CN110323944B

CN110323944B - 改进的四开关降压-升压式转换器的恒定关闭时间控制

Info

Publication number: CN110323944B
Application number: CN201910232473.7A
Authority: CN
Inventors: 杨勃; 席小玉; 孟庆达
Original assignee: M3 Technology Inc Taiwan
Current assignee: M3 Technology Inc Taiwan
Priority date: 2018-03-28
Filing date: 2019-03-26
Publication date: 2020-08-07
Anticipated expiration: 2039-03-26
Also published as: US20190305666A1; CN110323944A; TW202005247A; US10651722B2; TWI714042B

Abstract

一种降压‑升压式转换器包括：串联连接在输入电压端子和地之间的第一高压侧开关和第一低压侧开关；串联连接在输出电压端子和地之间的第二高压侧开关和第二低压侧开关；连接到第一高压侧开关和第一低压侧开关的共同节点与第二高压侧开关和第二低压侧开关的共同节点的电感器；以及被配置为生成栅极驱动信号的控制设备。其中，所述控制设备包括：用于设置第一低压侧开关的关闭时间的第一计时器；用于设置第二高压侧开关的关闭时间的第二计时器；以及用于设置第一高压侧开关的关闭时间和第二低压侧开关的关闭时间的峰值电流模式控制装置。

Description

改进的四开关降压-升压式转换器的恒定关闭时间控制

技术领域

本发明涉及功率转换器。

背景技术

随着电子装置朝便携式和移动式发展，电池成为了主要的电力来源。然而，由于电池的特性，电池组的输出电压可能会在充满电的状态和完全耗尽的状态之间的广泛范围内变化。取决于电池的状态，充电电压可能高于或低于电池电压。

另外，随着C型USB(USB-C)开始渗透到主流市场，来自UBS端口的电压不再固定为5V，而是可能会在介于3.5V和20V之间的广泛范围内变化。与此同时，连接到此种类型的USB端口的下游装置可能仍然需要大体上约为5V或接近于3.5V到20V的中间值的电压。

在所有这些情形中，电子装置的功率转换器的输入电压和输出电压可能会在正常操作期间交叉。传统的降压(步降式)转换器或升压(步升式)转换器可能只能以分别高于或低于输出电压的输入电压工作。因此，四开关降压-升压式转换器因为它对于输入和输出电压范围的灵活性而成为选择。

图1中示出降压-升压式转换器的传统控制方法。在降压-升压式转换器中，在每个切换循环中，所有四个开关打开和关闭一次。并且，输入电源的能量不直接传递到输出端。而是需要储存在电感器中，然后再传给输出端。因此，传统降压-升压式转换器的效率较低。此外，传统降压-升压式转换器因为需要高额定电流装置而具有高成本。在控制四开关降压-升压式转换器时还利用基于峰值电流模式(PCM)或电压模式(VM)控制的其它控制方法。但是，所有这些控制方法都利用时钟信号，基于固定频率控制的方式来确定四个开关的时序。

因此，迫切需要新的方法来控制四开关降压-升压式转换器。

发明内容

在具体实施例中，一种控制方案可在各种操作状况下实现快速瞬态响应并提高四开关降压-升压式转换器的性能。

根据本发明的各种示例，系统和方法通过以恒定关闭时间(COT)控制和峰值电流模式(PCM)控制的组合管理四开关降压-升压式转换器来对上述问题提供解决方案。利用COT控制，四开关降压-升压式转换器可在输入电压变化时在降压模式、降压-升压模式和升压模式之间自动且平稳地转变。在一些实例中，通过对电感器电流进行PCM控制，四开关降压-升压式转换器只需简单的、低功耗且稳健的系统控制回路补偿，并且因此消除振荡器和斜率补偿电路的需要。利用PCM控制来确定四开关降压-升压式转换器的开关的关闭计时。系统控制回路补偿可提供逐个循环电流限制功能以便保护转换器和负载免受过载电流造成的损坏。

在一些实例中，通过利用峰值电流信息的关闭时间计算电路来确定四开关降压-升压式转换器的开关的计时。因此，本发明消除了常规四开关降压-升压式转换器中对固定时钟信号的需要。

在一些实例中，利用COT控制，四开关降压-升压式转换器可从脉冲宽度调制(PWM)自动转变为脉冲频率调制(PFM)。因此，四开关降压-升压式转换器不需要对于PCM控制所需的斜率补偿，并且因此大大简化了控制电路和电流消耗。在一些实例中，利用PCM控制，可通过将电感器和输出电容器的输出双极缩减为单极响应来进一步简化系统控制回路补偿。

根据本发明的一个方面，一种用于以恒定关闭时间(COT)控制和峰值电流模式(PCM)控制的组合来管理系统的四开关降压-升压式转换器的计算机实现方法包括：确定四开关降压-升压式转换器的输入电压(VIN)和输出电压(VOUT)；如果VIN大于第一阈值电压，那么对于四开关降压-升压式转换器启用降压模式；如果VIN低于第二阈值电压，那么对于四开关降压-升压式转换器启用升压模式；并且如果VIN介于第二阈值电压和第一阈值电压之间，那么对于四开关降压-升压式转换器启用降压-升压模式。

根据一实施例，一种设备包括：第一计时器，被配置为确定对降压-升压式转换器的降压转换器部分的低压侧开关施加的栅极驱动信号的关闭沿，其中第一计时器包括配置成接收第一斜坡信号的第一输入端、配置成接收第一阈值电压的第二输入端，并且其中第一斜坡信号由具有与降压-升压式转换器的输入电压成比例的电流电平的第一电流源生成，并且第一阈值电压与降压-升压式转换器的输入电压和降压-升压式转换器的输出电压之间的差成比例；以及第二计时器，被配置为确定对降压-升压式转换器的升压转换器部分的高压侧开关施加的栅极驱动信号的关闭沿，其中第二计时器包括配置成接收第二斜坡信号的第一输入端、配置成接收第二阈值电压的第二输入端，并且其中第二斜坡信号由具有与降压-升压式转换器的输出电压成比例的电流电平的第二电流源生成，并且第二阈值电压与降压-升压式转换器的输入电压成比例。

根据另一个实施例，一种方法包括：利用具有与降压-升压式转换器的输入电压成比例的电流电平的第一电流源生成第一斜坡信号；利用具有与降压-升压式转换器的输出电压成比例的电流电平的第二电流源生成第二斜坡信号；生成与降压-升压式转换器的输入电压和输出电压之间的差成比例的第一阈值电压；生成与降压-升压式转换器的输入电压成比例的第二阈值电压；利用第一比较器比较第一阈值电压与第一斜升和第一预定偏置电压之和；利用第二比较器比较第二阈值电压与第二斜升和第二预定偏置电压之和；基于由第一比较器生成的比较结果终止降压-升压式转换器的降压转换器部分的低压侧开关的栅极驱动信号；以及基于由第二比较器生成的比较结果终止降压-升压式转换器的升压转换器部分的高压侧开关的栅极驱动信号。

根据又一个实施例，一种转换器包括：串联连接在输入电压端子和地之间的第一高压侧开关和第一低压侧开关；串联连接在输出电压端子和地之间的第二高压侧开关和第二低压侧开关；连接到第一高压侧开关和第一低压侧开关的共同节点与第二高压侧开关和第二低压侧开关的共同节点的电感器；以及配置成生成栅极驱动信号的控制设备，其中控制设备包括：用于设置第一低压侧开关的关闭时间的第一计时器；用于设置第二高压侧开关的关闭时间的第二计时器；以及用于设置第一高压侧开关的关闭时间和第二低压侧开关的关闭时间的峰值电流模式控制装置。

本发明的较佳实施例的优点是提高降压-升压式功率转换器的性能。

上文相当广泛地概述了本发明的特征和技术优点，以便可以更好地了解本发明的详细描述。下文将描述形成本发明的权利要求的主题的本发明的额外特征和优点。本领域技术人员应明白，可容易地利用公开的概念和特定实施例作为修改或设计用于进行本发明的相同目的的其它结构或过程的基础。本领域技术人员还应意识到，此类等效构造并未偏离随附权利要求中阐述的本发明的精神和范围。

