CN110349739A - 高频变压器的磁链的控制方法及装置 - Google Patents

Abstract

本申请提供了一种高频变压器的磁链的控制方法，包括：获取电力电子变换器在当前控制周期的移相角和平均励磁电流，以及所述电力电子变换器的励磁电流参考值和下个控制周期的移相角；根据所述当前控制周期的移相角和所述下个控制周期的移相角，计算得到暂态补偿占空比，以及根据所述当前控制周期的平均励磁电流和所述励磁电流参考值，计算得到稳态补偿占空比；根据所述暂态补偿占空比和所述稳态补偿占空比，计算得到下个控制周期的占空比；将所述下个控制周期的移相角以及占空比输入PWM发生器，在下个控制周期对所述电力电子变换器的高频变压器的磁链进行控制。从而实现了一种简单可靠的对电力电子变换器的高频变压器的磁链的控制方法。

Description

高频变压器的磁链的控制方法及装置

技术领域

本发明涉及高频变压器技术领域，特别涉及一种高频变压器的磁链的控制方法及装置。

背景技术

高频变压器是电力电子变换器中的核心元件。高频变压器中的高磁导率磁芯对直流偏置激励很敏感，很容易出现偏磁饱和。在出现偏磁饱和时，很容易造成高频变压被烧坏。所以，对高频变压器的磁链的控制特别的重要。

在对电力电子变换器的高频变压器的磁链的控制时，需要控制电力高频变压器在暂态和稳态过程中的磁链，才能有效的保证高频变压器不会进入饱和状态。现有技术中，有通过在高频变压器上增加辅助磁芯，实现对磁链的准确测量，并基于测量值对高频变压器的磁链进行控制。

但是，在高频变压器上增加辅助磁芯，大大增加了变压器结构的复杂性。并且，该方法不仅还要额外增加特殊的测量电路，且对磁链的测量精度和带宽有着很高的要求。所以，采用这种方式对电力电子变换器的高频变压器的磁链进行控制过于繁琐。

发明内容

基于上述现有技术的不足，本发明提供了一种高频变压器的磁链的控制方法及装置，以解决通过在高频变压器上增加辅助磁芯，来实现对高频变压器的磁链的控制过于繁琐的问题。

为了实现上述目的，本发明提供了以下技术方案：

本发明一方面提供了一种高频变压器的磁链的控制方法，包括：

获取电力电子变换器在当前控制周期的移相角和平均励磁电流，以及所述电力电子变换器的励磁电流参考值和下个控制周期的移相角；

根据所述当前控制周期的移相角和所述下个控制周期的移相角，计算得到暂态补偿占空比，以及根据所述当前控制周期的平均励磁电流和所述励磁电流参考值，计算得到稳态补偿占空比；

根据所述暂态补偿占空比和所述稳态补偿占空比，计算得到下个控制周期的占空比；

将所述下个控制周期的移相角以及占空比输入PWM发生器，在下个控制周期对所述电力电子变换器的高频变压器的磁链进行控制。

可选地，在上述的控制方法中，所述获取电力电子变换器在当前控制周期的平均励磁电流，包括：

从内存中获取当前控制周期的多个励磁电流，并计算所述多个励磁电流的平均值，得到所述电力电子变换器在当前控制周期的平均励磁电流，其中，所述励磁电流为预先测量的，当前控制周期内的多个不同时刻的励磁电流。

可选地，在上述的控制方法中，所述下个控制周期的移相角的计算方法，包括：

获取所述电力电子变换器在当前控制周期内的输出电压，并根据所述输出电压以及所述电力电子变换器的给定电压通过PI控制器计算出下个控制周期的移相角。

可选地，在上述的控制方法中，所述根据所述当前控制周期的移相角和所述下个控制周期的移相角，计算得到暂态补偿占空比，包括：

将所述当前控制周期的移相角和所述下个控制周期的移相角通过暂态磁链偏置补偿算法进行计算，得到所述暂态补偿占空比。

可选地，在上述的控制方法中，所述根据所述当前控制周期的平均励磁电流和励磁电流参考值，计算得到稳态补偿占空比，包括：

通过非线性的磁链控制器，利用所述平均励磁电流和所述励磁电流参考值，计算得到稳态补偿占空比。

可选地，在上述的控制方法中，将所述下个控制周期的移相角以及占空比输入PWM生器，对所述电力电子变换器的高频变压器的磁链进行控制，包括：

将所述下个控制周期的移相角以及占空比输入第一PWM发生器，并将所述下个控制周期的占空比输入第二PWM发生器，以在下个控制周期通过第一PWM发生器和第二PWM输出相应的驱动信号，对所述电力电子变换器的高频变压器的磁链进行控制；

