CN110176892A - 用于控制被供应用来控制电机的电流的方法、系统和设备 - Google Patents

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Abstract

提供了一种用于电动机器驱动系统的电流调节器，该电流调节器可被配置为根据电动机器的同步速度以第一配置或第二配置操作。控制器可以通过基于电动机器的同步速度选择电流调节器的第一配置或电流调节器的第二配置作为当前有效配置来配置电流调节器的操作模式，并且然后可以根据当前有效配置来执行电流调节器。第一配置包括第一组元件和交叉耦合增益块，而第二配置可以包括没有交叉耦合增益块的第一组元件。第一组元件可以根据实时方式而变化，但是通常可以包括：求和点、积分器和增益块。电流调节器可以被配置成在第一配置中作为复矢量电流调节器操作，或者在第二配置中作为状态反馈去耦电流调节器操作。

Description

用于控制被供应用来控制电机的电流的方法、系统和设备
技术领域
本发明一般涉及用于控制包括交流(AC)电机的多相系统的操作的技术，并且更具体地涉及用于控制被供应用来控制电机的电流的方法、系统和设备。
背景技术
电机用于各种各样的应用中。例如，混合动力/电动车辆(HEV)通常包括电力牵引驱动系统，该电力牵引驱动系统包括由具有直流(DC)电源、例如蓄电池的功率转换器驱动的多相交流(AC)电动机。交流电动机的电动机绕组可以耦合到功率逆变器模块(PIM)的逆变器子模块。每个逆变器子模块包括一对开关，其以互补的方式开关以执行快速开关功能以将直流电力转换为交流电力。该交流电力驱动交流电动机，该交流电动机又驱动HEV动力传动系统的轴。例如，一些传统的HEV实现了两个三相脉冲宽度调制(PWM)逆变器模块和两个三相交流电机(例如，交流电机)，每个都由耦合到其上的三相PWM逆变器模块中的相应的一个来驱动。
在这种多相系统中，同步系电流调节器通常用于交流电动机、例如三相电动机的电流控制。通过在宽频率范围内提供动态控制，同步系电流调节器适用于许多工业应用。在传统电流调节器的数字实现中，随着交流电动机的采样频率与基频或同步频率的比率降低，这些电流调节器的稳定性趋于降低。例如，数字实现中的延迟、使用脉冲宽度调制(PWM)的电压合成中的子谐波增加等倾向于引入不稳定性。为了在有限的体积内产生高转矩，高极数电动机是有用的，特别是对于混合动力车辆应用(例如，混合动力电动车辆等)。增加的极数通常会增加与交流电动机相关的基频，而与电流调节相关的开关和采样频率通常由于开关功率装置的限制和处理器的通过量(through-put)而受到限制。通常，在最大速度下，采样频率与基频的比率、fsamp/ffund可以非常小(例如，小于大约十(10)的比率)。当该比率小于大约十(10)时，离散时域控制器可能对同步系电流调节器具有足够明显的影响。此外，与电流调节器相关联的内部电流回路可能由于数字延迟而引起不稳定性。当比率低于约二十一(21)时，与异步PWM相关的子谐波变得很明显。
一些电流调节器在某些操作条件下表现更好，而其他调节器在其他操作条件下表现更好。一些电流调节器实现虚拟衰减电阻以降低参数灵敏度并增加系统的干扰抑制，通常被描述为增加驱动系统的刚度。在这种电流调节器中，虚拟衰减电阻被设定为恒定值。这种方法的一个缺点是最大可实现的虚拟衰减电阻在一定程度上受到电流调节器观察到的最小采样频率条件的限制。
因此，希望提供用于控制交流电动机的方法和系统，其在宽范围的电动机操作条件下稳定电流调节。还期望提供可在不同操作条件期间修改的电流调节器架构，使得所使用的电流调节器拓扑在当前操作条件下表现良好。另外，期望提供用于交流电动机的电流调节的方法和系统，其可以在采样频率变化时操作。从以下结合附图和前面的技术领域及背景技术进行的详细说明和所附权利要求中可以更清楚地了解本发明的其它理想特点和特征。
发明内容
根据一些公开的实施例，提供了一种用于驱动电机的电机驱动系统的电流调节器。在一个实施例中，电机和包括电流调节器的电机驱动系统可以在车辆内实现。
电流调节器能够被配置为根据电机的同步速度以第一配置或第二配置操作。控制器可以通过基于电机的同步速度选择电流调节器的第一配置或电流调节器的第二配置作为当前有效的配置来配置电流调节器的操作模式，并且然后可以根据当前的有效的配置来执行电流调节器。电流调节器的第一配置包括第一组元件和交叉耦合增益块，而电流调节器的第二配置可包括没有交叉耦合增益块的第一组元件。第一组元件可以根据实施方式而变化，但通常可以包括：求和点、积分器和增益块。在一个实施例中，电流调节器被配置为当被配置为第一配置时作为复矢量电流调节器(CVCR)操作，并且配置成当被配置为第二配置时作为状态反馈去耦(SFbD)电流调节器操作。
在一个实施例中，控制器可以将电机的同步速度与第一速度阈值(ω2)进行比较，并且当确定电机的同步速度大于或等于第一速度阈值(ω2)时选择第一配置为当前有效的配置。当被配置为第一配置中时，电流调节器被配置为在第一操作模式下操作。当确定电机的同步速度小于第一速度阈值(ω2)时，控制器可以将电机的同步速度与第二速度阈值(ω1)进行比较，并当确定电机的同步速度小于或等于第二速度阈值(ω1)时，选择电流调节器的第二配置作为当前有效的配置。当被配置为第二配置时，电流调节器被配置为在第二操作模式下操作。
在一个实施例中，当第一配置被选择为当前有效的配置时，控制器可以更新要与电流调节器的第一配置结合使用的去耦电压值，启用交叉耦合增益块，以使得当产生电压指令时，交叉耦合增益块被用作电流调节器的第一配置的一部分，并且将交叉耦合增益块的值调谐到非零值。当当前有效的配置从电流调节器的第二配置转换到第一配置时，控制器还可以重新初始化积分项，以在第一配置中执行电流调节器之前重新初始化积分器以产生电压指令。同样，当选择第二配置作为当前有效的配置时，控制器可以更新要与电流调节器的第二配置结合使用的去耦电压值，并禁用交叉耦合增益块，以便在产生电压指令时，交叉耦合增益块不用作电流调节器的配置的一部分。当当前有效的配置从电流调节器的第一配置转换到第二配置时，控制器还可以重新初始化积分项，以在第二配置中执行电流调节器之前重新初始化积分器以产生电压指令。
在一个实施例中，控制器可以通过基于电机的同步速度选择电流调节器的第一配置或电流调节器的第二配置作为当前有效的配置来执行配置电流调节器的操作模式的方法，并且然后可以根据当前有效的配置来执行电流调节器。
附图说明
在下文中将结合以下附图描述示例性实施例，其中相同的附图标记表示相同的元件，并且其中：
图1示出了在其中可以实现所公开的实施例的车辆的一个非限制性示例。
图2是根据各种实施例的矢量控制电动机驱动系统的一个示例的框图。
图3是包括连接到三相交流电动机的三相电压源逆变器模块的电动机驱动系统的一部分的框图。
图4A和4B是根据所公开实施例的一个实施方式的电流调节器的框图。
图5是说明根据所公开的实施例的、可应用于图4A和4B的电流调节器的控制方法的流程图。
图6是根据所公开的实施例的、说明当速度大于第一速度阈值(ω2)时，电流调节器如何配置成在图4A中的第一操作模式下操作的曲线图，或者当速度低于第二速度阈值(ω1)时，电流调节器如何配置为在图4B所示的第二操作模式下操作的曲线图。
图7是根据所公开实施例的另一实施方式的电流调节器的框图。
图8是根据所公开的实施例的、说明可应用于图7的电流调节器的另一控制方法的流程图。
图9是示出根据图7和图8中所示的实施例的、虚拟衰减电阻(Rdamp)如何作为函数采样频率(FS)变化的曲线图。
具体实施方式
以下详细描述本质上仅是示例性的，并不旨在限制应用和用途。此外，无意受前述技术领域、背景技术、发明内容或以下详细描述中提出的任何明示或暗示的理论的约束。如本文所使用的那样，术语模块单独地或以任何组合指代任何硬件、软件、固件、电子控制组件、处理逻辑和/或处理器设备，包括但不限于：专用集成电路(ASIC)、电子电路、处理器(共享、专用或组)和执行一个或多个软件或固件程序的存储器、组合逻辑电路和/或提供所述功能的其他合适组件。