附图说明

为了更全面地理解本发明及其优点，现在结合附图参考以下描述，图中：

图1示出四开关降压-升压式转换器的常规控制方法；

图2示出根据本发明实例的，用于示例性恒定关闭时间(COT)降压-升压式转换器的示例性COT降压-升压控制方法；

图3示出根据本发明实例的，用于图2中的示例性COT降压-升压式转换器的示例性降压T_off计时器和升压T_off计时器；

图4A-4C示出根据本发明实例的，图2中的示例性COT降压-升压式转换器的波形；

图5示出根据本发明实例的，用于示例性恒定关闭时间(COT)降压-升压式转换器的另一种示例性COT降压-升压控制方法；

图6示出根据本发明实例的，图5中的示例性COT降压-升压式转换器的另一个示例性降压T_off计时器和升压T_off计时器；

图7示出根据本发明实例的，图5中的示例性COT降压-升压式转换器的示例性模式比较器状态图；

图8A-8C示出根据本发明实例的，图5中的示例性COT降压-升压式转换器的波形；

图9是根据本发明实例的，用于控制系统的恒定关闭时间(COT)降压-升压式转换器的示例性方法；

图10示出根据本发明的各种示例的示例性系统；

图11示出根据本发明的各种实施例的降压-升压式转换器及其相关联的恒定关闭时间控制电路的示意图；

图12示出根据本发明的各种实施例的降压关闭时间计时器和升压关闭时间计时器的示意图；

图13示出根据本发明的各种实施例与图11中示出的降压-升压式转换器的降压操作模式相关联的计时图；

图14示出根据本发明的各种实施例与图11中示出的降压-升压式转换器的降压-升压操作模式相关联的计时图；

图15示出根据本发明的各种实施例与图11中示出的降压-升压式转换器的升压操作模式相关联的计时图；

图16示出根据本发明的各种实施例的另一个降压-升压式转换器及其相关联的恒定关闭时间控制电路的示意图；

图17示出根据本发明的各种实施例在图16中示出的降压关闭时间计时器和升压关闭时间计时器的示意图；

图18示出根据本发明的各种实施例在图16中示出的比较器的操作原理；

图19示出根据本发明的各种实施例与图16中示出的降压-升压式转换器的降压操作模式相关联的计时图；

图20示出根据本发明的各种实施例与图16中示出的降压-升压式转换器的降压-升压操作模式相关联的计时图；

图21示出根据本发明的各种实施例与图16中示出的降压-升压式转换器的升压操作模式相关联的计时图；

图22示出根据本发明的各种实施例用于检测流过降压-升压式转换器的电感器的电流的电流感应电路的第一实现的示意图；

图23示出根据本发明的各种实施例用于检测流过降压-升压式转换器的电感器的电流的电流感应电路的第二实例的示意图；

图24示出根据本发明的各种实施例用于检测流过降压-升压式转换器的电感器的电流的电流感应电路的第三实例的示意图；

图25示出根据本发明的各种实施例用于检测流过降压-升压式转换器的电感器的电流的电流感应电路的第四实例的示意图；以及

图26示出根据本发明的各种实施例用于检测流过降压-升压式转换器的电感器的电流的电流感应电路的第五实例的示意图。

除非另外指示，否则不同图中的对应数字和符号一般指对应部分。绘制附图是为了清楚地说明各种实施例的相关方面，它们不一定按比例绘制。

具体实施方式

下文论述目前较佳的实施例的制作和使用。但是，应明白，本发明提供可在广泛范围的特定背景中实施的许多适用的发明概念。论述的特定实施例只是说明制作和使用本发明的特定方式，而不是限制本发明的范围。

可采用许多不同的形式来实施本发明。图中示出代表性实施例，并且本文中将进行详细描述。这些实施例是本发明的原理的示例或图示，而不是要限制它的广泛方面。在这个意义上，不应逐一地或共同地、通过隐含、推断或以其它方式将在例如摘要、发明内容和具体实施方式部分中公开但是没有在权利要求中明确阐述的元件和限制并入到权利要求中。出于本详细描述的目的，除非特别放弃权利，否则单数包括复数，或反之；并且词语“包括”表示“包括但不限于”。此外，本文中可利用诸如“大约”、“几乎”、“大体上”、“近似”等的近似词语来表示例如“为”、“近似于”、“差不多为”、“在3-5％内”或“在可接受的制造公差内”或其任何逻辑组合。

本发明的各种示例提供用于以恒定关闭时间(COT)控制和峰值电流模式(PCM)控制的组合来管理四开关降压-升压式转换器的系统和方法。利用COT控制，四开关降压-升压式转换器可在输入电压变化时在降压模式、降压-升压模式和升压模式之间自动且平稳地转变。PCM控制用于确定四开关降压-升压式转换器的开关的关闭时间。

图2示出根据本发明的实现的示例性恒定关闭时间(COT)降压-升压式转换器200的示例性COT降压-升压控制方法。在该示例中，转换器200包括四个开关Q1 202、Q2 203、Q3206和Q4 205、电压误差放大器218、峰值电流比较器214、降压T_off计时器230、耦合到降压T_off计时器230的降压控制逻辑210、升压T_off计时器240以及耦合到升压T_off计时器240的升压控制逻辑212。在一些实例中，四个开关Q1 202、Q2 203、Q3 206和Q4 205是功率金属-氧化物-半导体场效应晶体管(MOSFET)。Q1 202和Q4 205分别是高压侧功率MOSFET，而Q2 203和Q3 206分别是低压侧功率MOSFET。

降压T_off计时器230和升压T_off计时器240配置成为转换器200的每个对应功率开关计算关闭时间，这将在图3中进一步示出。如图3所示，计时器(例如，230或240)可基于Vin和Vout生成参考电压(例如，VR_BUCK或VR_BOOST)和充电电流源(例如，303或313)。降压T_off计时器230包括电容器304和比较器301，而升压T_off计时器240包括电容器314和比较器311。因此，降压T_off计时器230和升压T_off计时器240可分别通过如下算式计算降压开关(例如，Q1 202和Q2 203)和升压开关(例如，Q3 206和Q4 206)的关闭时间：

在以上算式中，k1和k3是电压缩放因子，而k2和k4是电压对电流缩放因子。通过选择不同的缩放因子，可调整关闭时间T_OFFBUCK/T_OFFBOOST和对应的切换频率。

在该示例中，降压T_off计时器230还包括偏置电压V_BIASBUCK，而升压T_off计时器240还包括偏置电压V_BIASBOOST，以便在降压模式、降压-升压模式和升压模式之间实现自动转变。当转换器200的VIN比转换器200的VOUT高得多时，T_OFFBOOST比转换器200的切换周期长久得多，以使得Q4 205保持开启。在这种场景中，当转换器200以降压模式操作时，可根据以上等式确定T_OFFBUCK。当以降压模式工作时，从不触发升压T_off计时器240。Q3一直处于关闭状态，并且Q4一直处于打开状态。电流感应放大器213配置成检测Q1 202的开关电流。基于电流感应放大器213的输出达到比较器214的控制电压V_ctrl时的时间确定Q1 202的关闭时间。在Q1202关闭之后，降压T_off计时器230开始计数。一旦降压T_off计时器230触发，便再次打开Q1202以开始另一个循环。

随着VIN下降并接近于VOUT，甚至在VIN仍然高于VOUT时，T_OFFBOOST将因为偏置电压V_BIASBOOST而减小。当T_OFFBOOST减小至阈值水平时，Q4 205将开始关闭，并且Q3 206打开。此时，转换器200开始以降压-升压模式工作。当在降压-升压模式中时，Q1 202和Q3 206最初处于打开状态。电感器204的电流通过VIN而提升。电流感应放大器213配置成检测电感器204的电流。当电流感应放大器213的输出达到控制电压V_ctrl时，将关闭Q1 202和Q3 206，并将打开Q2 203和Q4 205。此时，降压T_off计时器230和升压T_off计时器240均将开始计数。在这种场景中，T_OFFBUCK比T_OFFBOOST小得多。最初，降压T_off计时器230被触发，由此关闭Q2 203并打开Q1202。在接近于切换循环的等待时间之后，触发升压T_off计时器240，由此关闭Q4 205并打开Q3 206。然后，开始重复另一个切换循环。

随着VIN继续下降至低于VOUT的某点，即当k1·(VIN–VOUT)+V_BIASBUCK小于k2·VIN时，T_OFFBUCK将减小为0。然后，Q1 202将一直打开。转换器200开始以升压模式工作。在升压模式中，由于VIN–VOUT为负，所以降压T_off计时器230总是处于触发状态，由此使Q1 202一直保持处于打开状态，同时使Q2 203一直保持处于关闭状态。

图4A-4C示出根据本发明的实现图2中的示例性COT降压-升压式转换器200的波形。如图4A-4C所示，转换器200可基于降压T_off计时器230和升压T_off计时器240的计算的关闭时间调整它的操作模式。在降压模式、降压-升压模式和升压模式之间的转变可以是自动且无缝连接的。

在一些实例中，降压T_off计时器230和升压T_off计时器240彼此匹配。例如，降压T_off计时器230和升压T_off计时器240中的参数可按照

大体上相关或匹配。因此，可使降压模式和升压模式中的切换频率保持恒定。

图5示出根据本发明的实现的示例性恒定关闭时间(COT)降压-升压式转换器500的另一种示例性COT降压-升压控制方法。在该示例中，转换器500包括四个开关Q1 502、Q2503、Q3 506和Q4 505、降压T_off计时器530、耦合到降压T_off计时器530的降压控制逻辑510、升压T_off计时器540、耦合到升压T_off计时器540的升压控制逻辑511、电压误差放大器518、峰值电流比较器514以及比较器551和553。图6中进一步示出降压T_off计时器530和升压T_off计时器540。比较器551和553用于基于VIN和VOUT之间的关系确定转换器500的操作模式。图7中示出这两个比较器551和553的特性。

在图7中，当VIN高于VOUT+VOFFSET2时，转换器500禁用升压模式，并且只启用Q1502和Q2 503的切换。在这种场景中，Q3 506一直处于关闭状态，而Q4 505一直处于打开状态。当VIN变成低于VOUT–VOFFSET1时，转换器500将禁用降压模式，并且只启用Q3 506和Q4505的切换。在这种场景中，Q1 502一直处于打开状态，而Q2 503一直处于关闭状态。当VIN介于VOUT–VOFFSET1和VOUT+VOFFSET2之间时，转换器500以降压-升压模式操作，并且在每个切换循环期间启用所有四个开关的切换。图8A-8C中示出示例性COT降压-升压式转换器500的波形。

在该实例中，转换器500利用比较器551和553而不是电容和电流源来确定操作模式。因此，可以用更小的电路尺寸来更准确地控制操作模式。

尽管分别在图2-8中的示例性系统200-800内只示出某些组件，但是在示例性系统200-800中也可包括能够处理或存储数据、或接收或传送信号的各种类型的电子或计算组件。此外，在示例性系统200-800中的电子或计算组件可配置成执行各种类型的应用。

