有二极管向主管换流过程结束之后，电路中钳位电容上的电压将谐振为零，辅助开关管进行零电压开通。辅助开关管在一个开关周期内只需动作一次便能实现所有开关管的零电压开通。

上述方案中，所述的特定零序分量和占空比平移方法通过如下操作获得：

假定传统SPWM使用的三相正弦调制波的表达式如下：

中m为调制比，如果不注入零序分量，即传统的SPWM方法，应该满足：|m|≤1

使用本发明的零序分量注入方法，应满足：

特定的零序分量通过下式得到：

u_zero(θ)＝-k·max[u^* _ma(θ),u^* _mb(θ),u^* _mc(θ)]-(1-k)·min[u^* _ma(θ),u^* _mb(θ),u^* _mc(θ)]+(2k-1)式中，max[u^* _ma(θ),u^* _mb(θ),u^* _mc(θ)]表示u^* _ma(θ),u^* _mb(θ),u^* _mc(θ)三个值中数值最大的一个，min[u^* _ma(θ),u^* _mb(θ),u^* _mc(θ)]表示u^* _ma(θ),u^* _mb(θ),u*_mc(θ)三个数值中最小的一个，k取1或0。

在一个工频周期2π内k优选为：

根据上式取出的零序分量为一个周期为2π/3的重复性波形，其在一

个周期2π/3内的表达式为：

根据零序分量的表达式可知，在不同时刻取1或0可以得到不同的零序分量表达式。而且，从零序分量的表达式可以明显看出，如果k取1，相当于将原始三相正弦调制波中最大的一相取反加上1作为零序分量；如果k取0，相当于将原始三相正弦调制波中最小的一相取反减去1作为零序分量。因此，零序分量的本质是对原始三相正弦调制波的最大值或最小值取反后进行加1或者减1操作。

注入零序分量后，等效的调制波表达式为：

得到三相等效的调制波后，可利用其与幅值为1的载波进行比较得到相应开关管的占空比。根据前述可知，零序分量相当于对原始三相正弦调制波的最大值或最小值取反后进行加1或者减1操作。因为最大值，最小值总是存在的，那么在任意时刻，三相等效调制波中，总会有一相其等效调制波的值为1或-1，那么，该相的调制波与幅值为1的载波不会有交点，所以，该相在开关周期内不会动作。

经等效调制波与锯齿载波比较得到占空比后，接下来根据电流极性对占空比进行平移，将该开关周期内变流器内二极管向对侧主开关管换流时刻同步，以此实现辅助开关管在一个开关周期只需要动作一次的目的。

根据等效调制波和电流极性得到占空比并进行平移的具体方法为：如果某相对应的电流为正，即，电流大于0，则用上述计算得到的等效调制波与幅值为1的锯齿载波进行比较，即，用u_ma或u_mb或u_mc与锯齿载波比较，当调制波大于锯齿载波时开通该相的桥臂上管，当调制波小于锯齿载波时关断该相的桥臂上管；如果某相对应的电流为负，即，电流小于0，则用上述计算得到的等效调制波取反后再与锯齿载波进行比较，即，用-u_ma或-u_mb或-u_mc与锯齿载波比较，当取反后的调制波大于锯齿载波时关断该相的桥臂上管，当取反后的调制波小于锯齿载波时开通该相的桥臂上管。

电流为负时，等效调制波取反，但开关管作用逻辑也取反，即，调制波小于锯齿载波时才开通桥臂上管，因此实际输出的占空比大小与原有占空比相比不会发生改变，而只是在时间上进行了平移。