其中，第一PWM发生器为基于计数比较器的PWM发生器，所述第二PWM发生器为基于微边沿定位技术的高精度PWM发生器。

本发明另一方面提供了一种高频变压器的磁链的控制装置，包括：

获取单元，用于获取电力电子变换器在当前控制周期的移相角和平均励磁电流，以及所述电力电子变换器的励磁电流参考值和下个控制周期的移相角；

第一计算单元，用于根据所述当前控制周期的移相角和所述下个控制周期的移相角，计算得到暂态补偿占空比；

第二计算单元，用于根据所述当前控制周期的平均励磁电流和所述励磁电流参考值，计算得到稳态补偿占空比；

第三计算单元，用于根据所述暂态补偿占空比和所述稳态补偿占空比，计算得到下个控制周期的占空比；

控制单元，用于将所述下个控制周期的移相角以及占空比输入PWM发生器，在下个控制周期对所述电力电子变换器的高频变压器的磁链进行控制。

可选地，在上述的控制装置中，还包括：

第四计算单元，用于从内存中获取当前控制周期的多个励磁电流，并计算所述多个励磁电流的平均值，得到所述电力电子变换器在当前控制周期的平均励磁电流，其中，所述励磁电流为预先测量的，当前控制周期内的多个不同时刻的励磁电流。

可选地，在上述的控制装置中，还包括：

第五计算单元，用于获取所述电力电子变换器在当前控制周期内的输出电压，并根据所述输出电压以及所述电力电子变换器的给定电压通过PI控制器计算出下个控制周期的移相角。

可选地，在上述的控制装置中，所述第一计算单元，包括：

第一计算子单元，用于将所述当前控制周期的移相角和所述下个控制周期的移相角通过暂态磁链偏置补偿算法进行计算，得到所述暂态补偿占空比。

可选地，在上述的控制装置中，所述第二计算单元，包括：

第二计算子单元，通过非线性的磁链控制器，利用所述平均励磁电流和所述励磁电流参考值，计算得到稳态补偿占空比。

可选地，在上述的控制装置中，所述控制单元，包括：

控制子单元，用于将所述下个控制周期的移相角以及占空比输入第一PWM发生器，并将所述下个控制周期的占空比输入第二PWM发生器，以在下个控制周期通过第一PWM发生器和第二PWM输出相应的驱动信号，对所述电力电子变换器的高频变压器的磁链进行控制；

其中，第一PWM发生器为基于计数比较器的PWM发生器，所述第二PWM发生器基于微边沿定位技术的高精度PWM发生器。

本发明提供的一种高频变压器的磁链的控制方法及装置，通过获取电力电子变换器当前控制的移相角和下个控制周期的移相角，并根据所述当前控制周期的移相角和所述下个控制周期的移相角，计算得到暂态补偿占空比。以通过该暂态补偿占空比，实现对移相角发生变化时所带来的暂态不平衡磁链激励，进行主动的补偿消除。通过获取电力电子变换器当前控制周期的平均励磁电流，并根据所述当前控制周期的平均励磁电流和所述励磁电流参考值，计算得到稳态补偿占空比。通过励磁电流得到的稳态占空比，可以修正由于系统不对称参数等导致的稳态不平衡磁链激励。最终将综合暂态补偿占空比和稳态补偿占空比，得到的占空比以及下个控制周期的移相角输入PWM发生器，实现对高频变压器的磁链的控制。因此，本发明在不需要改变高频变压器的情况下，实现了对电力电子变换器中的高频变压器在暂态和稳态过程中的磁链的控制。从而实现了一种简单可靠的对电力电子变换器的高频变压器的磁链的控制方法。