可以在功能和/或逻辑块组件和各种处理步骤方面描述本发明的实施例。应当理解，可以通过被配置为执行指定功能的任何数量的硬件、软件和/或固件组件来实现这样的块组件。例如，本发明的实施例可采用各种集成电路组件(例如存储器元件、数字信号处理元件、逻辑元件、查询表等)，它们可以在一个或多个微处理器或者其他控制设备的控制下运行各种功能。另外，本领域技术人员将理解，本发明的实施例可以结合任何数量的系统来实践，并且本文描述的系统仅仅是本发明的示例性实施例。
为简洁起见，本文中可能不详细描述与信号处理、数据传输、信令、控制和系统的其他功能方面(以及系统的各个操作组件)有关的传统技术。此外，本文包含的各种图中所示的连接线旨在表示各种元件之间的示例性功能关系和/或物理耦合。应当注意，在本发明的实施例中可以存在许多替代或附加的功能关系或物理连接。
如本文所使用的那样，词语“示例性”意味着“用作示例、实例或说明”。以下详细描述本质上仅是示例性的，并不意图限制本发明或本发明的应用和用途。本文描述为“示例性”的任何实施例不必被解释为比其它实施例优选或有利。在具体实施方式中描述的所有实施例是为了使本领域技术人员能够制造或使用本发明而不是限制由权利要求限定的本发明的范围而提供的示例性实施例。此外，无意受前述技术领域、背景技术、发明内容或以下详细描述中提出的任何明示或暗示的理论的约束。
在详细描述根据本发明的实施例之前，应该观察到，实施例主要在于与控制多相系统的操作有关的方法步骤和设备组件的组合。应当理解，本文描述的本发明的实施例可以使用硬件、软件或其组合来实现。本文描述的控制电路可以包括各种组件、模块、电路和其他逻辑，其可以使用模拟和/或数字电路、离散或集成模拟或数字电子电路或其组合的组合来实现。如本文所使用的那样，术语“模块”指的是用于执行任务的设备、电路、电气组件和/或基于软件的组件。在一些实施方案中，当实施这种电路中的控制逻辑的部分或全部电路时，可使用一个或一个以上专用集成电路(ASIC)、一个或一个以上微处理器和/或一个或一个以上数字信号处理器(DSP)电路来实施本文中所描述的控制电路。将会明白，本文所描述的本发明的实施例可以包括一个或多个传统处理器以及独特的所存储的程序指令，这些程序指令控制该一个或多个处理器与某些非处理器电路结合来如本文所述那样实施用于控制多相系统的操作的的功能的一些、大多数或全部。这样，这些功能可以被解释为用于控制多相系统的操作的方法的步骤。替代地，一些或所有功能可以由没有存储的程序指令的状态机实现，或者在一个或多个专用集成电路(ASIC)中实现，其中每个功能或某些功能的某些组合被实现为定制逻辑。当然，可以使用这两种方法的组合。因此，本文将描述用于这些功能的方法和装置。此外，当由本文公开的概念和原理指引时，期望本领域的普通技术人员，即使可能需要付出重大努力和由例如可用时间、当前技术和经济考虑因素驱动的许多设计选择，将能够以最小的实验容易地产生这样的软件指令和程序以及IC。
概览
一些电流调节器在某些操作条件下表现更好，而其他调节器在其他操作条件下表现更好。例如，状态反馈去耦(SFbD)在高加速条件下(例如，车辆抖动、传动系共振、车轮滑移状态)以及在考虑离散控制的影响时表现良好。相比之下，复矢量电流调节器(CVCR)当在低和中等加速条件下运行时表现良好，但速度范围很宽，其中包括在带有过调制和六步控制的高速的操作条件下。所公开的实施例提供了一种电流调节器架构，其可以被改变以允许基于特定电流调节器拓扑最佳地执行的操作条件来使用多个不同的电流调节器拓扑。所公开的实施例可以允许基于速度(例如，电动机速度或电基频)来选择适当的电流调节器配置，并且然后在状态反馈去耦(SFbD)电流调节器配置和设定速度断点处的复矢量电流调节器配置之间瞬时且平滑地转换。所公开的实施例可以利用每个电流调节器配置，其中最有利的是在高加速度条件期间改善电流控制而不降低过调制和六步操作区域中的性能。
在一个实施例中，提供了一种用于驱动电机的电机驱动系统的电流调节器。电流调节器能够被配置为根据电机的同步速度(或其他电机或驱动状态)以第一配置或第二配置操作。控制器可以通过基于电机的同步速度选择电流调节器的第一配置或电流调节器的第二配置作为当前有效的配置来配置电流调节器的操作模式，并且然后可以根据当前的有效的配置来执行电流调节器。电流调节器的第一配置包括第一组元件和交叉耦合增益块，而电流调节器的第二配置可包括没有交叉耦合增益块的第一组元件。第一组元件可以根据实施方式而变化，但通常可以包括：求和点、积分器和增益块。在一个实施例中，电流调节器被配置为当配置为第一配置时作为复矢量电流调节器操作，并且配置成当配置为第二配置时作为状态反馈去耦(SFbD)电流调节器操作。
本发明的实施例涉及用于控制多相系统的操作的方法、系统和设备，其可以例如在诸如混合动力/电动车辆(HEV)的操作环境中实现。本发明的实施例涉及用于电流调节器的方法、系统和设备。在现在将描述的示例性实施方式中，控制技术和工艺将被描述为应用于混合动力/电动车辆。然而，本领域技术人员将理解，可以在希望控制多相系统的操作的其他系统的背景下应用相同或类似的技术和工艺。在这方面，本文公开的任何概念通常可以应用于“车辆”，并且如本文所使用的那样，术语“车辆”广义上指的是具有交流电机的非生物运输机构。此外，术语“车辆”不受任何特定推进技术、如汽油或柴油燃料的限制。相反，车辆还包括混合动力车辆、电池电动车辆、氢气车辆和使用各种其他替代燃料操作的车辆。
如本文所使用的那样，术语“交流(AC)电机”通常是指“将电能转换为机械能或反之亦然的装置或设备。”交流电机通常可分为同步交流电机和异步交流电机。同步交流电机可包括永磁电机和磁阻电机。永磁电机包括表面安装永磁电机(SMPMM)和内置永磁电机(IPMM)。虽然交流电机可以是交流电机(例如，用于将交流电能或功率转换为其输入以产生机械能或电力的设备)，但交流电机不限于交流电动机，还可以包括发电机，该发电机用于将其原动机的机械能或功率转换为交流电能或其输出功率。任何电机都可以是交流电动机或交流发电机。交流电动机是由交流电驱动的电动机。在一些实施方式中，交流电动机包括外部静止定子，该外部静止定子具有供应有交流电以产生旋转磁场的线圈，以及附接到输出轴的内部转子，该内部转子通过旋转场给予转矩。
图1示出了车辆或汽车1的一个非限制性示例，其中可以实现所公开的实施例。汽车1包括驱动轴12、车身14、四个车轮16和电子控制系统18。车身14布置在底盘上并且基本上包围汽车1的其他组件。车身14和底盘可共同形成框架。车轮16各自在车身14的相应拐角附近可旋转地耦合到底盘。
汽车1可以是许多不同类型的汽车中的任何一种，例如轿车、货车、卡车或运动型多用途车(SUV)，并且可以是两轮驱动(2WD)(即后轮驱动或前轮驱动)、四轮驱动(4WD)或全轮驱动(AWD)。汽车1还可以包括多种不同类型的发动机中的任何一种或其组合，例如汽油或柴油燃料内燃机、“混合双燃料汽车”(FFV)发动机(即，使用汽油和醇的混合物)、气态化合物(例如氢气和天然气)燃料发动机、燃烧/电动机混合动力发动机和电动机。
在图1所示的示例性实施例中，汽车1还包括电动机20(即电动机/发电机，牵引电动机等)、能量源22、24和功率逆变器组件10。如图1所示，电动机20还可以包括集成在其中的变速器，使得电动机20和变速器通过一个或多个半轴30机械地耦合到至少一些车轮16。
如图所示，能量源22、24可操作地连通和/或电耦合到电子控制系统18和功率逆变器组件10。尽管未示出，但是能量源22、24可以根据实施例而变化，并且可以是相同或不同的类型。在一个或多个实施例中，能量源22、24可各自包括电池、燃料电池、超级电容器或其他合适的电压源。电池可以是适用于所需应用的任何类型的电池，例如铅酸电池、锂离子电池、镍金属电池或其他可充电电池。超级电容器可包括超级电容器、电化学双层电容器，或具有适合于所需应用的高能量密度的任何其他电化学电容器。