本发明的有益效果是：

本发明方法：一个开关周期内三相桥臂主管只动作4次，辅助开关管只动作1次；三相软开关变流器的直流电压利用率为1；适用于任意功率因数输出。

附图说明

图1为三相三线制变流器适用拓扑1。

图2为三相三线制变流器适用拓扑2。

图3为三相三线制变流器适用拓扑3。

图4为本发明ZVS-PWM方法的示意图。

图5为原始正弦调制波和零序分量在一个工频周期内的波形图。

图6为等效调制波在一个工频周期波形图。

图7为电流相位滞后电压相位时的等效调制波、变流器输出电流在一个工频周期内的波形图。

图8为θ＝θ₁时，一个开关周期内，等效调制波与锯齿载波比较生成驱动信号并进行平移的示意图。

图9为θ＝θ₁时三相三线制变流器一个开关周期的主要工作电压和驱动时序，驱动时序由图7得到。

图10～图20为三相三线制变流器一个开关周期内各个阶段的等效电路图。

具体实施方式

下面结合具体实施例对本发明进行详细说明。以下实施例将有助于本领域的技术人员进一步理解本发明，但不以任何形式限制本发明。应当指出的是，对本领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明构思的前提下，还可以做出若干变形和改进。这些都属于本发明的保护范围。下面结合附图对本发明进行详细说明。

参照图1～图3，所述三相三线制变流器电路构成如下：

直流侧部分：直流侧电压源V_dc；

辅助谐振支路部分：一个并联二极管D_aux的辅助开关管S_aux、谐振电感L_r、箝位电容C_c构成的辅助谐振支路，其中辅助开关管S_aux与箝位电容C_c串联后再和谐振电感L_r并联。辅助开关管的集电极与发射极两端并联一个谐振电容C_aux。

逆变桥臂部分：三相半桥桥臂均由两个串联的包含反并二极管的全控型主开关管构成，A相桥臂的上、下主开关管及其反并二极管分别为S_a1、S_a2和D_a1、D_a2，B相桥臂的上、下主开关管及其反并二极管分别为S_b1、S_b2和D_b1、D_b2，C相桥臂的上、下主开关管及其反并二极管分别为S_c1、S_c2和D_c1、D_c2，三相桥臂的上、下两端并联形成正、负公共母线；各主开关管的集电极与发射极两端分别并联一个谐振电容C_ra1、C_ra2、C_rb1、C_rb2、C_rc1、C_rc2。

交流侧输出部分：三相桥臂输出中点A,B,C可以经过滤波器接入电网u_a，u_b，u_c，也可以接入RLC等无源负荷。

参照图4，为本发明ZVS-PWM方法的示意图。如图5所示，假定未注入零序分量的三相正弦调制波表达式为：

式中1.04的含义：假定输出相电压幅值为311V，直流母线电压为V_dc＝600V，用V_dc/2进行归一化即得到1.04。

零序分量表达式为：

u_zero(θ)＝-k·max[u^* _ma(θ),u^* _mb(θ),u^* _mc(θ)]-(1-k)·min[u^* _ma(θ),u^* _mb(θ),u^* _mc(θ)]+(2k-1)不失一般的，根据需要选取k值，实施例中，在一个工频周期2π内k的具体选取为：

在其他相位角可以根据周期性进行递推。

根据上式取出的零序分量为一个周期为2π/3的重复性波形，其在一个周期2π/3内的表达式为：

在其他相位时可根据周期性进行递推。

图5中也给出了零序分量在时域中的波形。

等效调制波的表达式为：

其中A相等效调制波在一个周期2π内的具体表达式为：

B相和C相等效调制波可在A相等效调制波基础上相位分别滞后2π/3和4π/3得到。

图6给出了等效调制波一个工频周期内的波形图。从图中可以看出，在任意时刻，三相等效调制波始终有一相为1或者-1。

不失一般性，假定需要输出的电流相位滞后于电压相位为了更好的显示等效调制波和电流的关系，将等效调制波和输出电流波形画在图7中。

下面以图7中θ＝θ₁为例说明占空比平移的方法。从图8可知，在θ＝θ-₁时，u_ra＝1>0,u_rc<u_rb<0，且i_a>0,i_b<0,i_c<0。采用规则采样方式，此种情况下一个开关周期内调制波与锯齿载波的比较如图8所示。