附图说明

为了更清楚地说明本发明实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据提供的附图获得其他的附图。

图1为本发明实施例提供的一种高频变压器的磁链的控制方法的流程示意图；

图2为本发明另一实施例提供的一种高频变压器的磁链的控制方法的流程示意图；

图3为本发明另一实施例提供的一种高频变压器的磁链的控制方法的控制效果图；

图4为本发明另一实施例提供的一种高频变压器的磁链的控制装置的结构示意图。

具体实施方式

下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。

在本申请中，术语“包括”、“包含”或者其任何其他变体意在涵盖非排他性的包含，从而使得包括一系列要素的过程、方法、物品或者设备不仅包括那些要素，而且还包括没有明确列出的其他要素，或者是还包括为这种过程、方法、物品或者设备所固有的要素。在没有更多限制的情况下，由语句“包括一个……”限定的要素，并不排除在包括所述要素的过程、方法、物品或者设备中还存在另外的相同要素。

本发明实施例提供了一种高频变压器的磁链的控制方法，如图1所示，包括：

S101、获取电力电子变换器在当前控制周期的移相角和平均励磁电流，以及电力电子变换器的励磁电流参考值和下个控制周期的移相角。

其中，移相角又称为导通角，指的在一个周期内，由电力电子器件控制自身电流的导通的角度。交流电一般为正弦波形，它的一个周期为360度。当交流电通过可控硅时，可以让交流电电流通过控制使其在0～180度的任一角度处开始导通，即所谓可控整流。当电力电子变换器从一个移相角变化为另一个移相角时，通常就会产生暂态不平衡磁链激励，从而容易造成电力电子变换器中的高频变压器出现偏磁饱和。所以，通过当前控制周期的移相角和下个控制周期的移相角，计算移相角在变化时可能产生的暂态不平衡磁链激励，并对其进行主动补正，从而消除在移相角发生变化时所产生的暂态不平衡磁链激励。

对于在稳态过程中，由于系统不对称参数等导致的不平衡磁链激励，会反应在电力电子变换器的励磁电流上，所以可以基于平均励磁电流，来修正由于系统不对称参数等导致的不平衡磁链激励。

可选地，本发明另一实施例中，提供了一种获取电力电子变换器在当前控制周期内的平均励磁电流，具体为：从内存中获取当前控制周期的多个励磁电流，并计算多个励磁电流的平均值，得到电力电子变换器在当前控制周期的平均励磁电流。

其中，励磁电流为预先测量的，当前控制周期内的多个不同时刻的励磁电流。

具体的，可以使用电流传感器测量电力电子变换器的原边与副边的电流差，得到励磁电流。然后，经过高带宽的调理电路放大励磁电流信号，并接入ADC采样模块，对励磁电流进行采样，最后将采集到的励磁电流保存到DSP内存中。其中，在电力电子变换器在当前控制周期内的多个时刻触发ADC采样模块进行采样，从而获得电力电子变换器在当前控制周期内的多个不同时刻的励磁电流，并保存到DSP内存中。

从而就可以从DSP内存中，获取到电力电子变换器在当前控制周期的多个励磁电流，并计算平均值，得到平均励磁电流。

可选地，本发明另一实施例中，提供了一种电力电子变换器的下个控制周期的移相角的计算方法，如图2所示，具体包括：

S201、获取电力电子变换器在当前控制周期内的输出电压。

具体的，同样可以通过电压传感器测量电力电子变换器的输出电压，并经过高带宽的调理电路接入ADC采样模块。通过触发ADC采样模块，采集电力电子变换器的输出电压，并存储在DSP内存中。所以，同样可以从DSP内存中获取电力电子变换器在当前控制周期内的输出电压。

S202、根据输出电压以及电力电子变换器的给定电压通过PI控制器计算出下个控制周期的移相角。

其中，PI调节器是一种线性控制器，其能根据给定值与实际输出值构成控制偏差，将偏差的比例和积分通过线性组合构成控制量，对被控对象进行控制。而在本发明实施例中，移相角及为控制量。所以，可以通过电力电子变换器的输入电压与给定电压的偏差，通过PI控制器进行计算，得到下个控制周期的移相角。