电动机20可以是多相交流(AC)电动机并且包括绕组，其中每个绕组对应于电动机20的一个相，如下面将更详细描述的那样。尽管未示出，但是电动机20可包括定子组件(包括线圈)、转子组件(例如，包括铁磁芯)和冷却流体(即冷却剂)，如本领域技术人员将理解的那样。电动机20可以是感应电动机、永磁电动机、同步磁阻电动机，或适合于所需应用的任何类型。
图2是根据所公开实施例的矢量控制电动机驱动系统100的一个示例的框图。系统100通过耦合到三相交流电机120的三相脉冲宽度调制(PWM)逆变器模块110控制三相交流电机120，使得三相交流电机120可以通过调节控制三相交流电机120的电流指令而有效地使用提供给三相PWM逆变器模块110的直流输入电压(Vdc)。三相交流电机120可用作图1的电动机20。在一种特定的实施方式中，矢量控制电动机驱动系统100可用于控制HEV中的转矩。
在以下对一个特定非限制性实施方式的描述中，三相交流电机120被描述为三相交流电动机120，并且特别是三相永磁同步交流电动机(或更广泛地描述为电动机120)；然而，应当理解，所示实施例仅是所公开的实施例可以应用于的交流电机类型的一个非限制性示例，并且所公开的实施例可以应用于任何类型的、包括更少或更多相的多相交流电机。
三相交流电动机120经由三个逆变器极耦合到三相PWM逆变器模块110，并且基于从PWM逆变器模块110接收的三相正弦电流信号产生机械功率(转矩X速度)。在一些实施方式中，使用位置传感器(未示出)测量三相交流电动机120的转子(r)的角位置或“轴位置”，并且在其他实施方式中，通过使用无传感器位置估计技术，可以在不使用位置传感器的情况下估计三相交流电动机120的转子(r)的角位置。
在描述系统100的操作细节之前，将参考图3提供三相电压源逆变器110的一个示例性实施方式的更详细描述(包括它如何连接到三相交流电动机120)。
图3是包括连接到三相交流电动机120的三相电压源逆变器110的电动机驱动系统的一部分的框图。应该注意的是，图2中的三相电压源逆变器110和三相电动机120不限于此实施方式；相反，图3仅仅是图2中的三相电压源逆变器110和三相电动机120的一个示例，其可以在一个特定实施例中实现。
如图3所示，三相交流电动机120具有连接到电动机端子A、B、C的三个定子或电动机绕组120a、120b、120c，并且三相PWM逆变器模块110包括电容器270和三个逆变器子模块115-117。在该特定实施例中，在相A中，逆变器子模块115耦合到电动机绕组120a，在相B中，逆变器子模块116耦合到电动机绕组120b，并且在相C中，逆变器子模块117耦合到电动机绕组120c。电流双向进出所有电动机绕组120。
所产生的相或定子电流(Ias-Ics)122、123、124流过相应的定子绕组120a-c。每个定子绕组120a-120c上的相到零线电压分别指定为VAN、VBN、VCN，其中在每个定子绕组120a-120c中产生的反电动势(EMF)电压分别表示为由理想电压源产生的电压Ea、Eb、Ec，每个电压源分别示出为与定子绕组120a-120c串联连接。众所周知，这些反电动势电压Ea、Eb、Ec是通过转子磁场的旋转在各个定子绕组120a-120c中感应的电压。尽管未示出，但是电动机120耦合到驱动轴。
逆变器110包括电容器270、包括双向开关272/273、274/275的第一逆变器子模块115、包括双向开关276/277、278/279的第二逆变器子模块116以及包括双向开关280/281、282/283的第三逆变器子模块117。因此，逆变器110具有六个固态可控开关装置272、274、276、278、280、282和六个二极管273、275、277、279、281、283，以适当地开关直流电压(VDC)并提供三相交流电动机120的定子绕组120a、120b、120c的三相激励。
高级电动机控制器112可以从电动机120接收电动机指令信号和电动机操作信号，并产生控制信号，用于控制逆变器子模块115-117内的固态开关装置272、274、276、278、280、282的开关。通过向各个逆变器子模块115-117提供适当的控制信号，控制器112控制逆变器子模块115-117内的固态开关装置272、274、276、278、280、282的开关，并且因此控制逆变器子模块115-117的、分别提供给电动机绕组120a-120c的输出。由三相逆变器模块110的逆变器子模块115-117产生的合成定子电流(Ias...Ics)122-124被提供给电动机绕组120a、120b、120c。取决于逆变器模块110的逆变器子模块115-117中的开关272、274、276、278、280、282的打开/关闭状态，作为VAN、VBN、VCN和节点N处的电压的电压随时间波动，如下所述。
再次参考图2所示，矢量控制电动机驱动系统100包括转矩-电流映射模块140、同步(SYNC.)帧电流调节器模块170、同步到静止(SYNC.-TO-STAT.)变换模块102、αβ参考系到abc参考系(αβ到abc)变换模块106、脉冲宽度调制(PWM)模块108、三相PWM逆变器110、abc参考系到αβ参考系(abc到αβ)变换模块127和静止到同步(STAT.-TO-SYNC.)变换模块130。
转矩-电流映射模块140接收转矩指令信号(Te*)136、基于转子/轴位置输出(r)121的导数产生的轴的角转速(ωr)138，以及直流输入电压(VDC)139作为输入，以及取决于实施方式的、可能的各种其他系统参数。转矩-电流映射模块140使用这些输入来产生d轴电流指令(Id*)142和q轴电流指令(Iq*)144，其将使电动机120在电动机速度(ωr)138处产生指令转矩(Te)*)。具体地，转矩-电流映射模块140使用输入将转矩指令信号(Te*)136映射到d轴电流指令信号(Id*)142和q轴电流指令信号(Iq*))144。同步参考系d轴和q轴电流指令信号(Id*、Iq*)142、144是在稳态操作期间具有作为时间的函数的恒定值的直流指令。
块127、130共同构成反向变换模块，该反向变换模块可以将交流信号(例如，三相正弦定子电流)变换为直流笛卡尔信号(例如，d轴同步系定子电流和q轴同步系定子电流)以供电流调节器170使用。在一个实施例中，检测器(未示出)可以耦合到交流电动机120以对交流信号进行采样并且将这些和其他测量的量(例如，来自各种系统输出)提供给电流调节器170(以及其他高级控制器)。例如，检测器可以测量供电电位(例如，电池电位或直流总线电压(Vdc))、相电流或定子电流、交流电动机120的电动机速度(ωr)138、交流电动机120的转子相位角(θr)121等。
在一个实施例中，abc到αβ变换模块127接收从电动机120反馈的测量的三相静止参考系反馈定子电流(Ias...Ics)122-124。abc到αβ变换模块127使用这些三相静止参考系反馈定子电流122-124来执行abc参考系到αβ参考系变换以将三相静止参考系反馈定子电流122-124变换到静止参考系反馈定子电流(Iα、Iβ)128、129。abc到αβ变换在本领域中是公知的，并且为了简洁起见，将不再详细描述。静止-同步变换模块130接收静止参考系反馈定子电流(Iα、Iβ)128、129和转子角位置(r)121并产生(例如，处理或转换)这些静止参考系反馈定子电流(Iα、Iβ)128、129以产生同步参考系d轴电流信号(Id)132和同步参考系q轴电流信号(Iq)134。静止-同步转换的过程在本领域中是公知的，并且为了简洁起见，将不再详细描述。
高级控制器112执行一个或多个程序(例如，优化用于预定控制参数的指令电流等)以确定使用的操作输入(例如，修改的指令电流、指令电压、转矩指令等)以经由电流调节器170来控制交流电动机120。另外，高级控制器可以执行逻辑以控制电流调节器170，如下面将参考图4A至9详细描述的那样。