以上论述旨在说明本发明的原理和各种示例。一旦完全明白以上公开内容，众多改变和修改将变得显而易见。

图9是根据本发明的实现用于控制系统的恒定关闭时间(COT)降压-升压式转换器的示例性方法900。应了解，介绍示例性方法900只是为了说明的目的，并且根据本发明的其它方法可包括按类似或备选顺序或并行执行的额外的、更少的或备选的步骤。示例性方法900在步骤902通过确定降压-升压式转换器的VIN和VOUT开始。如图2-8所示，降压-升压式转换器包括四个开关(例如，两个高压侧功率MOSFET和两个低压侧功率MOSFET)、第一比较器、降压T_off计时器和升压T_off计时器。在一些实例中，降压-升压式转换器还包括电压误差放大器和峰值电流比较器。在一些实例中，降压-升压式转换器还包括用于基于VIN和VOUT之间的关系确定降压-升压式转换器的操作模式的第二和第三比较器。

在步骤904，系统或系统的降压控制逻辑和升压控制逻辑(下文统一使用“系统”来表示)确定降压-升压式转换器的VIN是否高于第一阈值电压。在一些实例中，第一阈值电压比降压-升压式转换器的VOUT高得多。在一些实例中，第一阈值电压等于VOUT+VOFFSET2。VOFFSET2是给降压-升压式转换器的第三比较器的偏置电压。

在步骤906，如果VIN高于第一阈值电压，那么系统对降压-升压式转换器启用降压模式。在步骤908，系统启用切换第一高压侧功率MOSFET和第一低压侧功率MOSFET，同时打开第二高压侧功率MOSFET并关闭第二低压侧功率MOSFET，如图2-8所示。在一些实例中，在降压模式中，电流感应放大器配置成检测第一高压侧功率MOSFET的开关电流。基于电流感应放大器的输出达到第一比较器的控制电压时的时间确定第一高压侧功率MOSFET的关闭时间。当以降压模式工作时，从不触发升压T_off计时器。

在步骤910，系统确定降压-升压式转换器的VIN是否低于第二阈值电压。在一些实例中，第二阈值电压实质上低于VOUT，以使得T_OFFBUCK减小为0。在一些实例中，第二阈值电压等于VOUT–VOFFSET1。VOFFSET1是给降压-升压式转换器的第二比较器的偏置电压。

在步骤912，如果VIN低于第二阈值电压，那么系统对降压-升压式转换器启用升压模式。在步骤914，系统启用切换第二高压侧功率MOSFET和第二低压侧功率MOSFET，同时关闭第一低压侧功率MOSFET并打开第一高压侧功率MOSFET，如图2-8所示。在升压模式中，降压T_off计时器处于触发状态，以便使第一高压侧功率MOSFET处于打开状态并使第一低压侧功率MOSFET处于关闭状态。

在步骤916，如果VIN介于第一阈值电压和第二阈值电压之间，那么系统对降压-升压式转换器启用降压-升压模式。在步骤916，系统启用切换第一和第二高压侧功率MOSFET以及第一和第二低压侧功率MOSFET，如图2-8所示。在一些实例中，当处于降压-升压模式中时，电流感应放大器配置成检测连接到第一高压侧功率MOSFET的输出端的功率电感器的电流。当电流感应放大器的输出达到第一比较器的控制电压时，将关闭第一高压侧功率MOSFET和第二低压侧功率MOSFET，同时将打开第一低压侧功率MOSFET和第二高压侧功率MOSFET。然后，降压T_off计时器和升压T_off计时器均开始计数。最初，触发降压T_off计时器，由此关闭第一低压侧功率MOSFET并打开第一高压侧功率MOSFET。在接近于切换循环的等待时间之后，触发升压T_off计时器，由此关闭第二高压侧功率MOSFET，并打开第二低压侧功率MOSFET。然后，开始重复另一个切换循环。

本文中公开了对如图10所示的示例系统和网络的简要介绍性描述。本文中应当描述了这些变化，因为阐述了各种示例。本发明现在转到图10。

图10示出示例计算系统1000，其中计算系统的组件利用总线1002彼此电通信。系统1000包括处理单元(CPU或处理器)1030和系统总线1002，系统总线1002将包括系统存储器1004(例如，只读存储器(ROM)1006和随机存取存储器(RAM)1008)在内的各种系统组件耦合到处理器1030。系统1000可包括与处理器1030直接连接、与处理器1030位置接近或集成作为处理器1030的一部分的高速存储器的缓存。系统1000可将来自存储器1004和/或存储装置1012的数据复制到缓存1028以便供处理器1030快速存取。以此方式，缓存可在等待数据的同时为处理器1030提供性能提升。这些和其它模块可控制或者可配置成控制处理器1030执行各种动作。其它系统存储器1004也可供使用。存储器1004可包括具有不同性能特性的多种不同类型的存储器。处理器1030可包括任何通用处理器以及硬件模块或软件模块，诸如嵌入在存储装置1012中的第一模块1014、第二模块1016和第三模块1018。硬件模块或软件模块配置成控制处理器1030以及专用处理器，在其中将软件指令并入到实际处理器设计中。处理器1030基本上可以是包含多个核或处理器、总线、存储器控制器、高速缓存等的完全自包含计算系统。多核处理器可对称或不对称。

为了使得能够与计算装置1000进行用户交互，提供输入装置1020作为输入机构。输入装置1020可包括用于语音的麦克风、用于姿势或图形输入的触敏屏幕、键盘、鼠标、运动输入等。在一些情况下，多模态系统可使得用户能够提供多种类型的输入以便与系统1000通信。在该示例中，还提供输出装置1022。通信接口1024可支配和管理用户输入和系统输出。

存储装置1012可以是可由计算机访问的用于存储数据的非易失性存储器。存储装置1012可以是磁盘、闪速存储卡、固态存储器装置、数字万用盘、卡盘、随机存取存储器(RAM)1008、只读存储器(ROM)1006及其混合。

控制器1010可以是系统1000上的专门化微控制器或处理器，诸如BMC(基板管理控制器)。在一些情况下，控制器1010可以是智能平台管理接口(IPMI)的一部分。此外，在一些情况下，控制器1010可嵌入在系统1000的母板或主电路板上。控制器1010可管理系统管理软件和平台硬件之间的接口。控制器1010还可与诸如控制器或外围组件的各种系统装置和组件(内部和/或外部)通信，如下文进一步描述。

控制器1010可对通知、警报和/或事件生成特定响应，并与远程装置或组件通信(例如，电子邮件消息、网络消息等)以便为自动硬件恢复规程等生成指令或命令。管理员还可与控制器1010远程通信以便启动或引导特定硬件恢复规程或操作，如下文进一步描述。

控制器1010还可包括用于管理和维持由控制器1010接收的事件、警报和通知的系统事件日志控制器和/或存储设备。例如，控制器1010或系统事件日志控制器可从一个或多个装置和组件接收警报或通知，并将警报或通知在系统事件日志存储组件中。

闪速存储器1032可以是可供系统300用于存储和/或数据传递的电子非易失性计算机存储介质或芯片。可对闪速存储器1032进行电擦除和/或重新编程。例如，闪速存储器1032可包括EPROM(可擦除可编程只读存储器)、EEPROM(电可擦除可编程只读存储器)、ROM、NVRAM或CMOS(互补金属-氧化物半导体)。闪速存储器1032可存储在系统1000第一次通电时由系统1000执行的嵌入式软件1034以及为嵌入式软件1034指定的配置集合。闪速存储器1032还可存储供嵌入式软件1034使用的配置。

嵌入式软件1034可包括基本输入/输出系统或等效物，诸如EFI(可扩展固件接口)或UEFI(统一可扩展固件接口)。可在每次开始系统1000时作为序列程序加载和执行嵌入式软件1034。嵌入式软件1034可基于配置集合识别、初始化和测试存在于系统1000中的硬件。嵌入式软件1034可在系统1000上执行自测试，诸如POST(通电自测试)。这种自测试可测试诸如硬盘驱动器、光读取装置、冷却装置、存储器模块、扩充卡等的各种硬件组件的功能性。嵌入式软件1034可在存储器1004、ROM 1006、RAM 1008和/或存储装置1012中寻址和分配区域以便存储操作系统(OS)。嵌入式软件1034可加载引导加载程序和/或OS，并将系统1000的控制权给予OS。

系统1000的嵌入式软件1034可包括用于定义嵌入式软件1034如何控制系统1000中的各种硬件组件的固件配置。固件配置可确定系统1000中的各种硬件组件的开始顺序。嵌入式软件1034可提供诸如UEFI的接口，它允许设置各种不同的参数，这些参数可与固件默认配置中的参数不同。例如，用户(例如，管理员)可利用嵌入式软件1034来：指定时钟和总线速度；定义将什么样的外围设备附连到系统1000；设置操作参数的阈值(例如，风扇速度和CPU温度限制)；和/或提供影响系统1000的整体性能和功率使用的各种其它参数。尽管将嵌入式软件1034视为是存储在闪速存储器1032中，但是本领域技术人员将容易地意识到，可将嵌入式软件1034存储在诸如存储器1004或ROM 1006的其它存储器组件中。

系统1000可包括一个或多个传感器1026。这一个或多个传感器1026可包括例如一个或多个温度传感器、热传感器、氧传感器、化学传感器、噪音传感器、热量传感器、电流传感器、电压传感器、气流传感器、流量传感器、红外温度计、热流传感器、温度计、高温计等。这一个或多个传感器1026可经由总线1002与例如处理器、高速缓存1028、闪速存储器1032、通信接口1024、存储器1004、ROM 1006、RAM 1008、控制器1010和存储装置1012通信。这一个或多个传感器1026还可经由诸如内置集成电路(I2C)、通用输出(GPO)等的一个或多个不同部件与系统中的其它组件通信。系统1000上的不同类型的传感器(例如，传感器1026)还可向控制器1010报道关于诸如冷却风扇速度、功率状态、操作系统(OS)状态、硬件状态等的参数。

