CN110224228A - 一种基于非均匀超平面的小型宽带双极化天线 - Google Patents

Abstract

本发明提供了一种基于非均匀超平面的小型宽带双极化天线，包含超平面和偶极子天线，超平面为在介质板上分布着4×4个正方形金属环单元，偶极子天线包含辐射器，同轴线和反射器，四块正方形金属板摆放为田字形，组成偶极子，同轴线内导体穿过外导体后连接到发射器的反射器的下表面。本发明具有稳定的辐射方向图，对辐射器和辐射器之间的距离不敏感。换言之，即使天线高度很低，也能获得稳定的辐射方向图。仿真和实测结果表明，该系统在工作频段内实现了稳定的辐射方向、稳定的增益、低交叉极化和高端口隔离。提出的天线将在基站应用中非常有前景。

Description

一种基于非均匀超平面的小型宽带双极化天线

技术领域

本发明涉及天线领域，尤其是一种基站偶极子天线。

背景技术

在现代无线通信系统中，±45°双极化天线由于能够提供偏振分集，以减少多径衰落的副作用、增加信道容量，在基站中得到广泛应用。近年来双极化天线得到大量应用，其中大多数是以金属接地平面作为辐射器的交叉偶极子形式。由于金属表面的反射特性，天线的高度通常约为0.25λ0，其中λ0是中心工作频率的波长[3,4]。基站天线主要工作在两个频段，即低频段(0.69-0.96GHz)和高频段(1.7-2.7GHz)，容易看出基站天线在较低频段工作的正常高度约为90mm。

然而，随着移动通信系统的迅速发展，这种高度在很多情况下已经不能满足基站天线小型化的要求。进一步降低基站天线高度的难点主要在于：(1)降低高度后辐射方向图恶化。由于辐射器与辐射器之间的距离小于四分之一波长，因此反射波不再和直接向视轴辐射的波同相叠加。(2)宽带阻抗匹配难以实现。高度降低使偶极子天线的辐射器更接近反射器，使两者之间的相互耦合变得相当强，天线的输入阻抗在宽频带上变得更有电抗性，使得宽带阻抗匹配难以实现。

为了解决上述问题，采用了人工磁导体(AMC)表面来改变金属辐射器的反射特性。通过在辐射器和辐射器之间放置AMC表面，使天线辐射方向图保持稳定，并在高度降低后实现良好的阻抗匹配。然而，由于AMC的工作带宽相对较窄，造成使用 AMC的天线的最终工作带宽(22％)不够宽。此外，由于AMC结构单元的布局通常需要更多的空间，加载AMC使得天线结构体积大、制作成本高。类似的设计也可以看到。在现代移动通信系统中，小型化、低成本的宽带双极化天线是非常理想的。

当天线的高度为90mm(0.25λ0)时，它相当于开口的扩口传输线，输入阻抗为纯电阻，易于与50Ω传输线匹配。

发明内容

为了克服现有技术的不足，本发明提供一种基于非均匀超平面的小型双极化天线。

本发明解决其技术问题所采用的技术方案是：

一种基于非均匀超平面的小型双极化天线，包含超平面和偶极子天线，所述超平面为在介质板上分布着4×4个正方形金属环单元，16个金属环单元分为内圈4个金属环单元和外圈12个金属环单元，超平面上外圈的金属环宽度为Rw1，超平面上内圈的金属环宽度为Rw2，通过调整金属环的宽度，调整两个谐振频率处的天线效率；