控制器112的一个或多个组件可以体现为软件或固件、硬件，诸如专用集成电路(ASIC)、电子电路、处理器(共享、专用或组)和执行一个或多个软件或固件程序的存储器、组合逻辑电路和/或其他合适的组件，或其组合。在一个实施例中，控制器112被划分为与一个或多个控制器操作相关联的一个或多个处理模块。例如，电流调节器170可以实现为这些处理模块之一。虽然未示出，但是控制器112可以包括附加模块，例如指令电流源、转矩模块、磁场削弱电压控制模块、过调制模块等。另外，控制器112的各种处理模块中的一个或多个以及控制器112的一个或多个操作可以体现为驱动系统100的单独组件或者与驱动系统100的另一个组件结合。
通常，电流调节器170产生指令电压并通过块102、106、108将指令电压提供给逆变器110，所述块共同构成变换模块。电流调节器170在稳态下产生直流(DC)笛卡尔指令电压(例如，d轴同步系指令电压和q轴同步系指令电压)。变换模块102、106、108将直流笛卡尔指令电压转换为三相交流指令电压(例如，第一相指令电压(vas*)、第二相指令电压(vbs*)和第三相指令电压(vcs*))并将三相交流指令电压提供给逆变器110。
在一个实施例中，为了产生d轴和q轴指令电压172、174，电流调节器170利用若干输入。例如，电流调节器170可以使用由控制器112提供的电流信号132、134(d轴和q轴同步系定子电流)、指令电流142、144和去耦电压(图2中未示出)，以便产生d轴和q轴指令电压172、174。例如，控制器112可以从指令电流表140中检索指令电流，该指令电流表可以存储在控制器112的存储器中。指令电流表优选地针对一个或多个预定控制参数(例如，系统效率)进行优化，并且可以从用于优化期望控制参数的任何数量的模型导出。另外，可以基于交流电动机120的电压和电流限制来预先确定指令电流表，使得指令电流源将适当量的d轴和q轴电流施加到交流电动机120以产生期望的转矩(例如，以高效率)并保持电流调节稳定性。逆变器电压限制可以基于供电电压预先确定或在线计算，并且前馈项可以由控制器112基于d轴和q轴同步系定子电流、电动机速度和电动机参数来确定。
在该实施例中，同步系电流调节器模块170接收同步参考系d轴电流信号(Id)132、同步参考系q轴电流信号(Iq)134、d轴电流指令(Id*)142和q轴电流指令(Iq*)144，并使用这些信号产生同步参考系d轴电压指令信号(Vd*)172和同步参考系q轴电压指令信号(Vq*)174。同步参考系电压指令信号(Vd*、Vq*)172、174是在稳态操作时具有作为时间的函数的恒定值的指令。同步系电流调节器模块170输出同步参考系d轴电压指令信号(Vd*)172和同步参考系q轴电压指令信号(Vq*)174。关于同步系电流调节器模块170的操作和电流到电压转换的过程的进一步细节将在下面参考图4A至9更详细地描述。因为在稳态期间电流指令是同步参考系中的直流信号，所以与AC静止参考系电流指令相比，它们更容易调节。
同步到静止变换模块102接收电压指令信号(Vd*、Vq*)172、174作为输入以及转子位置输出(r)121。响应于电压指令信号(Vd*、Vq*)172、174和测量的(或估计的)转子位置角(r)121，同步到静止变换模块102执行dq到αβ变换，以便产生α轴静止参考系电压指令信号(Vα*)104和β轴静止参考系电压指令信号(Vβ*)105。静止参考系α轴和β轴电压指令信号(Vα*、Vβ*)104、105位于静止参考系中，并且因此具有在稳定状态下作为时间的函数的正弦波变化的值。同步到静止转换的过程在本领域中是公知的，并且为了简洁起见将不再详细描述。
αβ到abc变换模块106接收静止参考系电压指令信号(Vα*、Vβ*)104、105，并且基于这些信号，产生发送到PWM模块108的静止参考系电压指令信号(Vas*...Vcs*)107(也被称为“相电压指令信号”)。αβ到abc变换在本领域中是公知的，并且为了简洁起见，将不再详细描述。
三相PWM逆变器模块110耦合到PWM模块108。PWM模块108用于控制相电压指令信号(Vas*...Vcs*)107的脉冲宽度调制(PWM)。基于图2中未示出的占空比波形产生开关矢量信号(Sa...Sc)109，而是在PWM模块108内部产生以在每个PWM周期期间具有特定的占空比。PWM模块108利用相电压指令信号(Vas*...Vcs*)107来计算占空比波形(图2中未示出)以产生提供给三相PWM逆变器模块110的开关矢量信号(Sa...Sc)109。在PWM模块108中实现的特定调制算法可以是任何已知的调制算法，该调制算法包括空间矢量脉冲宽度调制(SVPWM)技术，以控制脉冲宽度调制(PWM)以基于直流输入139来产生驱动三相交流电机120的交流电流(AC)波形。
开关矢量信号(Sa...Sc)109控制PWM逆变器110中的开关的开关状态，以在每个相A、B、C产生指令的三相电压。开关矢量信号(Sa...Sc)109是在每个PWM周期期间具有特定占空比的PWM波形，所述PWM周期由在PWM模块108内部产生的占空比波形确定。
逆变器110(例如，脉冲宽度调制(PWM)电压源逆变器(VSI))耦合到电机120。响应于指令电压和供电电位(Vdc)，逆变器110产生用于驱动交流电动机120的交流电压。结果，在交流电动机120的绕组中产生定子电流。逆变器110还可以改变施加到交流电动机120的交流电压的量(例如，逆变器110可以使用PWM改变电压)，从而允许控制器12控制交流电动机电流。例如，逆变器110施加到交流电动机120的电压量可以由调制指数指示，并且PWM可以在预定的调制指数限制之间建立。在一个实施例中，同步PWM用于改变施加到交流电动机120的交流电压的量，但是也可以使用其他PWM技术。
三相PWM逆变器模块110接收直流输入电压(Vdc)和开关矢量信号(Sa...Sc)109，并使用它们在以变化的速度(ωr)驱动三相交流电机120的逆变器极上产生三相交流(AC)电压信号波形。三相电机120接收由PWM逆变器110产生的三相电压信号，并以指令转矩Te*136产生电动机输出。在该特定实施方式中，电机120包括三相内部永磁同步电动机(IPMSM)120，但是所公开的实施例可以是具有任何数量的相的任何多相交流电机。
尽管未在图2中示出，系统100还可包括耦合到三相交流电机120的轴并由其驱动的齿轮。如上所述，测量的反馈定子电流(Ia-Ic)122-124被感测、采样并提供给abc到αβ变换模块127。
电流调节器模块
根据所公开的实施例，提供了用于在该示例中根据电动机速度在电流调节器拓扑之间瞬时和平滑地转换的方法，但是可以基于其他等效电动机状态，例如电基频、逆变器开关频率或电动机加速度。例如，在一个实施例中，提供了一种方法，以作为电动机速度的函数在状态反馈去耦(SFbD)电流调节器和复矢量电流调节器(CVCR)之间瞬时和平滑地转换。该方法在最有利的操作条件和最佳性能的操作条件下使用每种类型的电流调节器。例如，SFbD电流调节器在高加速条件下(例如，车辆抖动、传动系共振、车轮滑移状态)以及在考虑离散控制的影响时表现良好。CVCR在较低的加速条件下以及在较宽的速度范围内(包括过调制和六步控制区域)表现良好。该方法可以基于电动机速度选择哪种类型的电流调节器应该是有效的以及在不同类型的电流调节器之间转换(例如，在设定速度断点处)。所公开的实施例可以允许每个电流调节器拓扑结构在操作空间中使用，其中它在高加速度条件期间最佳地改善电流控制而不降低过调制和六步操作区域中的性能。当使用SFbD电流调节器时，改进的电流控制可以改善车辆驱动，例如通过噪声、振动或不平顺性(NVH)(例如，消除或减少车辆低速抖动)，并且通过在更高速度下保持使用CVCR来对过调制和六步控制没有负面影响。