为了清楚地解释，在一些情况下，可将本发明作为包括诸如装置、装置组件、以软件实施的方法中的步骤或例行程序、硬件和软件的组合的各个功能块进行介绍。

在一些实例中，计算机可读存储装置、介质和存储器可包括包含位流等的有线或无线信号。但是，在提及时，非暂时性计算机可读存储介质明确排除诸如能量、载波信号、电磁波和信号本身的介质。

可利用存储的或以其它方式可从计算机可读介质获得的计算机可执行指令来实现根据上述示例的方法。此类指令可包括例如使得或以其它方式将通用计算机、专用计算机或专用处理装置配置成执行特定功能或功能群组的指令和数据。使用的计算机资源的部分可通过网络访问。计算机可执行指令可以是例如诸如汇编语言、嵌入式软件或源代码的二进制和中间格式指令。

实现根据这些公开内容的方法的装置可包括硬件、嵌入式软件和/或软件，并且可采取各种形状因子中的任何形状因子。此类形状因子的典型示例包括膝上型计算机、智能电话、小型个人计算机、个人数字助理、机架安装装置、独立装置等。本文中描述的功能性也可在外围设备或插卡中实施。此类功能性还可在电路板上在不同芯片中、或在单个装置中执行的不同进程中实现，这里只是进一步举例。

还可在各种各样的操作环境中实现各种示例，在一些情况下，这些操作环境可包括可用于操作多个应用中的任何应用的一个或多个服务器计算机、用户计算机或计算装置。用户或客户端装置可包括多个通用个人计算机中的任何计算机(诸如运行标准操作系统的桌面型或膝上型计算机)以及运行移动软件并且能够支持多个联网和消息传递协议的蜂窝、无线和手持式装置。此类系统还可包括运行各种市售操作系统中的任意操作系统以及用于诸如开发和数据库管理的目的的其它已知应用的多个工作站。这些装置还可包括其它电子装置，诸如虚设终端、瘦客户端、游戏系统以及能够经由网络通信的其它装置。

在以硬件实现示例或其部分的意义来说，可利用以下任一技术或其组合来实现本发明：具有用于在数据信号上实现逻辑功能的逻辑门的(一个或多个)离散逻辑电路；具有合适的组合逻辑门的专用集成电路(ASIC)；可编程硬件，诸如(一个或多个)可编程门阵列(PGA)；和/或现场可编程门阵列(FPGA)；等等。

大多数示例利用本领域技术人员熟悉的至少一个网络来支持利用各种市售协议中的任何协议进行通信，诸如TCP/IP、OSI、FTP、UPnP、NFS、CIFS、AppleTalk等。网络可以是例如局域网、广域网、虚拟私有网络、互联网、内联网、以太网、公共交换电话网络、红外网络、无线网络及其任意组合。

根据这些技术实现方法的装置可包括硬件、嵌入式软件和/或软件，并且可采取各种形状因子中的任何形状因子。此类形状因子的典型示例包括服务器计算机、膝上型计算机、智能电话、小型个人计算机、个人数字助理等。本文中描述的功能性也可在外围设备或插卡中实施。此类功能性还可在电路板上在不同芯片中、或在单个装置中执行的不同进程中实现，这里只是进一步举例。

在利用Web服务器的示例中，Web服务器可运行任意种类的服务器或多层应用，包括HTTP服务器、FTP服务器、CGI服务器、数据服务器、Java服务器和商业应用服务器。响应于来自用户装置的请求，(所述一个或多个)Web服务器还能够执行程序或脚本。例如，Web服务器可执行一个或多个Web应用，这一个或多个Web应用可作为以诸如

C、C#或C++的任何编程语言或诸如Perl、Python或TCL的任何脚本语言及其组合编写的一个或多个脚本或程序实现。(所述一个或多个)Web服务器还可涵盖数据库服务器，包括在公开市场上市售的那些数据库服务器。

服务器系统可包括各种数据仓库以及其它存储器和存储介质，如上文所论述。它们可驻留在各种位置中，诸如驻留在其中一个或多个计算机的本地(和/或驻留在其中)的存储介质上、或者跨越网络远离任何或所有计算机。在特定示例集合中，信息可驻留在本领域技术人员熟悉的存储区域网络(SAN)中。类似地，合适时，可本地和/或远程存储用于执行归因于计算机、服务器或其它网络装置的功能的任何必需文件。在系统包括计算机化装置的情况下，每个这样的装置可包括可经由总线电耦合的硬件元件，这些元件包括例如至少一个中央处理单元(CPU)、至少一个输入装置(例如，鼠标、键盘、控制器、触敏显示器元件或小键盘)以及至少一个输出装置(例如，显示器装置、打印机或扬声器)。此类系统还可包括一个或多个存储装置，诸如盘驱动器、光存储装置和诸如随机存取存储器(RAM)或只读存储器(ROM)的固态存储装置、以及可移动介质装置、存储卡、闪速卡等。

用于包含代码或代码的部分的存储介质和计算机可读介质可包括本领域中已知或使用的任何合适的介质，包括但不限于用于存储和/或传送数据或信息的可移动和不可移动介质。可移动和不可移动介质包括RAM、ROM、EPROM、EEPROM、闪速存储器或其它存储器技术、CD-ROM、数字万用盘(DVD)或其它光存储设备、磁盘、磁带、磁盘存储设备或可用于存储期望的信息并且可供系统装置存取的其它磁存储装置。数据或信息可包括计算机可读指令、数据结构、程序模块或其它数据。基于本文中提供的技术和教导，本领域技术人员将明白用于实现本发明的各种方面的其它方式和/或方法。

因此，本说明书和附图将视为是说明性而不是限制意义。但是，将显而易见，在不偏离如权利要求中所阐述的本申请的更广泛的精神和范围的情况下，可对此进行各种修改和改变。

图11示出根据本公开的各种实施例的降压-升压式转换器及其相关联的恒定关闭时间控制电路的示意图。降压-升压式转换器包括第一高压侧开关Q1、第一低压侧开关Q2、第二低压侧开关Q3、第二高压侧开关Q4和电感器204。第一高压侧开关Q1和第一低压侧开关Q2串联连接在输入电容器201的正极端子和负极端子之间。第二高压侧开关Q4和第二低压侧开关Q3串联连接在输出电容器207的正极端子和负极端子之间。电感器204耦合在第一高压侧开关Q1和第一低压侧开关Q2的共同节点与第二高压侧开关Q4和第二低压侧开关Q3的共同节点之间。

降压-升压式转换器可被划分成两个部分，即，降压转换器部分和升压转换器部分。降压转换器部分可包括第一高压侧开关Q1和第一低压侧开关Q2。降压转换器部分和电感器204可充当步降式转换器。另一方面，升压转换器部分可包括第二高压侧开关Q4和第二低压侧开关Q3。升压转换器部分和电感器204可充当步升式转换器。降压转换器部分、电感器204和升压转换器部分级联连接在输入电容器201和输出电容器207之间。

通过恒定关闭时间控制电路控制降压-升压式转换器的降压转换器部分和升压转换器部分。如图11所示，恒定关闭时间控制电路包括放大器218、峰值电流比较器214、降压关闭时间计时器230、升压关闭时间计时器240、第一锁存器211、第二锁存器219、降压控制逻辑单元210和升压控制逻辑单元212。

如图11所示，恒定关闭时间控制电路可检测输出电压VOUT和流过电感器204的电流，并相应地生成用于驱动开关Q1、Q2、Q3和Q4的多个栅极驱动信号。

在一些实施例中，放大器218是电压误差放大器。如图11所示，放大器218的反相输入端(FB)被应用于通过由电阻器208和209形成的分压器检测输出电压VOUT。放大器218的正相输入端连接到预定参考电压VREF。放大器218的输出端连接到峰值电流比较器214的反相输入端。补偿网络连接在放大器218的输出端和地之间。补偿网络包括电阻器215、电容器216和电容器217。补偿网络有助于稳定控制回路并提供足够的相位裕量，从而改善降压-升压式转换器的瞬态响应性能。

峰值电流比较器214的正相输入端配置成接收检测的电流信号(CS)。如图11所示，通过诸如dc电阻(DCR)电流检测装置的合适的电流检测装置来检测流过电感器204的电流。通过电流感应放大器213将检测的电流信号馈送到峰值电流比较器214的正相输入端。采用电流感应放大器213来提供合适的电流感应增益。

采用第一锁存器211来为开关Q1和Q2生成栅极驱动信号。如图11所示，第一锁存器211的置位输入端(set input)配置成接收降压关闭时间计时器230的输出信号。第一锁存器211的复位输入端(reset input)配置成接收峰值电流比较器214的输出信号。第一锁存器211的输出是用于控制降压-升压式转换器的降压转换器部分的PWM信号。如图11所示，通过降压控制逻辑单元210将第一锁存器211的输出分别施加到开关Q1和Q2的栅极。降压控制逻辑单元210被应用于基于由第一锁存器211生成的PWM信号生成高压侧栅极驱动信号和低压侧栅极驱动信号。此外，降压控制逻辑单元210在高压侧栅极驱动信号和低压侧栅极驱动信号之间增加合适的延迟。下文将关于图12描述降压关闭时间计时器230的详细示意图。