所述偶极子天线包含辐射器，同轴线和反射器，四块正方形金属板摆放为田字形，组成两个交叉放置的偶极子，即每两个对角放置的正方形金属板组成一个偶极子，两个偶极子组成的结构称为一个辐射器；同轴线包含内导体和外导体，内导体为两个U 形结构的金属件，分别称为CL1和CL2，每个内导体的U形部分划分为三部分，第1 部分和第3部分是直径相同的竖直圆柱体，且第3部分的长度大于第1部分的长度，第2部分是连接第1部分和第3部分的中间横杆，为避免两条同轴线内导体的横杆交叉后冲突，CL1整体呈下方开口的“凸”字型，即CL1第2部分的横杆中段向上凸起； CL2整体呈下方开口的“凹”字型，即CL2第2部分的横杆中段向下凹陷；将CL1和 CL2垂直交叉后放置在辐射器的下方中心处，CL1/CL2的第2部分与辐射器及同轴线外导体部分发生交叉，因此需要切掉CL1、CL2附近的辐射器上触角状的缺口处和外导体，以允许CL1和CL2的第2部分通过辐射器和同轴线外导体的缺口，连接第1 和第3部分；外导体为中空金属管，两条同轴线内导体交叉后，连接到辐射器上，且同轴线内导体的两个第3部分穿过外导体后连接到发射器的反射器的下表面，且CL1 连接反射器端口1端，CL2连接反射器端口2端。

所述超平面的介质板为基于FR4的印刷电路板，且厚度St为0.8毫米、介电常数为4.4。

本发明的有益效果在于本发明具有稳定的辐射方向图，对辐射器和辐射器之间的距离不敏感。换言之，即使天线高度很低，也能获得稳定的辐射方向图。仿真和实测结果表明，该系统在工作频段内实现了稳定的辐射方向、稳定的增益、低交叉极化和高端口隔离。提出的天线将在基站应用中非常有前景。

附图说明

图1为本发明仿真和实测的端口1和端口2的S参数示意图，其中，图1(a)为 S11参数示意图，图1(b)为S22参数示意图，图1(c)为S21参数示意图。

图2为本发明仿真和实测的HPBW。

图3为本发明仿真和实测的视轴实现增益。

图4为本发明仿真和实测的归一化辐射方向图，其中三个图是频率分别为0.69GHz，0.825GHz，0.96GHz处的天线仿真实测归一化辐射方向图。

图5(a)是偶极子天线几何结构，图5(b)天线内部CL1和CL2几何结构，图 5(c)超平面图，5(d)天线侧视图，图5(e)装配原理图。

图6为本发明不同天线高度的HPBW与频率的关系。

图7为本发明不同高度天线的辐射器和反射器之间的电场分布图，图7(a)为 Ah＝90mm时辐射器与反射器之间的电场分布图，图7(b)为Ah＝35mm时辐射器与反射器之间的电场分布图。

图8为本发明互耦与终端负载效应原理图，图8(a)为天线高度为90mm(0.25λ0)时，等效为终端开路传输线的原理图，图8(b)为天线高度非常低(0.1λ0)时，辐射器和反射器之间的相互耦合非常强，引入终端负载效应的原理图。

图9为本发明不同Uw下的S11示意图。

图10为本发明不同Rw1和Rw2下的S11示意图。

具体实施方式

下面结合附图和实施例对本发明进一步说明。

本发明提出了一种基于非均匀超平面的小型双极化天线，包含超平面和偶极子天线，所述超平面为在介质板上分布着4×4个正方形金属环单元，16个金属环单元分为内圈4个金属环单元和外圈12个金属环单元，超平面上外圈的金属环宽度为Rw1，超平面上内圈的金属环宽度为Rw2，通过调整金属环的宽度，调整两个谐振频率处的天线效率；如图10所示，外圈单元宽度Rw1变宽，较低谐振频率S11深度变深，天线效率变高；内圈单元宽度Rw2变宽，两个谐振频率处S11深度都变深，但较高谐振频率更敏感，可在宽带上实现良好的阻抗匹配。