因为i_a＝1>0,采用u_ma与锯齿波进行比较，因为u_ma始终为1，得到A相上管的开通占空比为1，即A相上管的驱动脉冲v_{ge_Sa1}始终为高，即一个开关周期内A相不存在开关管动作。因为i_b<0,对B相占空比进行平移,即，采用-u_mb与锯齿波进行比较，且调制波大于锯齿载波时关断B相上管，调制波小于锯齿载波时开通B相上管。因为i_c<0,对C相占空比进行平移,即，采用-u_mc与锯齿波进行比较，且调制波大于锯齿载波时关断C相上管，调制波小于锯齿载波时开通C相上管。

如图8中虚线框标注所示，经过占空比平移后，三相桥臂中二极管向对侧主开关管换流的时刻出现在了同一时刻，这为辅助管一个开关周期只动作一次提供了条件。

下面以图8得到的驱动波形为例，说明三相软开关变流器的工作原理。变流器在一个开关周期内的关键波形如图9所示。

一个开关周期内A相桥臂始终不动作，此外存在两个二极管向主开关管换流的过程，分别为D_b1向S_b2换流、D_c1向S_c2换流。在一个开关周期内，变流器共有11个工作状态。图10～20是一个开关周期的各阶段工作等效电路，电路的电压电流参考方向如图3所示。电路工作在其它区间内的工作过程与本分析类似。

具体阶段分析如下：

阶段一(t₀～t₁)：

如图10所示，A相桥臂上管S_a1，B相桥臂上管二极管D_b1，C相桥臂上管二极管D_c1导通，由谐振电感L_r、箝位电容C_c、辅助开关S_aux组成的辅助电路中，箝位电容C_c两端电压为V_Cc，谐振电感电流线性下降。在t₁时刻辅助开关S_aux关断，该阶段结束。

阶段二(t₁～t₂)：

如图11所示，在t₁时刻辅助开关S_aux关断，谐振电感L_r使主开关管S_a2、S_b2、S_c2的并联电容C_ra2、C_rb2、C_rc2放电，同时使辅助开关S_aux的并联电容C_raux充电，谐振电感L_r的电流i_Lr谐振上升，在t₂时刻，主开关S_a2、S_b2、S_c2的并联电容C_ra2、C_rb2、C_rc2电压谐振至零，该阶段结束。

阶段三(t₂～t₃)：

如图12所示，在t₂时刻以后D_a2、D_b2、D_c2会导通，将C_ra2、C_rb2、C_rc2上的电压箝位为零，可在t₂时刻开通S_a2、S_b2、S_c2，可实现S_a2、S_b2、S_c2的零电压开通，在t₃时刻，D_a2、D_b2、D_c2电流下降到零，该阶段结束。

阶段四(t₃～t₄)：

如图13所示，在D_a2、D_b2、D_c2关断以后，发生二极管到主开关管的换流。电流i_b由二极管D_b1向开关管S_b2换流，电流i_c由二极管D_c1向开关管S_c2换流。二极管D_b1和二极管D_c1中的电流降为0时，该阶段结束，此时流过谐振电感的电流为i_a。

阶段五(t₄～t₅)：

如图14所示，在t₄时刻以后电路进入短暂的直通阶段，谐振电感L_r两端电压被钳位到V_dc，流过谐振电感L_r的电流直线上升，电流到达i_a+i_add时该阶段结束。

阶段六(t₅～t₆)：

如图15所示，在t₄时刻以后电路进入第二次谐振，i_Lr继续谐振上升，C_raux开始放电，C_ra2、C_rb1、C_rc1开始充电，在t₆时刻C_raux上的电压谐振到零，辅助管的驱动信号同步给出，辅助管实现零电压开通。