图4A和4B是根据所公开实施例的一个实施方式的电流调节器模块170的框图。电流调节器模块170包括图4A中所示的各种块。当所有块都被启用时，电流调节器模块170用作复矢量(CV)电流调节器模块170-1。相反，当某些块324、344被禁用时(例如，当增益Kppd、Kppq被设置为零时)，如图4B所示，电流调节器模块170用作状态反馈去耦(SFbD)电流调节器模块170-2。如下面将更详细描述的那样，根据所公开的实施例，提供了用于基于速度(例如，电动机速度或电基频)断点来开关电流调节器模块170的操作模式以改变其拓扑的技术(就有效的块而言)，使得其用作复矢量(CV)电流调节器模块170-1或状态反馈去耦(SFbD)电流调节器模块170-2。换句话说，基于速度断点，可以禁用或启用电流调节器模块170的某些块以改变其拓扑，使得其用作复矢量电流调节器模块170-1或状态反馈去耦电流调节器模块170-2。另外，如下面还将描述的那样，基于电流调节器模块170的拓扑是用作复矢量(CV)电流调节器模块170-1还是状态反馈去耦(SFbD)电流调节器模块170-2来改变所施加的去耦电压。
图4A是根据一个实施例配置的电流调节器170-1的、例如图2中所示的电流调节器170的框图。将继续参考图2描述图4A。电流调节器170是复矢量电流调节器，该复矢量电流调节器具有d轴调节部分302和q轴调节部分304，其中在这些部分之间具有交叉耦合。d轴调节部分302接收同步参考系d轴电流信号(Id)132和d轴电流指令(Id*)142并产生d轴电流误差(Iderror)311，并且q轴调节部分304接收同步参考系q轴电流信号(Iq)134和q轴电流指令(Iq*)144并产生q轴电流误差(Iqerror)331。每个调节部分302和304产生同步系指令电压(例如，同步参考系d轴电压指令信号(Vd*)172和同步参考系q轴电压指令信号(Vq*)174)，如将在下面描述的那样。
块320将比例增益(Kpd)应用于d轴电流误差(Iderror)311以缩放d轴电流误差(Iderror)311并产生d轴比例项321，其是d轴电流误差(Iderror)311由比例增益(Kpd)缩放的缩放值。块314将积分增益(Kid)应用于d轴电流误差(Iderror)311以缩放d轴电流误差(Iderror)311并产生d轴积分项315，其是d轴电流误差(Iderror)311由积分增益(Kid)缩放的缩放值。块344将复增益(ωeKppd)应用于q轴电流误差(Iqerror)331以缩放q轴电流误差(Iqerror)331并产生输出345，其是q轴电流误差(Iqerror)331由复增益(ωeKppd)缩放的缩放值。在一个实施例中，ωe的值是以电的rad/s为单位的转子磁通速度。求和块316组合d轴积分项315和输出345以产生d轴积分器输入317。积分器318对d轴积分器输入317进行积分以产生d轴积分项(Itermd)319，该积分项是电压。求和块322组合d轴比例项321和d轴积分项(Itermd)319以产生同步参考系d轴PI输出信号323。求和块328组合信号323和d轴去耦电压(Vdcpld)326以产生同步参考系d轴电压指令信号(Vq*)172。
块340将比例增益(Kpq)应用于q轴电流误差(Iqerror)331以缩放q轴电流误差(Iqerror)331并产生q轴比例项341，该q轴比例项是q轴电流误差(Iqerror)331由比例增益(Kpq)缩放的缩放值。块334将积分增益(Kiq)应用于q轴电流误差(Iqerror)331以缩放q轴电流误差(Iqerror)331并产生q轴积分项335，该q轴积分项是q轴电流误差(Iqerror)331由积分增益(Kiq)缩放的另一个缩放值。块324将复增益(ωeKppq)应用于d轴电流误差(Iderror)311以缩放d轴电流误差(Iderror)311并产生输出325，该输出是d轴电流误差(Iderror)311由复增益(ωeKppq)缩放的缩放值。求和块336组合q轴积分项335和输出325以产生q轴积分器输入337。积分器338对q轴积分器输入337进行积分以产生q轴积分项(Itermq)339。求和块342组合q轴比例项341和q轴积分项(Itermq)339以产生同步参考系q轴PI输出信号343。求和块348组合信号343和q轴去耦电压(Vdcplq)346以产生同步参考系q轴电压指令信号(Vq*)174。
如图4B所示，复增益块344包括增益项(Kppd)，该增益项可被设置为零以禁用复增益块344并有效地将其从d轴调节部分302移除，使得它不再是d轴调节部分302的一部分。类似地，复增益块324包括增益项(Kppq)，该增益项可被设置为零以禁用复增益块324并有效地将其从q轴调节部分304移除，使得它不再是q轴调节部分304的一部分。当复增益块324、344从图4A中所示的复矢量电流调节器模块170-1中移除时，复增益块324、344对由电流调节器170执行的电流调节没有影响，并且如图4B所示，电流调节器模块170-2然后用作状态反馈去耦电流调节器模块170-2(与用作图4A中所示的复矢量电流调节器模块170-1相反)。
取决于电流调节器170在任何特定时间进行操作的模式，d轴去耦电压(Vdcpld)326、329和q轴去耦电压(Vdcplq)346、347是不同的。例如，当电流调节器170用作用于IPMSM的SFbD电流调节器模块170-2(图4B)时，在如下方程式(1A)和(2A)中示出了d轴去耦电压(Vdcpld)329和q轴去耦电压(Vdcplq)347：
Vdcpld＝-ωeLqIq (1A)
Vdcplq＝ωeλpm+ωeLdId (2A)
相反，当电流调节器170用作IPMSM的CV电流调节器模块170-1(图4A)时，在如下方程式(3A)和(4A)中示出了d轴去耦电压(Vdcpld)326和q轴去耦电压(Vdcplq)346：
Vdcpld＝0(3A)
Vdcplq＝ωeλpm (4A)
作为另一示例，当电流调节器170作为用于感应电机的SFbD电流调节器模块170-2(图4B)操作时，在如下方程式(1B)和(2B)中示出了d轴去耦电压(Vdcpld)329和q轴去耦电压(Vdcplq)347：
并且，当电流调节器170用作感应电机的CV电流调节器模块170-1(图4A)时，在如下方程式(3)和(4)中示出了d轴去耦电压(Vdcpld)326和q轴去耦电压(Vdcplq)346：
在方程式(1B)、(2B)、(3B)和(4B)中，Rr是转子电阻，Lr是转子电感，Lm是互感，ωr是转子速度(电的rad/s)，ωe是转子磁通速度(电rad/s)，Lsσ是定子定子暂态电感，λdr是转子磁通(在磁场定向系中)。
另外，在电流调节器170从用作SFbD电流调节器模块170-2(图4B)切换到用作CV电流调节器模块170-1(图4A)的瞬间，可以如在(5)和(6)所示那样重新初始化或改变应用于积分器318、338的积分项(Iterm)：
Itermd＝Itermd+Vdcpld先前–Vdcpld (5)
Itermq＝Itermq+Vdcplq先前–Vdcplq (6)
方程式(5)和(6)中的积分项(Iterm)319、339仅在从作为SFbD电流调节器模块170-2到作为CV电流调节器模块170-1(图4A)操作发生的瞬间切换时应用于积分器318、338(图4B)，或反之亦然(例如，在从作为CV电流调节器模块170-1(图4A)操作到SFbD电流调节器模块170-2(图4B)的瞬间切换时发生)。
在方程式(1A)-(4A)中，ωe是电机的电基本同步频率(以弧度/秒为单位)，Id和Iq是同步参考系d轴和q轴电流信号132、134，其是永磁体磁链，分别是d轴和q轴同步系定子电流的函数，并且是d轴和q轴定子电感，它们是同步参考系d轴和q轴电流信号132、134的函数。
另外，应该注意的是，在一些实施例中，但不是所有实施例中，虚拟衰减电阻(将在下面更详细地描述)也可以用在方程式(1)到(4)中以有助于d-轴去耦电压(Vdcpld)326和q轴去耦电压(Vdcplq)346。例如，可以修改方程式(1A)、(1B)、(3A)和(3B)以减去校正因子RdampId，并且可以将方程式(2A)、(2B)、(4A)和(4B)修改以减去校正因子RdampIq。