本发明中的偶极子天线包含辐射器，同轴线和反射器，如图5(e)所示，四块正方形金属板摆放为田字形，组成两个交叉放置的偶极子，即每两个对角放置的正方形金属板组成一个偶极子，两个偶极子组成的结构称为一个辐射器；同轴线包含内导体和外导体，内导体为两个U形结构的金属件，分别称为CL1和CL2，每个内导体的U 形部分划分为三部分，第1部分和第3部分是直径相同的竖直圆柱体，且第3部分的长度大于第1部分的长度，第2部分是连接第1部分和第3部分的中间横杆，为避免两条同轴线内导体的横杆交叉后冲突，CL1整体呈下方开口的“凸”字型，即CL1第2 部分的横杆中段向上凸起；CL2整体呈下方开口的“凹”字型，即CL2第2部分的横杆中段向下凹陷；将CL1和CL2垂直交叉后放置在辐射器的下方中心处，CL1/CL2的第2部分与辐射器及同轴线外导体部分发生交叉，因此需要切掉CL1、CL2附近的辐射器上触角状的缺口处和外导体，以允许CL1和CL2的第2部分通过辐射器和同轴线外导体的缺口，连接第1和第3部分；外导体为中空金属管，两条同轴线内导体交叉后，连接到辐射器上，且同轴线内导体的两个第3部分穿过外导体后连接到发射器的反射器的下表面，且CL1连接反射器端口1端，CL2连接反射器端口2端，图5(b) 显示了CL1和CL2的内部结构。

所述超平面的介质板为基于FR4的印刷电路板，且厚度St为0.8毫米、介电常数为4.4。

两个贯穿反射器的U形同轴线内导体垂直交叉放置，两个端口分别激励时，偶极子天线将辐射-45°和+45°线性极化波。

本发明采用非均匀超平面实现宽带阻抗匹配。超平面由16个正方形金属环单元组成，按4×4的布局排列，每个金属环单元为一个矩形环；为了在工作频段(0.69-0.96GHz)上实现更好的阻抗匹配，外圈12个单元具有比内圈4个单元更宽的环形带，如图5(c) 所示。本发明中，超平面依附在厚度St为0.8毫米、介电常数为4.4的介质板上。介质板放置在偶极子的辐射器顶部，非常靠近辐射器。超平面和天线之间采用四个2mm 厚的塑料柱体支撑，位置在超平面与辐射器之间的四个外角处，连接处用粘合剂连接，本发明的装配示意图如图5(e)所示。最终设计的尺寸如下表所示(单位：毫米)。

本实施例在中心频率为0.825GHz，工作频段为0.69-0.96GHz时唯一确定，若工作在其他频率，下表中的尺寸将改变。

Pll	Plg	Gl	Pd	d1	d2	Rw<sub>1</sub>	Rw<sub>2</sub>	Ug	Uw
										85	4	320	34	10	4.3	5	1	1	43
Plt	St	Cg	Ag	Ah	P1	P2	P3	Ct	Ch
										2.5	0.8	8.5	2	37.8	45	48	30	2.5	2.5

表格中，各个尺寸的定义如下：

Pll为组成偶极子的单个正方形金属板边长；

Plg为组成偶极子的两个相邻正方形金属板间距；

Gl为正方形反射器边长；

Pd为两个同轴线内导体垂直部分的水平距离；

d1为同轴线外导体直径；

d2为同轴线内导体直径；

Rw1为超平面外圈单元宽度；

Rw2为超平面内圈单元宽度；

Ug为超平面内外圈单元间距；

Uw为超平面单元长度；

Plt为辐射器厚度；

St为超平面厚度；

Cg为CL1的最高处与CL2最低处的间距；

Ag为超平面与辐射器间距；

Ah为本发明整体高度；

P1为同轴线内导体第3部分高度；

P2为同轴线内导体第2部分长度；

P3为同轴线内导体第1部分高度；

Ct为同轴线内导体第2部分厚度；

Ch为同轴线内导体CL1第2部分向上凸起厚度，也是CL2第2部分向下凹陷厚度。

现有偶极子天线普遍高度为0.25λ₀，λ₀为天线中心频率波长，降低天线高度后将会出现辐射方向图恶化、宽带阻抗匹配难以实现等问题。在降低高度后的偶极子天线上方2mm处应用超材料，不仅可以保证天线性能与降低高度前一致，有些参数甚至优于原本的偶极子天线。本发明中，超平面和偶极子天线的总体高度为0.1λ0，比原天线高度0.25λ0降低很多。