阶段七(t₆～t₇)：

如图16所示，t₆时刻辅助开关S_aux开通后，A相桥臂上管S_a1，B相桥臂下管S_b2，C相桥臂下管S_c2导通，由谐振电感L_r、箝位电容C_c、辅助开关S_aux组成的辅助电路中，箝位电容C_c两端电压为V_Cc，谐振电感电流线性下降。

阶段八(t₇～t₈)：

如图17所示，S_b2在t₇时刻关断后，B相桥臂的上下主开关管开始换流，C_rb2开始充电，C_rb1开始放电，在t₇时刻，C_rb2上的电压上升到V_Cc+V_dc，C_rb1上的电压下降到零，该阶段结束。

阶段九(t₈～t₉)：

如图18所示，在B相臂完成换流后，A相桥臂上管S_a1，B相桥臂上管二极管D_b1，C相桥臂下管二极管D_c2导通，由谐振电感L_r、箝位电容C_c、辅助开关S_aux组成的辅助电路中，箝位电容C_c两端电压为V_Cc，谐振电感电流线性下降。

阶段十(t₉～t₁₀)：

如图19所示，S_c2在t₇时刻关断后，C相桥臂的上下主开关管开始换流，C_rc2开始充电，C_rc1开始放电，在t₁₀时刻，C_rc2上的电压上升到V_Cc+V_dc，C_rc1上的电压下降到零，该阶段结束。

阶段十一(t₁₀～t₁₁)：

如图20所示，在C相臂完成换流后，A相桥臂上管S_a1，B相桥臂上管二极管D_b1，C相桥臂下管二极管D_c1导通，由谐振电感L_r、箝位电容C_c、辅助开关S_aux组成的辅助电路中，箝位电容C_c两端电压为V_Cc，谐振电感电流线性下降。谐振电感电流下降到与阶段一的初始电流相同时，该阶段结束，进入下一个开关周期的阶段一。

Claims (3)

1.一种三相三线制变流器软开关脉冲宽度调制方法，其特征在于，该方法为：

首先，根据原始三相正弦调制波u*_ma,u*_mb,u*_mc计算零序分量u_zero，并将其注入原始调制波中，从而得到三相桥臂的等效调制波u_ma,u_mb,u_mc；

其次，通过等效调制波u_ma,u_mb,u_mc与载波比较得到一个开关周期内每相开关的开通占空比；因为零序分量的存在，将使得三相开关中某一相开关的占空比为1或0，即，这一相桥臂在一个开关周期内不会动作；

最后，根据输出的电流极性对所得到的其余两相的驱动脉冲波形进行占空比平移，使得桥臂中存在的由二极管向主开关管换流的开关动作时刻同步对齐，从而得到最终的驱动脉冲序列；因为二极管向主开关管换流的开关动作时刻同步对齐，辅助管在一个开关周期只需要动作一次。

2.根据权利要求1所述的三相三线制变流器软开关脉冲宽度调制方法，其特征在于，所注入零序分量的计算方法如下：

假定原始三相正弦调制波的表达式如下：

其中m为调制比，

零序分量通过下式得到：

u_zero(θ)＝-k·max[u^* _ma(θ),u^* _mb(θ),u^* _mc(θ)]-(1-k)·min[u^* _ma(θ),u^* _mb(θ),u^* _mc(θ)]+(2k-1)

式中，max[u^* _ma(θ),u^* _mb(θ),u^* _mc(θ)]表示u^* _ma(θ),u^* _mb(θ),u^* _mc(θ)三个值中数值最大的一个，min[u^* _ma(θ),u^* _mb(θ),u^* _mc(θ)]表示u^* _ma(θ),u^* _mb(θ),u^* _mc(θ)三个数值中最小的一个，k取1或0。

3.根据权利要求1所述的三相三线制变流器软开关脉冲宽度调制方法，其特征在于，在一个工频周期2π内k优选为：

根据上式取出的零序分量为一个周期为2π/3的重复性波形，其在一个周期2π/3内的表达式为：