采用第二锁存器219来为开关Q3和Q4生成栅极驱动信号。如图11所示，第二锁存器219的置位输入端(set input)配置成接收升压关闭时间计时器240的输出信号。第二锁存器219的复位输入端(reset input)配置成接收峰值电流比较器214的输出信号。第二锁存器219的输出是用于控制降压-升压式转换器的升压转换器部分的PWM信号。如图11所示，通过升压控制逻辑单元212将第二锁存器219的输出分别施加到开关Q3和Q4的栅极。升压控制逻辑单元212被应用于基于由第二锁存器219生成的PWM信号生成高压侧栅极驱动信号和低压侧栅极驱动信号。此外，升压控制逻辑单元212在高压侧栅极驱动信号和低压侧栅极驱动信号之间增加合适的延迟。下文将关于图12描述升压关闭时间计时器240的详细示意图。

应注意，尽管本描述通篇中的示例基于降压-升压式转换器和配置成为降压-升压式转换器(例如，图11中示出的降压-升压式转换器)生成栅极驱动信号的恒定关闭时间控制电路，但是图11中示出的降压-升压式转换器以及恒定关闭时间控制电路可具有许多改变、备选和修改。例如，恒定关闭时间控制电路可检测其它必需的信号，诸如降压-升压式转换器的输入电压、输入电流和/或输出电流。此外，可以有一个专用驱动器或多个专用驱动器耦合在恒定关闭时间控制电路与开关Q1、Q2、Q3和Q4之间。总之，限制本文中示出的降压-升压式转换器和恒定关闭时间控制电路只是为了清楚地说明各种实施例的发明方面的目的。本发明不限于任何特定的功率拓扑和系统配置。

图11中示出的开关(例如，第一高压侧开关Q1)可作为n-型金属氧化物半导体(NMOS)晶体管实现。备选地，这些开关可作为其它合适的可控装置实现，诸如金属氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)装置、双极结型晶体管(BJT)装置、超级结型晶体管(SJT)装置、绝缘栅双极晶体管(IGBT)装置、基于氮化镓(GaN)的功率装置和/或类似装置。

还应注意，尽管图11示出四个开关Q1、Q2、Q3和Q4，但是本发明的各种实施例可包括其它改变、修改和备选。例如，可通过续流二极管和/或类似组件来取代低压侧开关Q2。可通过整流二极管和/或类似组件来取代高压侧开关Q4。

基于不同设计需要和应用，降压-升压式转换器可配置成以三种不同的操作模式、即降压操作模式、升压操作模式和降压-升压操作模式操作。下文将关于图13-15描述这三种操作模式的详细操作原理。

在一些实施例中，降压-升压式转换器配置成以降压操作模式操作。在降压操作模式中，采用与常规降压转换器中相同的方式通过具有合适的切换死区时间的互补栅极驱动信号来控制Q1和Q2。Q3总是关闭，并且Q4总是打开。下文将关于图13描述降压操作模式的详细操作原理。

在一些实施例中，降压-升压式转换器配置成以降压-升压操作模式操作。在降压-升压操作模式中，采用与常规降压转换器中相同的方式通过具有合适的切换死区时间的互补栅极驱动信号来控制Q1和Q2。采用与常规升压转换器中相同的方式通过具有合适的切换死区时间的互补栅极驱动信号来控制Q3和Q4。下文将关于图14描述第二种控制机制的详细操作原理。

在一些实施例中，降压-升压式转换器配置成以升压操作模式操作。在升压操作模式中，采用与常规升压转换器中相同的方式通过具有合适的切换死区时间的互补栅极驱动信号来控制Q3和Q4。Q2总是关闭，并且Q1总是打开。下文将关于图15描述升压操作模式的详细操作原理。

图12示出根据本发明的各种实施例的降压关闭时间计时器和升压关闭时间计时器的示意图。在一些实施例中，降压关闭时间计时器230配置成计算降压转换器部分的关闭时间，并且升压关闭时间计时器240配置成计算升压转换器部分的关闭时间。

降压关闭时间计时器230包括电流源303、电容器304、开关305、比较器301、或门306和降压偏置电压源302。如图12所示，电流源303的电流水平与输入电压VIN成比例。利用电流源303来对电容器304充电。电容器304两端的电压是斜坡电压(voltage ramp)。

将电容器304两端的电压和降压偏置电压302的总和馈送到比较器301的正相输入端。比较器301的反相输入端连接到阈值电压，阈值电压与输入电压和输出电压之间的电压差成比例。通过或门306的输出信号控制开关305的栅极。如图12所示，或门306配置成接收由第一锁存器211生成的PWM信号以及由峰值电流比较器214生成的CMP信号。PWM和CMP信号的组合确定电容器304复位。

如图12所示，在比较器301中将电容器304两端的电压和降压偏置电压302的总和与阈值电压进行比较。在电容器304两端的电压和降压偏置电压302的总和达到阈值电压之后，比较器301的输出端生成降压转换器部分的关闭时间的终止信号(打开Q2的终止信号)。

通过电容器304两端的电压和降压偏置电压302的总和与阈值电压之间的比较结果确定高压侧开关Q1的关闭时间或低压侧开关Q2的打开时间。高压侧开关Q1的关闭时间(或低压侧开关Q2的打开时间)满足以下等式：

其中C_BUCK是电容器304的电容，并且k1和k2是预定参数。V_BIASBUCK是降压偏置电压源302的电压。

升压关闭时间计时器240包括电流源313、电容器314、开关315、比较器311、或门316和升压偏置电压源312。如图12所示，电流源313的电流电平与输出电压VOUT成比例。利用电流源313来对电容器314充电。电容器314两端的电压是斜坡电压。

将电容器314两端的电压和升压偏置电压312的总和馈送到比较器311的正相输入端。比较器311的反相输入端连接到阈值电压，阈值电压与输入电压VIN成比例。通过或门316的输出信号控制开关315的栅极。如图12所示，或门316配置成接收由第二锁存器219生成的PWM信号以及由峰值电流比较器214生成的CMP信号。PWM和CMP信号的组合确定电容器314复位。

在比较器311中将电容器314两端的电压和升压偏置电压312的总和与阈值电压进行比较。在电容器314两端的电压和升压偏置电压312的总和达到阈值电压之后，比较器311的输出端生成升压转换器部分的关闭时间的终止信号。

通过电容器314两端的电压和升压偏置电压312的总和与阈值电压之间的比较结果确定低压侧开关Q3的关闭时间或高压侧开关Q4的打开时间。低压侧开关Q3的关闭时间(或高压侧开关Q4的打开时间)满足以下等式：

其中C_BOOST是电容器314的电容，并且k3和k4是预定参数。V_BIASBOOST是升压偏置电压源312的电压。

在以上等式中，k1和k3是电压缩放因子，并且k2和k4是电压对电流缩放因子。通过选择不同的缩放因子，可相应调整T_OFFBUCK/T_OFFBOOST和对应的切换频率。

在一些实施例中，采用降压偏置电压302和升压偏置电压312来实现在不同操作模式、即降压操作模式、降压-升压操作模式和升压操作模式中的自动转变。

图13示出根据本发明的各种实施例与图11中示出的降压-升压式转换器的降压操作模式相关联的时序图。图13的水平轴表示时间间隔，共有12行。第一行401表示由第一锁存器211生成的PWM信号。第二行402表示馈送到比较器301中的阈值电压和斜坡信号(ramp)。第三行403表示比较器301的输出电压。第四行404表示由第二锁存器219生成的PWM信号。第五行405表示馈送到比较器311中的阈值电压和斜坡信号。第六行406表示比较器311的输出电压。第七行407表示馈送到峰值电流比较器214中的检测的电流信号和误差放大器电压。第八行408表示峰值电流比较器214的输出电压。第九行409表示开关Q1的栅极驱动信号。第十行410表示开关Q2的栅极驱动信号。第十一行411表示开关Q3的栅极驱动信号。第十二行412表示开关Q4的栅极驱动信号。

在操作中，当降压-升压式转换器的输入电压VIN比降压-升压式转换器的输出电压VOUT高得多时，升压转换器部分的关闭时间比降压-升压式转换器的切换周期长得多。参考图12，在降压操作模式中，VR_BOOST总是低于k3·VIN。因此，高压侧开关Q4总是打开，并且低压侧开关Q3总是关闭。降压转换器部分的关闭时间由降压关闭时间计时器230确定。降压-升压式转换器以降压操作模式操作。

返回参考图11，在降压操作模式中，电流感应放大器213被配置为检测Q1的电流(流过电感器204的电流)。当电流感应放大器213的输出达到比较器214的控制电压V_CTRL时，关闭Q1。在关闭Q1之后，降压关闭时间计时器230开始计数。一旦降压关闭时间计时器230触发，便关闭Q2，并再次打开Q1，以便开始另一个循环。

图13示出用于说明降压操作模式的操作原理的计时图。在时刻t1，电流感应放大器213的输出(图13中的CS)达到比较器214的控制电压V_CTRL。返回参考图11，在时刻t1，比较器214的输出生成逻辑电平“1”，并将该逻辑电平“1”发送给第一锁存器211的复位输入端。根据R-S锁存器的操作原理，比较器214的输出确定Q1的栅极驱动信号的关闭沿。

如图13所示，在时刻t1，Q1已经关闭。在合适的延迟之后，打开Q2。作为打开Q2的结果，从时刻t1到时刻t2，感应电流CS以线性方式下降。从时刻t1到时刻t2，控制信号PWM_BUCK具有逻辑低状态，由此关闭图12中示出的斜坡信号生成电路的开关305。因此，对斜升电容器(rump capacitor)304充电，并且从时刻t1到时刻t2，电容器304两端的电压以线性方式增大。在降压操作模式期间，从不触发升压关闭时间计时器。通过比较器214的输出(图13中的CMP)来复位升压的斜坡信号。

在时刻t2，斜坡电压VR_BUCK达到阈值电压。比较器301的输出生成逻辑电平“1”，并将该逻辑电平“1”发送给第一锁存器211的置位输入端。根据R-S锁存器的操作原理，由比较器301的输出确定Q2的栅极驱动信号的关闭沿。