因此，如上面参考图4A和4B所示，电流调节器可以被配置为当速度大于第一速度阈值(ω2)时在第一操作模式(作为CVCR170-1)中操作，或者可以被配置为速度低于第二速度阈值(ω1)时在第二操作模式下(作为SFbD170-2)操作。当速度大于第一速度阈值(ω2)时，电流调节器配置为在第一操作模式下作为CVCR170-1操作，并且交叉耦合增益(Kppd、Kppq)可以设置为非零值。在一个实施例中，可以如下设置值：Kppd＝ωb*Lq；Kppq＝ωb*Ld。在此，并且d轴和q轴定子电感，并且ωb表示电流调节器的指令带宽。当速度低于第二速度阈值(ω1)时，电流调节器被配置为在第二操作模式下作为SFbD170-2操作，并且交叉耦合增益(Kppd、Kppq)可以设置为零。这允许通过切换某些特征来即时修改电流调节器的结构。除了改变交叉耦合增益(Kppd、Kppq)和去耦电压(Vdcpld、Vdcplq)的值之外，还取决于电流调节器操作的模式，积分项(Itermd、Itermq)319、339的值可以被重新初始化，以确保在操作模式之间的转换期间的平滑的电压输出172、174。如上所述，d轴和q轴去耦电压(Vdcpld、Vdcplq)326、346的值可以根据电流调节器当前操作的模式而变化。
根据各种实施例，图5是说明可应用于图4A和4B的电流调节器170的控制方法400的流程图。将继续参考图1-4B来描述图5。根据本发明的公开内容，控制方法400可以由图2的高级控制器112和电流调节器170执行。方法400允许在该操作模式下执行电流调节器170(在426)之前配置电流调节器170的操作模式。如下面将要解释的那样，在电流调节器170根据其当前被配置为在其中进行操作的特定操作模式而被执行之前，方法400用于确定交叉耦合增益(Kppd、Kppq)和去耦电压(Vdcpld、Vdcplq)326、346的、用于电流调节器170的下一个执行周期的值。此外，方法400将在修改电流调节器170的操作模式的瞬间重新初始化积分项(Itermd、Itermq)319、339。如根据本发明可以理解的是，该方法内的操作顺序不限于如图5所示的顺序执行，而是可以根据适用并根据本发明以一个或多个变化的顺序执行。在各种实施例中，方法400可以被安排为基于一个或多个预定事件运行，和/或可以在车辆1的运行期间连续运行。
当方法400在402处开始时，在404处，去耦电压(Vdcpld'、Vdcplq')326'、346'的先前值与先前的电流调节器170已被设定的操作模式(CVCR170-1或SFbD170-2)一起存储。
该方法然后进行到406，其中确定是否已经满足条件以使电流调节器170在第一配置中(作为CVCR170-1)操作。在一个实施例中，将速度(例如，电动机速度或电基频)与第一速度阈值(ω2)进行比较。当速度大于第一速度阈值(ω2)时，方法400进行到408，将电流调节器170置于第一操作模式以在第一配置中(作为CVCR170-1)操作。当速度小于或等于第一速度阈值(ω2)时，方法进行到410。
在410处，确定是否已满足条件以使电流调节器170在第二配置中(作为SFbD170-2)操作。在一个实施例中，将速度与第二速度阈值(ω1)进行比较。当速度小于第二速度阈值(ω1)时，方法400进行到412，其中电流调节器170被置于第二操作模式以在第二配置中(作为SFbD170-2)操作。
当速度大于或等于第二速度阈值(ω1)时，方法进行到414，其中取决于先前的、电流调节器170当前在404被设置的操作模式(CVCR170-1或SFbD170-2)，电流调节器170保持在其当前操作模式以在当前配置中(作为CVCR170-1或SFbD170-2)操作。
在408、412和414的步骤之后，方法400进行到416，其中应用电流调节器170的操作模式。当电流调节器170的操作模式处于第一操作模式时(如CVCR170-1)，方法进行到418。在418处，启用交叉耦合增益(Kppd、Kppq)并且从先前值更新去耦电压(Vdcpld、Vdcplq)的值(如上所述)以在第一操作模式中(作为CVCR170-1)配置电流调节器170。
当电流调节器170的操作模式处于第二操作模式时(如SFbD170-2)，方法进行到420。在420处，禁用交叉耦合增益(Kppd、Kppq)并且从先前值更新去耦电压(Vdcpld、Vdcplq)326、346的值(如上所述)以在第二操作模式(如SFbD170-2)中配置电流调节器170。因此，当作为SFbD电流调节器模块操作时，交叉耦合增益(Kppd、Kppq)设置为0，并且当作为CV电流调节器模块操作时，交叉耦合增益(Kppd、Kppq)相应地调谐为如上所述的非零值。
在418和420之后，方法400进行到422，其中确定电流调节器170的操作模式是否在416处已经改变(即，在方法400的执行期间，存储在404中的电流调节器的先前操作模式是是否等于408或412中设定的电流调节器的当前操作模式。当确定(在422)电流调节器170的操作模式未改变时(在416处)，该方法直接进行到426。当确定(在422)电流调节器170的操作模式已经改变时(在416处)这意味着已经发生操作模式的转换，并且该方法进行到424，其中在执行电流调节器170的下一个周期之前，在426处重新初始化电流调节器170的积分项(Itermd、Itermq)319、339(如上所述)，以允许不同操作模式之间的平滑瞬时转换。
在426处，根据电流调节器170当前被配置在其中进行操作的特定的操作模式并且根据在交叉耦合增益(Kppd、Kppq)的、积分项(Itermd、Itermq)319、339的以及去耦电压(Vdcpld、Vdcplq)326、346的值，所述去耦电压被设置为它们当前确定的用于该执行周期的值，以便执行电流调节器170的下一执行周期。
方法400的执行周期在428处结束，但是应当理解，该方法400可以连续运行以基于速度来调节电流调节器170的操作模式，并且图5简单地示出了方法400的一次迭代。
根据所公开的实施例，图6是示出当速度大于或等于第一速度阈值(ω2)时电流调节器如何被配置为在第一操作模式(如CVCR170-1)中操作的曲线图，或者当速度小于或等于第二速度阈值(ω1)时，可以被配置为以第二操作模式(作为SFbD170-2)操作。在一个实施例中，图6中参考的速度是基本电频率，但在其他实施例中，速度也可以是机械轴速度。如上所述，这允许通过切换某些特征来即时修改电流调节器的结构。特别地，图6示出了滞后曲线，其中在高于第一速度阈值(ω2)的情况下，将始终使用CVCR，在低于第二速度阈值(ω1)的情况下，将始终使用SFbD，但是在第二速度阈值(ω1)和第一速度阈值之间(ω2)有效的电流调节器永远不会改变。例如，如果在SFbD中操作，则有效的电流调节器配置将不会更改为CVCR，直到达到高于第一速度阈值(ω2)的速度，并且有效的电流调节器配置将不会更改回SFbD，直到达到低于第二速度阈值(ω1)的速度。这意味着在第二速度阈值(ω1)和第一速度阈值(ω2)之间，将保持当前有效的电流调节器配置。
另外，应注意，在电机的操作期间，控制器的采样频率和逆变器的开关频率可以明显变化。当采样和开关频率在操作期间变化时，期望在所有操作条件下优化在电流调节器处施加的虚拟衰减电阻的值。例如，在交流电流调节中通常需要高的虚拟衰减电阻，因为它可以降低电流调节器参数灵敏度并且可以增加电流调节器动态刚度，从而改善整体电流调节器稳健性。
为了解决该问题，现在将描述实施例，其可以允许虚拟衰减电阻的值作为开关频率的函数而变化。这允许在所有开关频率操作条件下在电流调节器处利用虚拟衰减电阻的最高可能值。例如，这种方法可能是有益的，因为增加虚拟衰减电阻的值会降低电流调节器参数灵敏度并增加电流调节器动态刚度，从而提高整体电流调节器稳健性。