具体的，偏差的比例值为：其中，K_p为比例系数，V_Ref、V_Fbk分别为输入电压与给定电压。

更新积分值为：其中，K_i为积分系数。由比例和积分控制合成的输出为：当时，下个控制周期的移相角为：当当时， 其中，为移相角的极小值和极大值。

S102、根据当前控制周期的移相角和下个控制周期的移相角，计算得到暂态补偿占空比，以及根据当前控制周期的平均励磁电流和励磁电流参考值，计算得到稳态补偿占空比。

具体的，在获取到电力电子变换器的当前控制周期的移相角和下个控制周期的移相角后，就可以预测移相角从当前控制周期的移相角变化为下个控制周期的移相角时所导致的不平衡电压激励，并计算为了消除不平衡电压激励带来的暂态不平衡磁链激励，所要补偿的不平衡电压，并通过计算得到的暂态补偿占空比。从而基于暂态补偿占空比，调整下个控制周期的占空比，来实现不平衡电压的补偿，以对移相角变化时所产生的暂态不平衡磁链激励进行主动补偿。

由于，电力电子变换器当前控制周期的平均励磁电流与预先设定的励磁电流参考值的差值，反应了由于系统不对称参数等导致的稳态不平衡磁链激励的大小。所以，同样可以根据电力电子变换器当前控制周期的平均励磁电流与预先配置的励磁电流参考值的差值，计算得到稳态补偿占空比。从而基于稳态补偿占空比，调整下个控制周期的占空比，以对稳态过程中由于系统不对称参数等导致的稳态不平衡磁链激励。

可选地，本发明另一实施例中，步骤S102中，根据当前控制周期的移相角和下个控制周期的移相角，计算得到暂态补偿占空比的一种具体实施方式包括：

将当前控制周期的移相角和下个控制周期的移相角通过暂态磁链偏置补偿算法进行计算，得到暂态补偿占空比。

具体的，暂态补偿占空比为：

其中，为当前控制周期的移相角；为下个控制周期的移相角。

可选地，本发明另一实施例中，步骤S102中，根据当前控制周期的平均励磁电流和励磁电流参考值，计算得到稳态补偿占空比的一种实施方式，具体为：

通过非线性的磁链控制器，利用所述平均励磁电流和所述励磁电流参考值，计算得到稳态补偿占空比。

需要说明的是，本发明实施例中所提及的非线性的磁链控制器，指的是用于控制磁链的非线性的控制器，可以理解为一种非线性的PI控制器。非线性的控制器具有响应快速以及对采样草原不敏感的特征。

具体的，通过非线性的磁链控制器，利用所述平均励磁电流和所述励磁电流参考值，计算得到的稳态补偿占空比为：

D_m＝K_p[(I_mref-I_m)+K_I∫(I_mref-I_m)d_t]

其中，I_mref为励磁电流参考值；I_m为平均励磁电流；K_p为比例系数；K_I为积分系数。需要说明的是，相比于线性的控制器，在分线性的控制器中比例系数和积分系数不再是常数，而是变量。具体的，本发明实施例中，比例系数K_p和积分系数K_I，根据平均励磁电流和励磁电流参考值不同，而采用不同的参数，具体为：

其中，I_m0、I_m1、I_m2为设定的三个不同数值的励磁电流常量。

S103、根据暂态补偿占空比和稳态补偿占空比，计算得到下个控制周期的占空比。

也就是说，在计算得到暂态补偿占空比和稳态补偿占空比后，就可以综合暂态补偿占空比和稳态补偿占空比，得到下个控制周期的占空比。以通过占空比，在下个控制周期时，补偿不平衡磁链激励。

具体的，将暂态补偿占空比和稳态补偿输入控制状态计算器中，计算得到下个控制周期的占空比。其中，计算公式为：D_s＝0.5+D_A+D_C；其中，D_A为暂态补偿占空比，D_C为稳态补偿占空比。

需要说明的是，在下个控制周期，电力电子变换器的移相角将要由当前控制周期的移相角变为下个控制周期的移相角，所以也需要将下个控制周期的移相角输入控制状态计算器中，以将当前控制周期的移相角替换为下个控制周期的移相角。从而通过控制状态计算器，将下个控制周期的移相角输入PWM发送器中，以改变电力电子变换器的移相角。

S104、将下个控制周期的移相角以及占空比输入PWM发生器，在下个控制周期对电力电子变换器的高频变压器的磁链进行控制。

具体的，将下个控制周期的移相角输入PWM发生器，在下个控制周期时，对更新电力电子变换器的移相角进行更新。而将下个控制周期的占空比，同样实现对PWM发生器中的占空比进行更新。PWM发生器将基于该占空比，通过调整相应的开关器件，输出驱动信号对高频变压器的电压的脉冲宽度进行调制，使得脉冲的占空比等于更新的占空比，实现对电压的调制。从而实现对电力电子变换器的不平衡磁链激励进行补偿，避免电力电子变换器的高频变压器发生偏磁饱和。

