CN110112923A - 一种基于总线式dhb变换器均衡电路及其工作方法 - Google Patents

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Abstract

本发明公开了一种基于总线式DHB变换器均衡电路及其工作方法，输入电容一端连接输入电源正极，以及第一MOS管漏极，所述输入电容另一端连接第二MOS管源极，以及输入电源负极，所述第二MOS管漏极连接第一MOS管源极，所述第二电容一端连接第二MOS管源极，所述第一MOS管源极连接第一电感一端，以及输入电感一端，所述第一二极管的正极连接第一MOS管源极，所述第一二极管的负极连接第一MOS管漏极，所述第三二极管的正极连接第三MOS管源极，所述第三二极管的负极连接第三MOS管漏极，所述第四二极管的正极连接第四MOS管源极，所述第四二极管的负极连接第四MOS管漏极。

Description

一种基于总线式DHB变换器均衡电路及其工作方法
技术领域
本发明涉及电子电路自动化控制领域，尤其涉及一种基于总线式DHB变换器均衡电路及其工作方法。
背景技术
随着新能源应用的普及，更多的场合需要用到电池来作为电源，这就需要相关的电池管理技术来对电池进行均衡管理，从而使电池的效率达到最高，当前的均衡网络有电压式均衡、电感式均衡等，但是这样的均衡网络具有均衡效率不是很高、控制难度较大、要求有足够的电压差等缺点，而总线式均衡网络均衡效率高，结构也比较简单，但也存在一个缺点：能量只能逐级传递。这就会增加均衡网络的损耗，并降低均衡网络的速度。
均衡电路主要分为耗散型和非耗散型，耗散型是将多余的能量全部消耗在电阻上，这样这类型称为被动均衡，效率低，非耗散型是将多余能量通过电路转移，这种类型成称为主动均衡，效率比较高。基于总线式均衡网络的隔离式均衡电路属于主动均衡。
均衡电路还可以分为隔离式和非隔离式，非隔离式的均衡电路输入输出没有进行电气隔离，这使得当输入或者输出受到干扰或影响时，此干扰或影响很容易通过电路传到电路的另一端，对整个均衡网络也造成一定影响，隔离式的均衡电路则不存在这类问题，因为其对输入和输出进行了电气隔离，当一端受到破坏时，可以很好地保护另一端，不至于使得整个均衡网络都因此而受到很大影响。
发明内容
本发明旨在至少解决现有技术中存在的技术问题，特别是创新地提出了一种基于总线式DHB变换器均衡电路及其工作方法。
为了实现本发明的上述目的，本发明提供了一种基于总线式均衡网络的隔离式均衡电路，其关键在于，包括第一电感、输入电容、输出电容、第一电容、第二电容、第三电容、第四电容、第一MOS管、第二MOS管、第三MOS管、第四MOS管、第一二极管、第二二极管、第三二极管、第四二极管、变压器；
所述输入电容另一端连接第二MOS管源极，以及输入电源负极，所述第二MOS管漏极连接第一MOS管源极，所述第二电容一端连接第二MOS管源极，所述第一MOS管源极连接第一电感一端，以及输入电感一端，所述第一电感另一端连接变压器一次侧输入端，所述第二电容另一端连接第一电容一端，以及变压器一次侧的输出端，所述第一电容另一端连接第一MOS管漏极。输出电容一端连接输出电源正极，输出电容另一端连接输出电容负极，所述第三电容一端连接输出电容一端，所述第三电容另一端连接第四电容一端，以及变压器二次侧输出端，所述第四电容连接第四MOS管源极，第四MOS管漏极连接第三MOS管源极，以及变压器二次侧输入端，所述第一二极管的正极连接第一MOS管源极，所述第一二极管的负极连接第一MOS管漏极，所述第二二极管的正极连接第二MOS管源极，所述第二二极管的负极连接第二MOS 管漏极，所述第三二极管的正极连接第三MOS管源极，所述第三二极管的负极连接第三MOS管漏极，所述第四二极管的正极连接第四MOS管源极，所述第四二极管的负极连接第四MOS管漏极。
上述技术方案的有益效果：该均衡方案采用了变压器，对电路进行了隔离，各均衡电路可以实现独立工作，相互干扰很小，整个均衡网络的容错率更高；
所述的基于总线式均衡网络的隔离式均衡电路，优选的，还包括：第一二极管和第二二极管，所述第一二极管的正极连接第一MOS管源极，所述第一二极管的负极连接第一MOS管漏极，所述第二二极管的正极连接第二MOS 管源极，所述第二二极管的负极连接第二MOS管漏极；
上述技术方案的有益效果为：所述第一二极管和第二二极管能够提高相应 MOS管的开关速度，并提供反向续流电路。
综上所述，由于采取上述技术方案，本发明的有益效果是：
1该均衡方案采用变压器，对电路进行了隔离，各均衡电路可以实现独立工作，相互干扰很小，整个均衡网络的容错率更高；
2每个MOS管开关速度较快，且具有反向续流通道。
本发明的附加方面和优点将在下面的描述中部分给出，部分将从下面的描述中变得明显，或通过本发明的实践了解到。
附图说明
本发明的上述和/或附加的方面和优点从结合下面附图对实施例的描述中将变得明显和容易理解，其中：
图1是本发明基于总线式均衡网络的隔离式均衡电路连接示意图；
图2是本发明基于总线式均衡网络的隔离式均衡电路工作第一阶段等效电路图；
图3是本发明基于总线式均衡网络的隔离式均衡电路工作第二阶段等效电路图；
图4是本发明基于总线式均衡网络的隔离式均衡电路工作第三阶段等效电路图；
图5是本发明基于总线式均衡网络的隔离式均衡电路工作第四阶段等效电路图；
图6是本发明基于总线式均衡网络的隔离式均衡电路工作时各参数波形图；
图7是本发明基于总线式均衡网络的隔离式均衡电路各阶段示意图；
图8是本发明基于总线式均衡网络的隔离式均衡电路的充放电示意图；
图9是本发明基于总线式均衡网络的隔离式均衡电路应用在总线式结构中的电路示意图；
具体实施方式