根据一些公开的实施例，提供了一种用于驱动电机的电机驱动系统的电流调节器。电流调节器包括可调节的衰减模块，该衰减模块具有在电流调节器处施加的虚拟衰减电阻值。虚拟衰减电阻的值可作为采样频率的函数进行调节。控制器可以通过确定自电流调节器的上一个执行周期以来采样频率是否已经改变来控制电流调节器，并且当采样频率自上一个执行周期以来已经改变时，控制器可以作为采样频率的函数来修改衰减值，以便允许衰减值随采样频率而变化。衰减值具有虚拟衰减电阻的新值，其在修改衰减值之后施加在电流调节器处。然后，控制器可以根据修改的衰减值执行电流调节器以产生电压指令。因此，在这些实施例中，在电流调节器模块170处施加的虚拟衰减因子可以基于采样频率而变化或根据采样频率而改变。
图7是根据所公开实施例的另一实施方式的电流调节器770的框图。图7的电流调节器770包括许多与图4A和4B的电流调节器170-1、170-2相同的块，并且图4A和4B的描述同样适用于图7。这样，图4A和4B的与图7的相应元件功能相同的任何元件在图7中使用与图4A和4B中相同的附图标记来进行标记。图7中的与图4A和4B中所示的那些元件不同地执行或操作的任何元件在图7中以用7开头的附图标记来进行标记。因此，尽管未在图4A和4B中示出，应当理解，在一些实施例中，电流调节器170还可以包括图7的特征，使得它还实现可以根据采样频率(Fs)进行修改的虚拟衰减电阻。采样频率(Fs)是指控制器对反馈信号进行采样、执行控制计算和更新其输出的速率。采样频率(Fs)以赫兹(Hz)表示。根据实施方式而定，该采样频率(Fs)可以与逆变器模块的开关频率成比例或相等。在这方面，应注意，采样频率(Fs)可以与开关频率(FSW)相同或是其倍数，从而可以实现采样和PWM之间的同步。
在该实施例中，衰减值(Rdamp)710乘以同步参考系d轴电流信号(Id)132和同步参考系q轴电流信号(Iq)134，以产生衰减电流信号712、722。根据所公开的实施例，每当采样频率改变时，控制器112(图2)可以基于采样频率(Fs)改变衰减值(Rdamp)710。可以基于采样频率(Fs)定期更新衰减值(Rdamp)710。
积分器318对d轴积分器输入317进行积分以产生d轴积分项(Itermd)719，并且积分器338对q轴积分器输入337进行积分以产生q轴积分项(Itermq)739。当衰减值转换时，控制器112还可以在电流调节器770执行之前(对于当前执行周期)重新初始化积分项(Itermd、Itermq)719、739，以帮助确保平滑的同步参考系电压指令信号(Vd*、Vq)。*)172、174，同时将衰减值更新为新的衰减值(Rdamp)。值得注意的是，在318、338处的积分处理之前应用增益314、324、334、344允许更容易地重新初始化积分项(Itermd、Itermq)719、739，使得到新的衰减值(Rdamp)的转换顺利进行并且在转换期间不会引起对同步参考系电压指令信号(Vd*、Vq*)172、174的干扰。
在一个实施例中，为了重新初始化积分项(Itermd、Itermq)719、739，当控制器112基于最新采样频率(Fs)更新新的衰减值(Rdamp)时，控制器112存储先前的衰减值以用于进一步的计算。例如，在一个实施例中，通过从新的衰减值(Rdamp)减去先前的衰减值(Rdamp')并且在将先前的衰减值(Rdamp')更新为新的衰减值(Rdamp)的同时计算衰减值的变化(ΔRdamp)，电流调节器770的积分项(Itermd、Itermq)719、739被重新初始化以确保平滑的电压输出。可以根据如下方程式(7)和(8)重新初始化电流调节器770的积分项(Itermd、Itermq)719、739：
Itermd＝Itermd,先前+ΔRdampId(7)
Itermq＝Itermq,先前+ΔRdampIq(8)
在该实施例中，求和块328组合信号323和衰减电压信号712以产生同步参考系d轴电压指令信号(Vq*)172。在一个实施例中，d轴去耦电压(Vdcpld)(图7中未示出)被设置为零。求和块348组合信号343、衰减电压信号722和q轴去耦电压(Vdcplq)724，以产生同步参考系q轴电压指令信号(Vq*)174。在一个实施例中，q轴去耦电压(Vdcplq)724被设置为反电动势电压(例如，同步电机的ωeλpm)。
图8是根据各种实施例的、说明可应用于图7的电流调节器770的控制方法800的流程图。特别地，图8示出了根据所公开的实施例的、用于根据例如采样频率(Fs)来修改电流调节器770的衰减值(Rdamp)710的并且然后执行电流调节器770的方法800。然而，应该理解，采样频率(Fs)的其他等效测量可以与包括上述方法的方法800结合使用。如下所述，方法800用于将衰减值(Rdamp)710设置为采样频率的函数，并在执行电流调节器770以确保在转换期间平滑的输出电压172、174之前，为电流调节器770的下一个执行周期设置适当的积分项(Itermd、Itermq)719、739。
当方法800在802处开始时，在804处，确定采样频率(Fs)是否已经改变。当确定(在804处)采样频率(Fs)没有改变时，方法800进行到814，其中执行电流调节器770。
当确定(在804处)采样频率(Fs)已经改变时，方法800进行到806。执行步骤806到812以基于采样频率(Fs)更新衰减值(Rdamp)710并且在814执行电流调节器770之前重新初始化积分项(Itermd、Itermq)719、739以在将衰减值已经被更新为在808处计算的新的衰减值(Rdamp)之后确保平滑的电压输出。
在806处，存储先前的衰减值以用于进一步的计算。在808处，基于当前采样频率(Fs)更新新的衰减值(Rdamp)。在810处，通过从新的衰减值(Rdamp)减去先前的衰减值(Rdamp')来计算衰减值的变化。
在812处，重新初始化电流调节器770的积分项(Itermd、Itermq)719、739，以确保当施加在808处计算的新的衰减值(Rdamp)时，不会在输出电压处出现干扰。
在814，根据衰减值(Rdamp)710的更新值和积分项(Itermd、Itermq)719、739的更新值来执行电流调节器770的下一个执行周期，其设置为它们的当前确定的、用于该执行周期的值。方法800的执行周期在816处结束，但是应当理解，该方法800连续运行以调节电流调节器，并且图8简单地示出了方法800的一次迭代。
图9是示出根据图7和8中示出的实施例的、虚拟衰减电阻(Rdamp)如何可以作为函数采样频率(FS)变化的示例的曲线图。随着采样频率(FS)增加，虚拟衰减电阻(Rdamp)增加，并且相反，随着采样频率(FS)减小，虚拟衰减电阻(Rdamp)减小。
因此，已经描述了用于电流调节器的各种实施例，其可用于控制矢量控制电动机驱动系统中的多相电机的操作。所公开的实施例提供了一种电流调节器170，其可被配置为当速度(例如，电动机速度或电基频率)大于第一速度阈值(ω2)时在第一操作模式(作为CVCR170-1)中操作。或者可以被配置为当速度大于第二速度阈值(ω1)时在第二操作模式(作为SFbD170-2)中操作。这允许通过切换某些特征来即时修改电流调节器的结构。所公开的实施例还可以提供一种用于根据采样频率(Fs)修改电流调节器的衰减值(Rdamp)的机构。
在其他实施例中，提供电流调节器，其允许虚拟衰减电阻的值作为开关频率的函数而变化。这允许在所有开关频率操作条件下在电流调节器处利用虚拟衰减电阻的最高可能值。当采样和开关频率在操作期间变化时，该电流调节器可以帮助优化在所有操作条件下在电流调节器处施加的虚拟衰减电阻的值。该电流调节器可降低参数灵敏度并可增加动态刚度，从而提高电流调节器的整体稳健性。
所属领域的技术人员将进一步了解，结合本文中所揭示的实施例而描述的各种说明性逻辑块、模块、电路和算法步骤可实施为电子硬件、计算机软件或两者的组合。以上在功能和/或逻辑块组件(或模块)和各种处理步骤方面描述了一些实施例和实施方式。然而，应当理解，这样的块组件(或模块)可以由被配置为执行指定功能的任何数量的硬件、软件和/或固件组件来实现。