可选地，本发明另一实施例中，步骤S104的一种具体实现方式，具体包括：

将下个控制周期的移相角以及占空比输入第一PWM发生器，并将下个控制周期的占空比输入第二PWM发生器，以在下个控制周期通过第一PWM发生器和第二PWM输出相应的驱动信号，对电力电子变换器的高频变压器的磁链进行控制。

其中，第一PWM发生器为基于计数比较器的PWM发生器，第二PWM发生器基于微边沿定位技术的高精度PWM发生器。

也就是说，本发明实施例为了达到更佳的控制效果，采用了两个PWM发生器相互结合，从而产生更加高精度的确定信号，对电力电子变换器的高频变压器的磁链进行控制。具体的，如图3所示，可见本发明实施例所提供的方法，达到的控制效果非常显著。

本发明实施例提供的一种高频变压器的磁链的控制方法，通过获取电力电子变换器当前控制的移相角和下个控制周期的移相角，并根据所述当前控制周期的移相角和所述下个控制周期的移相角，计算得到暂态补偿占空比。以通过该暂态补偿占空比，实现对移相角发生变化时所带来的暂态不平衡磁链激励，进行主动的补偿消除。通过获取电力电子变换器当前控制周期的平均励磁电流，并根据所述当前控制周期的平均励磁电流和所述励磁电流参考值，计算得到稳态补偿占空比。通过励磁电流得到的稳态占空比，可以修正由于系统不对称参数等导致的稳态不平衡磁链激励。最终将综合暂态补偿占空比和稳态补偿占空比，得到的占空比以及下个控制周期的移相角输入PWM发生器，实现对高频变压器的磁链的控制。因此，本发明在不需要改变高频变压器的情况下，实现了对高频变压器在暂态和稳态过程中的磁链的控制。从而实现了一种简单可靠的对高频变压器的磁链的控制方法。