下面详细描述本发明的实施例，所述实施例的示例在附图中示出，其中自始至终相同或类似的标号表示相同或类似的元件或具有相同或类似功能的元件。下面通过参考附图描述的实施例是示例性的，仅用于解释本发明，而不能理解为对本发明的限制。
在本发明的描述中，需要理解的是，术语“纵向”、“横向”、“上”、“下”、“前”、“后”、“左”、“右”、“竖直”、“水平”、“顶”、“底”“内”、“外”等指示的方位或位置关系为基于附图所示的方位或位置关系，仅是为了便于描述本发明和简化描述，而不是指示或暗示所指的装置或元件必须具有特定的方位、以特定的方位构造和操作，因此不能理解为对本发明的限制。
在本发明的描述中，除非另有规定和限定，需要说明的是，术语“安装”、“相连”、“连接”应做广义理解，例如，可以是机械连接或电连接，也可以是两个元件内部的连通，可以是直接相连，也可以通过中间媒介间接相连，对于本领域的普通技术人员而言，可以根据具体情况理解上述术语的具体含义。
如图1-图9所示，本发明提供了一种基于总线式均衡网络的隔离式均衡电路，其关键在于，包括包括第一电感、输入电容、输出电容、第一电容、第二电容、第三电容、第四电容、第一MOS管、第二MOS管、第三MOS管、第四MOS管、第一二极管、第二二极管、第三二极管、第四二极管、变压器；
所述输入电容另一端连接第二MOS管源极，以及输入电源负极，所述第二MOS管漏极连接第一MOS管源极，所述第二电容一端连接第二MOS管源极，所述第一MOS管源极连接第一电感一端，以及输入电感一端，所述第一电感另一端连接变压器一次侧输入端，所述第二电容另一端连接第一电容一端，以及变压器一次侧的输出端，所述第一电容另一端连接第一MOS管漏极。输出电容一端连接输出电源正极，输出电容另一端连接输出电容负极，所述第三电容一端连接输出电容一端，所述第三电容另一端连接第四电容一端，以及变压器二次侧输出端，所述第四电容连接第四MOS管源极，第四MOS管漏极连接第三MOS管源极，以及变压器二次侧输入端，所述第一二极管的正极连接第一MOS管源极，所述第一二极管的负极连接第一MOS管漏极，所述第二二极管的正极连接第二MOS管源极，所述第二二极管的负极连接第二MOS 管漏极，所述第三二极管的正极连接第三MOS管源极，所述第三二极管的负极连接第三MOS管漏极，所述第四二极管的正极连接第四MOS管源极，所述第四二极管的负极连接第四MOS管漏极。
上述技术方案的有益效果：该均衡方案采用了变压器，对电路进行了隔离，各均衡电路可以实现独立工作，相互干扰很小，整个均衡网络的容错率更高；
所述的基于总线式均衡网络的隔离式均衡电路，优选的，还包括：第一二极管和第二二极管，所述第一二极管的正极连接第一MOS管源极，所述第一二极管的负极连接第一MOS管漏极，所述第二二极管的正极连接第二MOS 管源极，所述第二二极管的负极连接第二MOS管漏极；
上述技术方案的有益效果为：所述第一二极管和第二二极管能够提高相应 MOS管的开关速度，并提供反向续流电路。
所述的基于总线式均衡网络的隔离式均衡电路对电池进行均衡管理，需要使其工作在连续模式，所有电感在平衡状态时始终有电流流过；
以V1作为输入，V2作为输出为例进行分析，在此工作方向的情况下，所述的第一MOS管和第二二极管处于正常的周期性开关状态下，所述的第二MOS 管和第一二极管处于正常的周期性开关状态；
所述的隔离式的均衡电路的平衡状态可分为12个阶段，分析过程中，将变压器二次侧输出电路等效到一次侧进行分析，则所述的隔离式的均衡电路的平衡状态可简化为四个阶段，第一阶段所述变压器一次侧输出正电压，二次侧输出负电压；第二阶段所述变压器一次侧输出正电压，二次侧输出正电压；第三阶段所述变压器一次侧输出负电压，二次侧输出正电压；第四阶段所述变压器一次侧输出负电压，二次侧输出负电压；
在一个开关周期内，变换器有4种模态I～IV，因此可以用2个开关函数变量Sp和Ss来表示，其中Sp对应于低压侧S1的驱动信号，Ss对应于高压侧S3 的驱动信号，高电平取为1，低电平取为0。S2、S4的驱动信号分别与S1、 S3互补，且有一定的死区。当占空比D取为0.5时，每一个模态下变压器原边的电流ip可表示为：
其中V1、V2、V3、V4分别为所述第一、第二、第三、第四电容的电压值，Φ1和Φ2分别为Vp和Vs的导通角。
一个周期内变压器的正负半周的伏秒值应平衡，即
可得
在一个周期内，有
且
其中D＝Φ2/2π。
一个周期内变换器所输出的功率可表示为:
则带入可得，
双向变换器的输出功率可通过改变移相角或占空比或开关频率进行调节。
在总线式均衡网络中，电池通过均衡电路与能量传输总线连接，可实现能量在总线和电池上双向传递，多余能量的转移只需要经过两次均衡电路，提高了均衡效率和均衡速度。另外总线式均衡网络使得电池组的扩展便捷，对于应对电池组实际需求相当有效。
本发明的有益效果是：
1该均衡方案采用变压器，对电路进行了隔离，各均衡电路可以实现独立工作，相互干扰很小，整个均衡网络的容错率更高；
2每个MOS管开关速度较快，且具有反向续流通道。
在本说明书的描述中，参考术语“一个实施例”、“一些实施例”、“示例”、“具体示例”、或“一些示例”等的描述意指结合该实施例或示例描述的具体特征、结构、材料或者特点包含于本发明的至少一个实施例或示例中。在本说明书中，对上述术语的示意性表述不一定指的是相同的实施例或示例。而且，描述的具体特征、结构、材料或者特点可以在任何的一个或多个实施例或示例中以合适的方式结合。
尽管已经示出和描述了本发明的实施例，本领域的普通技术人员可以理解：在不脱离本发明的原理和宗旨的情况下可以对这些实施例进行多种变化、修改、替换和变型，本发明的范围由权利要求及其等同物限定。