所述基于非均匀超平面的小型双极化天线工作频率覆盖了基站天线的低频段(0.69～0.96GHz)，为了实现天线高度降低后的宽带阻抗匹配，在辐射器的正上方2mm(0.005个波长)的位置，平行放置一个非均匀且与辐射器面积相同的超平面，由于超平面与辐射器之间的距离相对于天线本身尺寸来说可忽略，添加超平面后，天线总体尺寸几乎没有改变。由于超平面本身具有电感性，可以补充由于天线高度降低带来的电容性加载，因而添加超平面将在工作频段内引入两个邻近的谐振频率。

端口1和2的仿真和实测S参数如图1所示。S11和S22的测量结果和仿真结果一致，分别为图1(a)和(b)；其中，图1(a)中S11为输入反射系数，也就是输入回波损耗，图1(b)中S22为输出反射系数，也就是输出回波损耗，图1(c)图中 S21为正向传输系数，也就是增益。实测结果表明，在工作频段(0.69-0.96GHz)上， S11低于-12.5dB，S22低于-12dB。如图1(c)所示，S21表明两个端口之间的隔离高于25dB。除了制造误差外，在某些频率下测量与仿真的差异主要是由于仿真的S21(约 -30dB)水平较低，这使得矢量网络分析仪(VNA)难以准确测量。

HPBW在工作频段的变化如图2所示。结果表明，加入超平面后，仿真的HPBW 在59度到67度之间，而实测的HPBW在61度到68度之间，辐射方向图非常稳定。

仿真和测量的视轴实现增益分别为8.7-10.1dBi和7.4-9.2dBi，如图3所示。注：共极化为-45°线性极化，因为上述情况只有端口1被激励。如图所示，在整个频带内，视轴的交叉极化隔离(XPI)高于28dB，表明极化度良好。

xOz平面上的归一化辐射图如图4所示。可以看出，在整个工作频段内实现了稳定的辐射方向图。

通过分析工作频段(0.69-0.96GHz)上的半功率波束宽度(HPBW)和S11，从辐射方向图和阻抗匹配方面研究天线高度减小对天线性能的影响。为此，我们逐渐将天线高度从90mm降低到35mm，并观察HPBW和S11的变化。

图6显示了不同天线高度的HPBW与频率的关系。天线高度为90mm时，HPBW 在工作频段内的变化范围为63至69度，随着天线高度的减小，HPBW略有变窄。当天线高度降低到35毫米时，HPBW的变化范围为60度到67度。请注意，这里只有端口1处于激励状态，下文也同样如此。

高度降低不会显著改变天线的辐射方向图。为了解释这种现象，绘制了不同高度天线的辐射器和辐射器之间的电场分布，如图7所示。当天线高度(Ah)为90mm时，辐射器向辐射器辐射的波以TEM波的形式传播，因此，E场的方向在图7(a)所示的xy平面内，与向视轴方向(+z轴)辐射的波的方向相同。然而，当天线高度降低到35mm时，由于辐射器是四块方形板，它们组成一个相对较大的导体表面 (0.48λ₀*0.48λ₀)，因此该导体表面与辐射器一起形成一个空腔，如图7(b)所示，空腔区域由虚线包围。在这种情况下，腔体内的波以TM₁₀模式存在，其中电场的方向是沿Z轴的，如图7(b)所示。同时，一部分波从空腔边缘向外辐射，与辐射器向视轴方向辐射的波同相。因此，本文提出的偶极天线的辐射方向图对天线高度不敏感。