如图13所示，通过降压控制逻辑电路210分别将逻辑电平“1”和逻辑电平“0”施加到Q1和Q2的栅极。作为关闭Q2并打开Q1的结果，从时刻t2到时刻t3，感应电流CS以线性方式增大，并且斜升电容器304放电。

在时刻t3，电流感应放大器213的输出(图13中的CS)再次达到比较器214的控制电压V_CTRL。降压-升压式转换器进入到新的切换周期。

图14示出根据本发明的各种实施例与图11中示出的降压-升压式转换器的降压-升压操作模式相关联的时序图。图14的水平轴表示时间间隔，共有12行。第一行421表示由第一锁存器211生成的PWM信号。第二行422表示馈送到比较器301中的阈值电压和斜坡信号。第三行423表示比较器301的输出电压。第四行424表示由第二锁存器219生成的PWM信号。第五行425表示馈送到比较器311中的阈值电压和斜坡信号。第六行426表示比较器311的输出电压。第七行427表示馈送到峰值电流比较器214中的检测的电流信号和误差放大器电压。第八行428表示峰值电流比较器214的输出电压。第九行429表示开关Q1的栅极驱动信号。第十行430表示开关Q2的栅极驱动信号。第十一行431表示开关Q3的栅极驱动信号。第十二行432表示开关Q4的栅极驱动信号。

在操作中，当输入电压VIN下降至近似等于输出电压VOUT的电平时，甚至在输入电压VIN仍然高于输出电压VOUT时，由于偏置电压V_BIASBOOST，所以升压转换器部分的关闭时间减小。当升压转换器部分的关闭时间(T_OFFBOOST)达到阈值水平时，Q4开始关闭，并且Q3打开。作为关闭Q4和打开Q3的结果，降压-升压式转换器以降压-升压操作模式操作。

图14的时序图示出降压-升压操作模式的操作原理。在时刻t1之前，Q1和Q3最初处于打开状态。流过电感器的电流(图14中的CS)沿斜坡上升。在时刻t1，感应的电流CS达到控制电压V_CTRL，并且关闭Q1和Q3，如图14所示。在合适的延迟之后，打开Q2和Q4。在时刻t1，降压关闭时间计时器230(如图12所示)和升压关闭时间计时器240(如图12所示)均开始计数。在一些实施例中，降压转换器部分的关闭时间(T_OFFBUCK)比升压转换器部分的关闭时间(T_OFFBOOST)小得多。

如图14所示，在时刻t2，触发降压关闭时间计时器230。作为触发降压关闭时间计时器230的结果，在时刻t2，关闭Q2，并打开Q1。在时刻t3，触发升压关闭时间计时器240。作为触发升压关闭时间计时器240的结果，在时刻t3，关闭Q4，并打开Q3。然后，另一个切换循环开始。

图15示出根据本发明的各种实施例与图11中示出的降压-升压式转换器的升压操作模式相关联的时序图。图15的水平轴表示时间间隔。有12行。第一行441表示由第一锁存器211生成的PWM信号。第二行442表示馈送到比较器301中的阈值电压和斜坡信号。第三行443表示比较器301的输出电压。第四行444表示由第二锁存器219生成的PWM信号。第五行445表示馈送到比较器311中的阈值电压和斜坡信号。第六行446表示比较器311的输出电压。第七行447表示馈送到峰值电流比较器214中的检测的电流信号和误差放大器电压。第八行448表示峰值电流比较器214的输出电压。第九行449表示开关Q1的栅极驱动信号。第十行450表示开关Q2的栅极驱动信号。第十一行451表示开关Q3的栅极驱动信号。第十二行452表示开关Q4的栅极驱动信号。

在操作中，输入电压VIN下降至低于输出电压VOUT的预定电平。预定电平满足以下条件：k1·(VIN–VOUT)小于V_BIASBUCK。在输入电压VIN达到该预定电平之后，TOFF_BUCK总是高的，如图15所示。因此，Q1总是打开，并且Q2总是关闭。降压-升压式转换器以升压操作模式操作。返回参考图12，应注意，当第一锁存器211的置位和复位端子具有逻辑高状态时，TOFF_BUCK确定第一锁存器211的输出。

图15的时序图示出升压操作模式的操作原理。在升压操作模式中，由于VIN–VOUT具有负值，所以降压关闭时间计时器230总是处于触发状态，如图15所示。由于降压关闭时间计时器230总是处于触发状态，所以Q1总是打开，并且Q2总是关闭。

在时刻t1，电流感应放大器213的输出(图15中的CS)达到比较器214的控制电压V_CTRL。如上文关于图12所论述，在时刻t1，比较器214的输出(图15中的CMP)生成逻辑电平“1”，并将该逻辑电平“1”发送给第二锁存器219的复位输入端(如图11所示)。根据R-S锁存器的操作原理，由比较器214的输出确定Q3的栅极驱动信号的关闭沿。

如图15所示，在时刻t1，Q3已经关闭。在合适的延迟之后，打开Q4。作为打开Q4的结果，从时刻t1到时刻t2，感应电流CS以线性方式下降。从时刻t1到时刻t2，控制信号PWM_BOOST具有逻辑低状态，由此关闭图12中示出的斜坡信号生成电路的开关315。因此，对斜升电容器314充电，并且从时刻t1到时刻t2，电容器314两端的电压以线性方式增大。

在时刻t2，斜升电压VR_BOOST达到阈值电压。比较器311的输出(TOFF_BOOST)生成逻辑电平“1”，并将该逻辑电平“1”发送给第二锁存器219的置位输入端。根据R-S锁存器的操作原理，由比较器311的输出(TOFF_BOOST)确定Q4的栅极驱动信号的关闭沿。

如图15所示，通过升压控制逻辑电路212分别将逻辑电平“1”和逻辑电平“0”施加到Q3和Q4的栅极。作为关闭Q4并打开Q3的结果，从时刻t2到时刻t3，感应电流CS以线性方式增大。在时刻t2，斜升电容器314放电。在时刻t3，电流感应放大器213的输出(图13中的CS)再次达到比较器214的控制电压V_CTRL。降压-升压式转换器进入到新的切换周期。

图16示出根据本发明的各种实施例的另一个降压-升压式转换器及其相关联的恒定关闭时间控制电路的示意图。图16中示出的降压-升压式转换器与图11中示出的降压-升压式转换器类似，不同之处在于，通过控制单元550来确定操作模式转变。特别地，控制单元550取决于输入电压VIN和输出电压VOUT之间的关系来确定降压-升压式转换器以哪种操作模式(降压、降压-升压或升压)操作。

控制单元550包括第一比较器551和第二比较器553，如图16所示。第一比较器551具有连接到输出电压VOUT和第一偏置电压VOFFSET1的总和的正相输入端。第一比较器551具有连接到输入电压VIN的反相输入端。基于输入电压VIN和输出电压VOUT之间的关系将第一比较器551的输出施加到降压-升压式转换器的升压转换器部分的控制电路。

第二比较器553具有连接到输入电压VIN的正相输入端。第二比较器551具有连接到等于输出电压VOUT减去第二偏置电压VOFFSET2的电压电平的反相输入端。基于输入电压VIN和输出电压VOUT之间的关系将第二比较器553的输出施加到降压-升压式转换器的降压转换器部分的控制电路。

图17示出根据本发明的各种实施例在图16中示出的降压关闭时间计时器和升压关闭时间计时器的示意图。降压关闭时间计时器530和升压关闭时间计时器540与图12中示出的计时器类似，不同之处在于，利用比较器551和553的输出来确定降压-升压式转换器的操作模式。

如图17所示，或门601配置成接收由第二比较器553生成的BKM信号。采用BKM信号来启用降压-升压式转换器的降压转换器部分。BKM信号还用于复位斜升电容器605。如图17所示，将PWM_BUCK信号和反相BKM信号馈送到或门607中。利用或门607的输出复位斜升电容器605。

如图17所示，与门611配置成接收由第一比较器551生成的BSTM信号。采用BSTM信号来启用降压-升压式转换器的升压转换器部分。BSTM信号还用于复位斜升电容器614。如图17所示，将PWM_BOOST信号和反相BSTM信号馈送到或门616中。利用或门616的输出复位斜升电容器614。

图18示出根据本发明的各种实施例在图16中示出的比较器的操作原理。在图18中，当输入电压VIN高于VOUT+VOFFSET1时，降压-升压式转换器禁用升压操作模式，并以降压操作模式操作。返回参考图16，控制电路生成PWM信号(例如，PWM_BUCK)，并将PWM信号施加到Q1和Q2。在该操作模式中，Q3总是关闭，并且Q4总是打开。

在操作中，当输入电压VIN低于VOUT–VOFFSET2时，降压-升压式转换器禁用降压操作模式，并以升压操作模式操作。返回参考图16，控制电路生成PWM信号(例如，PWM_BOOST)，并将PWM信号施加到Q3和Q4。在该操作模式中，Q2总是关闭，并且Q1总是打开。

在操作中，当输入电压VIN介于VOUT–VOFFSET2和VOUT+VOFFSET1之间时，降压-升压式转换器以降压-升压操作模式操作。在每个切换循环期间，控制电路启用所有四个开关的切换。