为了清楚地说明硬件和软件的这种可互换性，上面已经在功能方面对各种说明性的组件、块、模块、电路和步骤进行了总体描述。将此功能性实施为硬件还是软件取决于特定应用和强加于整个系统的设计约束。技术人员可以针对每个特定应用以不同方式实现所描述的功能，但是这种实现决策不应被解释为导致脱离本发明的范围。例如，系统或组件的实施例可以采用各种集成电路组件，例如，存储器元件、数字信号处理元件、逻辑元件、查找表等，其可以在一个或多个微处理器或其他控制设备的控制下执行各种功能。另外，本领域技术人员将理解，本文描述的实施例仅是示例性实施方式。
结合本文公开的实施例描述的各种说明性逻辑块、模块和电路可以用通用处理器、数字信号处理器(DSP)、专用集成电路(ASIC)、现场可编程门阵列(FPGA)或其他可编程逻辑器件、离散门或晶体管逻辑、分立硬件组件或其被设计用于执行本文所述的功能的任何组合来实现或执行。通用处理器可以是微处理器，但是在替代方案中，处理器可以是任何传统的处理器、控制器、微控制器或状态机。处理器还可以实现为计算设备的组合、例如DSP和微处理器的组合，多个微处理器，一个或多个微处理器结合DSP内核，或任何其他这样的配置。
结合本文中所揭示的实施例而描述的方法或算法的步骤可直接体现于硬件中，由处理器执行的软件模块中或两者的组合中。软件模块可以驻留在RAM存储器、闪存、ROM存储器、EPROM存储器、EEPROM存储器、寄存器、硬盘、可移动磁盘、CD-ROM或本领域中已知的任何其他形式的存储介质中。示例性存储介质耦合到处理器，使得处理器可以从存储介质读取信息和向存储介质写入信息。在替代方案中，存储介质可以是处理器的组成部分。处理器和存储介质可以驻留在ASIC中。ASIC可以驻留在用户终端中。在替代方案中，处理器和存储介质可作为离散组件驻留在用户终端中。
在本文中，诸如第一和第二之类的关系术语等可以仅用于将一个实体或动作与另一个实体或动作区分开，而不一定要求或暗示这些实体或动作之间的任何实际的这种关系或顺序。除非由权利要求语言明确定义，否则诸如“第一”、“第二”、“第三”等数字序数仅仅表示多个不同的单个单元并且不暗示任何顺序或顺序。任何权利要求中的文本序列并不意味着必须根据这种顺序以时间或逻辑顺序执行处理步骤，除非它由权利要求的语言具体限定。在不脱离本发明的范围的情况下，处理步骤可以以任何顺序互换，只要这种交换不与权利要求语言相矛盾并且在逻辑上不是荒谬的。
此外，取决于上下文，在描述不同元件之间的关系时使用的诸如“连接”或“耦合到”的词语并不意味着必须在这些元件之间进行直接的物理连接。例如，两个元件可以通过一个或多个附加元件物理地、电子地、逻辑地或以任何其他方式彼此连接。
虽然在前面的详细描述中已经呈现了至少一个示例性实施例，但是应该理解存在大量的变型。还应当理解，一个示例性实施例或多个示例性实施例仅是示例，并不旨在以任何方式限制本发明的范围、适用性或配置。相反，前面的详细描述将为本领域技术人员提供用于实现示例性实施例或示例性实施例的便利路线图。应当理解，在不脱离所附权利要求及其合法等同物所阐述的本发明的范围的情况下，可以对元件的功能和布置进行各种改变。

Claims (10)

1.一种用于驱动电机的电机驱动系统，该电机驱动系统包括：
电流调节器，其能够被配置为根据所述电机的同步速度以第一配置或第二配置操作；以及
控制器，其被配置为配置所述电流调节器的操作模式，其中所述控制器配置为：
确定所述电机的同步速度；并且
基于所述电机的所述同步速度来选择所述电流调节器的所述第一配置或所述电流调节器的所述第二配置作为当前有效的配置；并且
根据所述当前有效的配置执行所述电流调节器。
2.根据权利要求1所述的电机驱动系统，其中，所述控制器还被配置为：
将所述电机的所述同步速度与第一速度阈值(ω2)进行比较；并且
当确定所述电机的所述同步速度大于或等于所述第一速度阈值(ω2)时，选择所述第一配置作为所述当前有效的配置，其中所述电流调节器配置成当被配置为所述第一配置时在第一操作模式下操作。
3.根据权利要求2所述的电机驱动系统，其中，所述电流调节器的所述第二配置包括：
第一组元件，包括：求和点、积分器和增益块，并且
其中，所述电流调节器的所述第一配置包括：
第一组元件；以及
交叉耦合增益块，并且
其中，所述控制器还被配置为：
更新要与所述电流调节器的所述第一配置结合使用的去耦电压值；
启用所述交叉耦合增益块，以便在产生电压指令时，在所述电流调节器的所述第一配置上应用所述交叉耦合增益块，并将所述交叉耦合增益块的值调谐为非零值；
当所述当前有效的配置从所述电流调节器的所述第二配置转换到所述第一配置时，重新初始化积分项，以在所述第一配置中执行所述电流调节器之前重新初始化积分器；并且
在所述第一配置中执行所述电流调节器以产生所述电压指令。
4.根据权利要求2所述的电机驱动系统，其中，所述控制器被配置为：
将所述电机的所述同步速度与第二速度阈值(ω1)进行比较；并且
当确定所述电机的所述同步速度小于或等于所述第二速度阈值(ω1)时，选择所述电流调节器的所述第二配置作为所述当前有效的配置，其中所述电流调节器配置为当被配置为所述第二配置时在第二操作模式下操作。
5.根据权利要求4所述的电机驱动系统，其中，所述电流调节器的所述第二配置包括：
第一组元件，包括：求和点、积分器和增益块，并且
其中，所述电流调节器的所述第一配置包括：
第一组元件；以及
交叉耦合增益块，并且
其中，所述控制器还被配置为：
更新要与所述电流调节器的所述第二配置结合使用的去耦电压值；
禁用交叉耦合增益块，以便在产生所述电压指令时，不在所述电流调节器的所述第二配置中应用所述交叉耦合增益块；
当所述当前有效的配置从所述电流调节器的所述第一配置转换到所述第二配置时，重新初始化积分项，以在所述第二配置中执行所述电流调节器之前重新初始化积分器；并且
在所述第二配置中执行所述电流调节器以产生所述电压指令。
6.根据权利要求4所述的电机驱动系统，其中，所述电流调节器被配置为当被配置为所述第一配置时作为复矢量电流调节器(CVCR)操作，并且其中，当被配置为所述第二配置时，所述电流调节器被配置为作为状态反馈去耦(SFbD)电流调节器进行操作。
7.一种车辆，包括：
用于驱动电机的电机驱动系统，该电机驱动系统包括：电流调节器，其能够被配置为根据所述电机的同步速度以第一配置或第二配置操作；以及
控制器，其被配置为配置所述电流调节器的操作模式，其中所述控制器被配置为：
确定所述电机的同步速度；并且
基于所述电机的所述同步速度选择所述电流调节器的所述第一配置或所述电流调节器的所述第二配置作为当前有效的配置；并且
根据所述当前有效的配置来执行所述电流调节器。
8.一种用于在用于驱动电机的电机驱动系统中配置电流调节器的操作模式的方法，该方法包括：
确定所述电机的同步速度；
基于所述电机的所述同步速度选择所述电流调节器的第一配置或所述电流调节器的第二配置作为当前有效的配置；并且
根据所述当前有效的配置来执行所述电流调节器。
9.根据权利要求8所述的方法，其中，选择包括：
将所述电机的所述同步速度与第一速度阈值(ω2)进行比较；
当确定所述电机的所述同步速度大于或等于所述第一速度阈值(ω2)时，选择所述第一配置作为所述当前有效的配置，其中所述电流调节器配置成当被配置为所述第一配置时在第一操作模式下操作；
将所述电机的所述同步速度与第二速度阈值(ω1)进行比较；并且
当确定所述电机的所述同步速度小于或等于所述第二速度阈值(ω1)时，选择所述电流调节器的所述第二配置作为所述当前有效的配置，其中所述电流调节器配置为当被配置为所述第二配置时在第二操作模式下操作。
10.根据权利要求9所述的方法，其中所述电流调节器的所述第一配置是复矢量电流调节器，并且其中所述电流调节器的所述第二配置是状态反馈去耦(SFbD)电流调节器。
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