本发明另一实施例提供了一种高频变压器的磁链的控制装置，如图4所示，包括：

获取单元401，用于获取电力电子变换器在当前控制周期的移相角和平均励磁电流，以及所述电力电子变换器的励磁电流参考值和下个控制周期的移相角。

需要说明的是，获取单元401的具体工作过程可相应的参考上述方法实施例中的步骤S101，此处不再赘述。

第一计算单元402，用于根据所述当前控制周期的移相角和所述下个控制周期的移相角，计算得到暂态补偿占空比。

需要说明的是，第一计算单元402的具体工作过程可相应的参考上述方法实施例中的步骤S102，此处不再赘述。

第二计算单元403，用于根据所述当前控制周期的平均励磁电流和所述励磁电流参考值，计算得到稳态补偿占空比。

需要说明的是，第二计算单元403的具体工作过程可相应的参考上述方法实施例中的步骤S103，此处不再赘述。

第三计算单元404，用于根据所述暂态补偿占空比和所述稳态补偿占空比，计算得到下个控制周期的占空比。

需要说明的是，第三计算单元404的具体工作过程同样可相应的参考上述方法实施例中的步骤S103，此处不再赘述。

控制单元405，用于将所述下个控制周期的移相角以及占空比输入PWM发生器，在下个控制周期对所述电力电子变换器的高频变压器的磁链进行控制。

需要说明的是，控制单元405的具体工作过程可相应的参考上述方法实施例中的步骤S104，此处不再赘述。

可选地，本发明另一实施例中，高频变压器的磁链的控制装置，还包括：

第四计算单元，用于从内存中获取当前控制周期的多个励磁电流，并计算所述多个励磁电流的平均值，得到所述电力电子变换器在当前控制周期的平均励磁电流。

其中，所述励磁电流为预先测量的，当前控制周期内的多个不同时刻的励磁电流。

需要说明的是，第四计算单元的具体工作过程可相应的参考上述方法实施例中的步骤S101，此处不再赘述。

可选地，本发明另一实施例中，高频变压器的磁链的控制装置，还包括：

第五计算单元，用于获取所述电力电子变换器在当前控制周期内的输出电压，并根据所述输出电压以及所述电力电子变换器的给定电压通过PI控制器计算出下个控制周期的移相角。

需要说明的是，第五计算单元的具体工作过程可相应的参考上述方法实施例中的步骤S201～S202，此处不再赘述。

可选地，本发明另一实施例中，第一计算单元，包括：

第一计算子单元，用于将所述当前控制周期的移相角和所述下个控制周期的移相角通过暂态磁链偏置补偿算法进行计算，得到所述暂态补偿占空比。

需要说明的是，第一计算子单元的具体工作过程可相应的参考上述方法实施例中的步骤S103，此处不再赘述。

可选地，本发明另一实施例中，第二计算单元，包括：

第二计算子单元，用于通过非线性的磁链控制器，利用所述平均励磁电流和所述励磁电流参考值，计算得到稳态补偿占空比。

需要说明的是，第二计算子单元的具体工作过程可相应的参考上述方法实施例中的步骤S103，此处不再赘述。

可选地，本发明另一实施例中，控制单元，包括：

控制子单元，用于将所述下个控制周期的移相角以及占空比输入第一PWM发生器，并将所述下个控制周期的占空比输入第二PWM发生器，以在下个控制周期通过第一PWM发生器和第二PWM输出相应的驱动信号，对所述电力电子变换器的高频变压器的磁链进行控制。

其中，所述第一PWM发生器为基于计数比较器的PWM发生器，所述第二PWM发生器基于微边沿定位技术的高精度PWM发生器。

需要说明的是，控制子单元的具体工作过程可相应的参考上述方法实施例中的步骤S104，此处不再赘述。

本发明实施例提供的一种高频变压器的磁链的控制装置，通过获取单元获取电力电子变换器当前控制的移相角和下个控制周期的移相角，并由第一计算单元根据所述当前控制周期的移相角和所述下个控制周期的移相角，计算得到暂态补偿占空比。以通过该暂态补偿占空比，实现对移相角发生变化时所带来的暂态不平衡磁链激励，进行主动的补偿消除。以及，通过获取单元获取电力电子变换器当前控制周期的平均励磁电流，并通过第二计算单元根据所述当前控制周期的平均励磁电流和所述励磁电流参考值，计算得到稳态补偿占空比。通过励磁电流得到的稳态占空比，可以修正由于系统不对称参数等导致的稳态不平衡磁链激励。最终通过控制单元，将综合暂态补偿占空比和稳态补偿占空比，得到的占空比以及下个控制周期的移相角输入PWM发生器，实现对高频变压器的磁链的控制。因此，本发明在不需要改变高频变压器的情况下，实现了对高频变压器在暂态和稳态过程中的磁链的控制。从而实现了一种简单可靠的对高频变压器的磁链的控制方法。

专业人员还可以进一步意识到，结合本文中所公开的实施例描述的各示例的单元及算法步骤，能够以电子硬件、计算机软件或者二者的结合来实现，为了清楚地说明硬件和软件的可互换性，在上述说明中已经按照功能一般性地描述了各示例的组成及步骤。这些功能究竟以硬件还是软件方式来执行，取决于技术方案的特定应用和设计约束条件。专业技术人员可以对每个特定的应用来使用不同方法来实现所描述的功能，但是这种实现不应认为超出本发明的范围。

对所公开的实施例的上述说明，使本领域专业技术人员能够实现或使用本发明。对这些实施例的多种修改对本领域的专业技术人员来说将是显而易见的，本文中所定义的一般原理可以在不脱离本发明的精神或范围的情况下，在其它实施例中实现。因此，本发明将不会被限制于本文所示的这些实施例，而是要符合与本文所公开的原理和新颖特点相一致的最宽的范围。

Claims (12)

1.一种高频变压器的磁链的控制方法，其特征在于，包括：

获取电力电子变换器在当前控制周期的移相角和平均励磁电流，以及所述电力电子变换器的励磁电流参考值和下个控制周期的移相角；

根据所述当前控制周期的移相角和所述下个控制周期的移相角，计算得到暂态补偿占空比，以及根据所述当前控制周期的平均励磁电流和所述励磁电流参考值，计算得到稳态补偿占空比；