图19示出根据本发明的各种实施例与图16中示出的降压-升压式转换器的降压操作模式相关联的时序图。图19的水平轴表示时间间隔，共有14行。第一行801表示由比较器551生成的BSTM信号。第二行802表示由比较器553生成的BKM信号。第三行803表示由第一锁存器512生成的PWM信号。第四行804表示馈送到比较器602中的阈值电压和斜坡信号。第五行805表示或门601的输出电压。第六行806表示由第二锁存器519生成的PWM信号。第七行807表示馈送到比较器612中的阈值电压和斜坡信号。第八行808表示与门611的输出电压。第九行809表示馈送到峰值电流比较器514中的检测的电流信号和误差放大器电压。第十行810表示峰值电流比较器514的输出电压。第十一行811表示开关Q1的栅极驱动信号。第十二行812表示开关Q2的栅极驱动信号。第十三行813表示开关Q3的栅极驱动信号。第十四行814表示开关Q4的栅极驱动信号。

图19中示出的时序图与图13中示出的时序图类似，不同之处在于，采用BSTM信号和BKM信号来确定降压-升压式转换器的操作模式。在降压操作模式中，BSTM信号具有逻辑低状态，如图19所示。BKM信号具有逻辑高状态，如图19所示。利用BSTM信号的逻辑低状态来禁用升压操作模式。如图19所示，PWM_BOOST信号具有逻辑低状态。此类逻辑低状态使Q3保持总是关闭，并使Q4保持总是打开。通过反相器603将BKM信号的逻辑高状态馈送到或门601中。反相的BKM信号是逻辑低信号，它对降压转换器部分的操作没有影响。

图20示出根据本发明的各种实施例与图16中示出的降压-升压式转换器的降压-升压操作模式相关联的时序图。图20的水平轴表示时间间隔，共有14行。第一行821表示由比较器551生成的BSTM信号。第二行822表示由比较器553生成的BKM信号。第三行823表示由第一锁存器512生成的PWM信号。第四行824表示馈送到比较器602中的阈值电压和斜坡信号。第五行825表示或门601的输出电压。第六行826表示由第二锁存器519生成的PWM信号。第七行827表示馈送到比较器612中的阈值电压和斜坡信号。第八行828表示与门611的输出电压。第九行829表示馈送到峰值电流比较器514中的检测的电流信号和误差放大器电压。第十行830表示峰值电流比较器514的输出电压。第十一行831表示开关Q1的栅极驱动信号。第十二行832表示开关Q2的栅极驱动信号。第十三行833表示开关Q3的栅极驱动信号。第十四行834表示开关Q4的栅极驱动信号。

图20中示出的时序图与图14中示出的时序图类似，不同之处在于，采用BSTM信号和BKM信号来确定降压-升压式转换器的操作模式。如图20所示，在降压-升压操作模式中，BSTM信号和BKM信号均具有逻辑高状态。利用BSTM信号的逻辑高状态来启用升压转换器部分。如图20所示，在每个切换循环中，打开和关闭Q3和Q4。利用BKM信号的逻辑高状态来启用降压转换器部分。如图20所示，在每个切换循环中，打开和关闭Q1和Q2。

图21示出根据本发明的各种实施例与图16中示出的降压-升压式转换器的升压操作模式相关联的时序图。图21的水平轴表示时间间隔，共有14行。第一行841表示由比较器551生成的BSTM信号。第二行842表示由比较器553生成的BKM信号。第三行843表示由第一锁存器512生成的PWM信号。第四行844表示馈送到比较器602中的阈值电压和斜坡信号。第五行845表示或门601的输出电压。第六行846表示由第二锁存器519生成的PWM信号。第七行847表示馈送到比较器612中的阈值电压和斜坡信号。第八行848表示与门611的输出电压。第九行849表示馈送到峰值电流比较器514中的检测的电流信号和误差放大器电压。第十行850表示峰值电流比较器514的输出电压。第十一行851表示开关Q1的栅极驱动信号。第十二行852表示开关Q2的栅极驱动信号。第十三行853表示开关Q3的栅极驱动信号。第十四行854表示开关Q4的栅极驱动信号。

图21中示出的计时图与图15中示出的时序图类似，不同之处在于，采用BSTM信号和BKM信号来确定降压-升压式转换器的操作模式。在升压操作模式中，BSTM信号具有逻辑高状态，如图21所示。BKM信号具有逻辑低状态，如图21所示。利用BKM信号的逻辑低状态来禁用降压操作模式。如图21所示，PWM_BUCK信号具有逻辑高状态。此类逻辑高状态使Q2保持总是关闭并使Q1保持总是打开。将BSTM信号的逻辑高状态馈送到与门611中。BSTM的逻辑高信号对升压转换器部分的操作没有影响。

图22示出根据本发明的各种实施例用于检测流过降压-升压式转换器的电感器的电流的电流感应电路的第一实例的示意图。返回参考图11和图16，可采用诸如dc电阻(DCR)电流检测装置的电流检测装置来检测流过降压-升压式转换器的电感器的电流。图22示出DCR电流感应装置的第一实例的示意图。如图22所示，电感器连接在切换节点SW1和SW2之间。RL表示电感器的等效串联电阻。如图22所示，RL与电感器L串联连接。

如图22所示，DCR电流检测装置包括Rs1、Rs2、Cs1和Cs2。Rs1和Cs1串联连接在切换节点SW1和地之间。Rs2和Cs2串联连接在切换节点SW2和地之间。Rs1和Cs1的共同节点连接到电流感应放大器213的正相输入端。Rs2和Cs2的共同节点连接到电流感应放大器213的反相输入端。在一些实施例中，DCR电流检测装置与控制电路以及功率装置集成在一起。

SW1和SW2是切换节点。Rs1、Rs2、Cs1和Cs2形成两个滤波器，它们可过滤掉SW1和SW2处的脉动电压，并将脉动电压转换为馈送到电流感应放大器213的合适的dc电压。为了更好地衰减脉动电压，通过以下等式给定两个滤波器的分量值：

Rs1＝Rs2＝Rs

Cs1＝Cs2＝Cs

在以上等式中，L是降压-升压式转换器的电感。RL是电感器的等效串联电阻。Rs是感应电阻器(Rs1和Rs2)的电阻值。Cs是感应电容器(Cs1和Cs2)的电容值。在一些实施例中，Isns+和Isns-之间的电压与流过电感器L的电流成比例。

图23示出根据本发明的各种实施例用于检测流过降压-升压式转换器的电感器的电流的电流感应电路的第二实例的示意图。图23中示出的电流检测电路与图22中示出的电流检测电路类似，不同之处在于，在电流感应放大器213的两个输入端之间设置电容器Cs0。在该实例中，通过以下等式给定两个滤波器的分量值：

Rs1＝Rs2＝Rs

Cs1＝Cs2

Cs0＝A·Cs1

具有Cs0的一个有利特征是，该电容器有助于减少由Cs1和Cs2之间的不匹配造成的感应误差。如图23所示，电容器Cs1和Cs2分别连接到SW1和SW2。那两个电容器之间的不匹配可对感应的电压(电流感应放大器213的两个输入端之间的电压)造成显著误差。由于感应的输出在几十mV范围内，所以电流检测电路的性能极度依赖于两个电容器(Cs1和Cs2)之间的匹配。另一个问题与电容器的电压系数有关。电容器上的dc电压可响应于不同的输入和输出电压而在广泛范围内改变。利用不同的dc偏置电压，陶瓷电容器(例如，Cs1和Cs2)的实际电容可显著改变。

在如图23所示的实例中，Cs0/Cs1或Cs0/Cs2的比例远大于1。换句话说，A远大于1。A是预定值。通过选择合适的A，Cs1和Cs2的电压系数的不匹配对感应性能仅具有轻微的影响。同时，Cs(Cs1和Cs2)上的电压变化接近于0。因此，DCR感应电路不具有电压系数问题。

图24示出根据本发明的各种实施例用于检测流过降压-升压式转换器的电感器的电流的电流感应电路的第三实例的示意图。图24中示出的电流检测电路与图23中示出的电流检测电路类似，不同之处在于，通过去除Cs1和Cs2来进一步简化电流检测电路。在该实例中，通过以下等式给定两个滤波器的分量值：

在以上等式中，Rs是Rs1和Rs2的电阻值。

图25示出根据本发明的各种实施例用于检测流过降压-升压式转换器的电感器的电流的电流感应电路的第四实例的示意图。图25中示出的电流感应电路与图23中示出的电流感应电路类似，不同之处在于，在电流感应电路中增加两个额外的电阻器Rd1和Rd2。利用这两个电阻器，Isns+和Isns-上的电压总是低于输入电压或输出电压。该电路可简化电流感应放大器的设计。通过以下等式给定电流感应电路的分量值：

Rs1＝Rs2＝Rs0

Rd1＝Rd2＝Rd0

Cs1＝Cs2

Cs0＝A·Cs1

图26示出根据本发明的各种实施例用于检测流过降压-升压式转换器的电感器的电流的电流检测电路的第五实例的示意图。图26中示出的电流检测电路与图25中示出的电流检测电路类似，不同之处在于，通过去除Cs1和Cs2简化了电流检测电路。通过以下等式确定Cs0：

尽管详细描述了本发明的实施例和它的优点，但是应了解，在不偏离由随附权利要求限定的本发明的精神和范围的情况下，可在本文中进行各种改变、替换和变更。

此外，不希望将本申请的范围局限于本说明书中描述的过程、机器、制造、物质组成、方式、方法和步骤的特定实施例。本领域技术人员将从本发明的公开容易地明白，根据本发明，可利用目前现有或稍后开发的用于与本文中描述的对应实施例执行大体上相同的功能或实现大体上相同的结果的过程、机器、制造、物质组成、方式、方法或步骤。因此，希望随附权利要求在它们的范围内包含此类过程、机器、制造、物质组成、方式、方法或步骤。

Claims

1.一种转换器的控制设备，其特征在于，包括：

第一计时器，被配置为确定施加在降压-升压式转换器的降压转换器部分的低压侧开关的栅极驱动信号的关闭沿，其中所述第一计时器包括被配置为接收第一斜坡信号的第一输入端、被配置为接收第一阈值电压的第二输入端，并且