对于天线高度降低后的阻抗匹配，不同天线高度的S11如图8所示。可以看出，当天线高度为90mm时，在工作频段上，S11低于-10dB。随着天线高度从90mm降低到35mm，S11增加到-2.5dB以上，表明阻抗匹配非常差。这是因为当天线的正常高度为90mm(0.25λ₀)时，它相当于图8(a)所示的开口扩口传输线[16]，输入阻抗是纯电阻，并且易于与50Ω传输线匹配。然而，当天线高度非常低时，辐射器和辐射器之间的相互耦合变得非常强，如图8(b)所示，引入了终端负载效应。因此，输入阻抗变得更有电抗性，很难与50Ω传输线匹配。

不难看出终端负载效应是电容性的，因此，我们建议在天线顶部添加感应超平面，如图8(b)所示。元表面由16个单元组成，按4×4的布局排列。每个单元都是一个感应的矩形回路。如图9所示，添加超平面将引入两个共振频率，频率与单元(Uw) 的大小有关，然后在仿真中确定Uw，以便在整个工作频段(0.69-0.96GHz)实现良好的阻抗匹配。这里天线高度设置为35毫米。由于端口1和端口2之间的结构对称，此处仅展示端口1的S11。

在确定Uw后，内圈4个单元(Rw1)和外圈12个单元(Rw2)的宽度进一步独立优化，以在工作频段实现更好的阻抗匹配，如图10所示。

如图10所示，尽管天线高度有所降低(35mm)，但在加入超平面后，S11在工作频带上仍能保持在-10dB以下，表明输入阻抗的电抗已被超平面抵消。具体来说，在 0.71GHz(低倾角)和0.925GHz(高倾角)附近，有两个由超平面引入的倾角。通过比较不同Rw1和Rw2的四条曲线，我们可以发现Rw1是低倾角的深度，Rw2是高倾角的深度。因此，我们可以适当地选择Rw1和Rw2的值，以实现更好的阻抗匹配。因此，在仿真中，S11可以保持在-12.5dB以下，如图10所示(Rw1＝1毫米，Rw2＝5毫米)。至于加入超平面后的辐射方向图，HPBW几乎没有变化。

Claims (2)

1.一种基于非均匀超平面的小型宽带双极化天线，其特征在于：

所述的基于非均匀超平面的小型双极化天线，包含超平面和偶极子天线，所述超平面为在介质板上分布着4×4个正方形金属环单元，16个金属环单元分为内圈4个金属环单元和外圈12个金属环单元，超平面上外圈的金属环宽度为Rw1，超平面上内圈的金属环宽度为Rw2，通过调整金属环的宽度，调整两个谐振频率处的天线效率；

所述偶极子天线包含辐射器，同轴线和反射器，四块正方形金属板摆放为田字形，组成两个交叉放置的偶极子，即每两个对角放置的正方形金属板组成一个偶极子，两个偶极子组成的结构称为一个辐射器；同轴线包含内导体和外导体，内导体为两个U形结构的金属件，分别称为CL1和CL2，每个内导体的U形部分划分为三部分，第1部分和第3部分是直径相同的竖直圆柱体，且第3部分的长度大于第1部分的长度，第2部分是连接第1部分和第3部分的中间横杆，为避免两条同轴线内导体的横杆交叉后冲突，CL1整体呈下方开口的“凸”字型，即CL1第2部分的横杆中段向上凸起；CL2整体呈下方开口的“凹”字型，即CL2第2部分的横杆中段向下凹陷；将CL1和CL2垂直交叉后放置在辐射器的下方中心处，CL1/CL2的第2部分与辐射器及同轴线外导体部分发生交叉，因此需要切掉CL1、CL2附近的辐射器上触角状的缺口处和外导体，以允许CL1和CL2的第2部分通过辐射器和同轴线外导体的缺口，连接第1和第3部分；外导体为中空金属管，两条同轴线内导体交叉后，连接到辐射器上，且同轴线内导体的两个第3部分穿过外导体后连接到发射器的反射器的下表面，且CL1连接反射器端口1端，CL2连接反射器端口2端。

2.根据权利要求1所述的一种基于非均匀超平面的小型宽带双极化天线，其特征在于：

所述超平面的介质板为基于FR4的印刷电路板，且厚度St为0.8毫米、介电常数为4.4。