根据所述暂态补偿占空比和所述稳态补偿占空比，计算得到下个控制周期的占空比；

将所述下个控制周期的移相角以及占空比输入PWM发生器，在下个控制周期对所述电力电子变换器的高频变压器的磁链进行控制。

2.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述获取电力电子变换器在当前控制周期的平均励磁电流，包括：

从内存中获取当前控制周期的多个励磁电流，并计算所述多个励磁电流的平均值，得到所述电力电子变换器在当前控制周期的平均励磁电流，其中，所述励磁电流为预先测量的，当前控制周期内的多个不同时刻的励磁电流。

3.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述下个控制周期的移相角的计算方法，包括：

获取所述电力电子变换器在当前控制周期内的输出电压，并根据所述输出电压以及所述电力电子变换器的给定电压通过PI控制器计算出下个控制周期的移相角。

4.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述根据所述当前控制周期的移相角和所述下个控制周期的移相角，计算得到暂态补偿占空比，包括：

将所述当前控制周期的移相角和所述下个控制周期的移相角通过暂态磁链偏置补偿算法进行计算，得到所述暂态补偿占空比。

5.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述根据所述当前控制周期的平均励磁电流和励磁电流参考值，计算得到稳态补偿占空比，包括：

通过非线性的磁链控制器，利用所述平均励磁电流和所述励磁电流参考值，计算得到稳态补偿占空比。

6.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，将所述下个控制周期的移相角以及占空比输入PWM生器，对所述电力电子变换器的高频变压器的磁链进行控制，包括：

将所述下个控制周期的移相角以及占空比输入第一PWM发生器，并将所述下个控制周期的占空比输入第二PWM发生器，以在下个控制周期通过第一PWM发生器和第二PWM输出相应的驱动信号，对所述电力电子变换器的高频变压器的磁链进行控制；

其中，所述第一PWM发生器为基于计数比较器的PWM发生器，所述第二PWM发生器为基于微边沿定位技术的高精度PWM发生器。

7.一种高频变压器的磁链的控制装置，其特征在于，包括：

获取单元，用于获取电力电子变换器在当前控制周期的移相角和平均励磁电流，以及所述电力电子变换器的励磁电流参考值和下个控制周期的移相角；

第一计算单元，用于根据所述当前控制周期的移相角和所述下个控制周期的移相角，计算得到暂态补偿占空比；

第二计算单元，用于根据所述当前控制周期的平均励磁电流和所述励磁电流参考值，计算得到稳态补偿占空比；

第三计算单元，用于根据所述暂态补偿占空比和所述稳态补偿占空比，计算得到下个控制周期的占空比；

控制单元，用于将所述下个控制周期的移相角以及占空比输入PWM发生器，在下个控制周期对所述电力电子变换器的高频变压器的磁链进行控制。

8.根据权利要求7所述的装置，其特征在于，还包括：

第四计算单元，用于从内存中获取当前控制周期的多个励磁电流，并计算所述多个励磁电流的平均值，得到所述电力电子变换器在当前控制周期的平均励磁电流，其中，所述励磁电流为预先测量的，当前控制周期内的多个不同时刻的励磁电流。

9.根据权利要求7所述的装置，其特征在于，还包括：

第五计算单元，用于获取所述电力电子变换器在当前控制周期内的输出电压，并根据所述输出电压以及所述电力电子变换器的给定电压通过PI控制器计算出下个控制周期的移相角。

10.根据权利要求7所述的装置，其特征在于，所述第一计算单元，包括：

第一计算子单元，用于将所述当前控制周期的移相角和所述下个控制周期的移相角通过暂态磁链偏置补偿算法进行计算，得到所述暂态补偿占空比。

11.根据权利要求7所述的装置，其特征在于，所述第二计算单元，包括：

第二计算子单元，用于通过非线性的磁链控制器，利用所述平均励磁电流和所述励磁电流参考值，计算得到稳态补偿占空比。

12.根据权利要求7所述的装置，其特征在于，所述控制单元，包括：

控制子单元，用于将所述下个控制周期的移相角以及占空比输入第一PWM发生器，并将所述下个控制周期的占空比输入第二PWM发生器，以在下个控制周期通过第一PWM发生器和第二PWM输出相应的驱动信号，对所述电力电子变换器的高频变压器的磁链进行控制；

其中，所述第一PWM发生器为基于计数比较器的PWM发生器，所述第二PWM发生器为基于微边沿定位技术的高精度PWM发生器。