所述第一斜坡信号由第一电流源生成，所述第一电流源具有与所述降压-升压式转换器的输入电压成比例的电流水平；

并且所述第一阈值电压与所述降压-升压式转换器的所述输入电压和所述降压-升压式转换器的输出电压之间的差成比例；以及

第二计时器，被配置为确定施加在所述降压-升压式转换器的升压转换器部分的高压侧开关的栅极驱动信号的关闭沿，其中所述第二计时器包括被配置为接收第二斜坡信号的第一输入端、被配置为接收第二阈值电压的第二输入端，并且

所述第二斜坡信号由第二电流源生成；所述第二电流源具有与所述降压-升压式转换器的所述输出电压成比例的电流水平并且所述第二阈值电压与所述降压-升压式转换器的所述输入电压成比例。

2.如权利要求1所述的控制设备，其特征在于，还包括：

连接在所述第一计时器的所述第一输入端和所述第一斜坡信号之间的第一偏置电压源；其中，所述第一偏置电压源被配置为当所述第一斜坡信号复位时，对所述第一计时器的所述第一输入端施加正电压；以及

连接在所述第二计时器的所述第一输入端和所述第二斜坡信号之间的第二偏置电压源，其中所述第二偏置电压源被配置为当所述第二斜坡信号复位时，对所述第二计时器的所述第一输入端施加负电压。

3.如权利要求1所述的控制设备，其特征在于，

通过比较器来确定施加在所述降压-升压式转换器的所述降压转换器部分的高压侧开关的栅极驱动信号的关闭沿和施加在所述降压-升压式转换器的所述升压转换器部分的低压侧开关的栅极驱动信号的关闭沿，并且

所述比较器包括被配置为接收误差放大器的输出电压的第一输入端和被配置为接收与流过所述降压-升压式转换器的电感器的电流成比例的信号的第二输入端。

4.如权利要求3所述的控制设备，其特征在于，

所述误差放大器包括连接到预定参考电压的第一输入端和被配置为检测所述降压-升压式转换器的所述输出电压的第二输入端。

5.如权利要求4所述的控制设备，其特征在于，通过电流检测装置生成与流过所述降压-升压式转换器的所述电感器的所述电流成比例的所述信号；

所述电流检测装置包括：

连接在所述降压-升压式转换器的第一切换节点和第二切换节点之间的电阻器-电容器网络；以及

连接到所述电阻器-电容器网络的电流感应放大器。

6.如权利要求5所述的控制设备，其特征在于，所述电阻器-电容器网络包括：

串联连接在所述第一切换节点和地之间的第一电阻器和第一电容器；以及

串联连接在所述第二切换节点和地之间的第二电阻器和第二电容器，并且

所述第一电阻器和所述第一电容器的共同节点连接到所述电流感应放大器的第一输入端；并且

所述第二电阻器和所述第二电容器的共同节点连接到所述电流感应放大器的第二输入端。

7.如权利要求5所述的控制设备，其特征在于，所述电阻器-电容器网络包括：

串联连接在所述第一切换节点和地之间的第一电阻器和第一电容器；

串联连接在所述第二切换节点和地之间的第二电阻器和第二电容器；以及

串联连接在所述电流感应放大器的第一输入端和第二输入端之间的第三电容器，并且

所述第一电阻器和所述第一电容器的共同节点连接到所述电流感应放大器的所述第一输入端；并且

所述第二电阻器和所述第二电容器的共同节点连接到所述电流感应放大器的所述第二输入端。

8.如权利要求5所述的控制设备，其特征在于，所述电阻器-电容器网络包括：

连接在所述第一切换节点和所述电流感应放大器的第一输入端之间的第一电阻器；

连接在所述第二切换节点和所述电流感应放大器的第二输入端之间的第二电阻器；以及

连接在所述电流感应放大器的所述第一输入端和所述第二输入端之间的第一电容器。

9.如权利要求5所述的控制设备，其特征在于，所述电阻器-电容器网络包括：

串联连接在所述第二切换节点和地之间的第二电阻器和第二电容器；

与所述第一电容器并联连接的第三电阻器和与所述第二电容器并联连接的第四电阻器；以及

连接在所述电流感应放大器的第一输入端和第二输入端之间的第三电容器，并且其中：

10.如权利要求5所述的控制设备，其特征在于，所述电阻器-电容器网络包括：

串联连接在所述第一切换节点和地之间的第一电阻器和第三电阻器；

串联连接在所述第二切换节点和地之间的第二电阻器和第四电阻器；以及

连接在所述电流感应放大器的第一输入端和第二输入端之间的第一电容器，并且

所述第一电阻器和所述第三电阻器的共同节点连接到所述电流感应放大器的所述第一输入端；并且

所述第二电阻器和所述第四电阻器的共同节点连接到所述电流感应放大器的所述第二输入端。

11.一种转换器的控制方法，其特征在于，包括：

通过具有与降压-升压式转换器的输入电压成比例的电流水平的第一电流源生成第一斜坡信号；

通过具有与所述降压-升压式转换器的输出电压成比例的电流水平的第二电流源生成第二斜坡信号；

生成与所述降压-升压式转换器的所述输入电压和所述输出电压之间的差成比例的第一阈值电压；

生成与所述降压-升压式转换器的所述输入电压成比例的第二阈值电压；

通过第一比较器比较所述第一阈值电压与所述第一斜坡信号和第一预定偏置电压的总和；

通过第二比较器比较所述第二阈值电压与所述第二斜坡信号和第二预定偏置电压的总和；

基于所述第一比较器生成的比较结果，终止所述降压-升压式转换器的降压转换器部分的低压侧开关的栅极驱动信号；以及

基于所述第二比较器生成的比较结果，终止所述降压-升压式转换器的升压转换器部分的高压侧开关的栅极驱动信号。

12.如权利要求11所述的控制方法，其特征在于，还包括：

生成与流过所述降压-升压式转换器的电感器的电流成比例的电流感应信号；

通过误差电压放大器比较检测到的所述降压-升压式转换器的输出电压和预定参考电压；

通过比较器比较所述电流感应信号与所述误差电压放大器的输出电压；以及

基于所述比较器生成的比较结果，终止所述降压-升压式转换器的所述降压转换器部分的高压侧开关的打开时间。

13.如权利要求12所述的控制方法，其特征在于，还包括：

基于所述比较器生成的比较结果，终止所述降压-升压式转换器的所述升压转换器部分的低压侧开关的打开时间。

14.如权利要求11所述的控制方法，其特征在于，还包括：

当所述降压-升压式转换器的所述输入电压大于第一操作模式阈值时，所述降压-升压式转换器被配置为以降压操作模式操作；

当所述降压-升压式转换器的所述输入电压小于第二操作模式阈值时，所述降压-升压式转换器被配置为以升压操作模式操作，其中，所述第一操作模式阈值大于所述第二操作模式阈值；以及

当所述降压-升压式转换器的所述输入电压在所述第一操作模式阈值和所述第二操作模式阈值之间时，所述降压-升压式转换器被配置为以降压-升压操作模式操作。

15.如权利要求14所述的控制方法，其特征在于，还包括：

通过所述第一比较器将所述降压-升压式转换器的所述输入电压与所述第一操作模式阈值进行比较；

通过所述第二比较器将所述降压-升压式转换器的所述输入电压与所述第二操作模式阈值进行比较；以及

基于所述第一比较器和所述第二比较器的输出结果，确定所述降压-升压式转换器的操作模式。

16.一种转换器，其特征在于，包括：

串联连接在输入电压端子和地之间的第一高压侧开关和第一低压侧开关；

串联连接在输出电压端子和地之间的第二高压侧开关和第二低压侧开关；

连接到所述第一高压侧开关和所述第一低压侧开关的共同节点与所述第二高压侧开关和所述第二低压侧开关的共同节点的电感器；以及

被配置为生成栅极驱动信号的控制设备；

其中，所述控制设备包括：

用于设置所述第一低压侧开关的关闭时间的第一计时器；

用于设置所述第二高压侧开关的关闭时间的第二计时器；以及

用于设置所述第一高压侧开关的关闭时间和所述第二低压侧开关的关闭时间的峰值电流模式控制装置；

所述第一计时器包括被配置为接收第一斜坡信号的第一输入端和被配置为接收第一阈值电压的第二输入端，并且

所述第一斜坡信号由具有与所述转换器的输入电压成比例的电流水平的第一电流源生成，并且所述第一阈值电压与所述转换器的所述输入电压和所述转换器的输出电压之间的差成比例；并且

所述第二计时器包括被配置为接收第二斜坡信号的第一输入端和被配置为接收第二阈值电压的第二输入端，并且

所述第二斜坡信号由具有与所述转换器的所述输出电压成比例的电流水平的第二电流源生成，并且所述第二阈值电压与所述转换器的所述输入电压成比例。

17.如权利要求16所述的转换器，其特征在于，

所述转换器为降压-升压式转换器，并且

通过比较器的输出来确定对所述降压-升压式转换器的降压转换器部分的第一高压侧开关或第二高压侧开关施加的栅极驱动信号的关闭沿和对所述降压-升压式转换器的升压转换器部分的第一低压侧开关或第二低压侧开关施加的栅极驱动信号的关闭沿，并且

18.如权利要求17所述的转换器，其特征在于，

通过DCR电流检测装置生成与流过所述降压-升压式转换器的所述电感器的电流成比例的所述信号。

19.如权利要求18所述的转换器，其特征在于，

误差放大器包括连接到预定参考电压的第一输入端和被配置为检测所述降压-升压式转换器的输出电压的第二输入端。