Claims (5)

1.一种基于总线式DHB变换器均衡电路，其特征在于，包括：第一电感、输入电容、输出电容、第一电容、第二电容、第三电容、第四电容、第一MOS管、第二MOS管、第三MOS管、第四MOS管、第一二极管、第二二极管、第三二极管、第四二极管、变压器；
第一隔离式均衡电路一端连接第一充放电电源，第一隔离式均衡电路另一端连接能量总线，第二隔离式均衡电路一端连接第二充放电电源，第二隔离式均衡电路另一端连接能量总线，第n隔离式均衡电路一端连接第n充放电电源，第n隔离式均衡电路另一端连接能力总线，其中第一隔离式均衡电路、第二隔离式均衡电路、第n隔离式均衡电路之间并联。
2.根据权利要求1所述的基于总线式DHB变换器均衡电路，其特征在于，还包括：输入电容一端连接输入电源正极，以及第一MOS管漏极，所述输入电容另一端连接第二MOS管源极，以及输入电源负极，所述第二MOS管漏极连接第一MOS管源极，所述第二电容一端连接第二MOS管源极，所述第一MOS管源极连接第一电感一端，以及输入电感一端，所述第一电感另一端连接变压器一次侧输入端，所述第二电容另一端连接第一电容一端，以及变压器一次侧的输出端，所述第一电容另一端连接第一MOS管漏极。输出电容一端连接输出电源正极，输出电容另一端连接输出电容负极，所述第三电容一端连接输出电容一端，所述第三电容另一端连接第四电容一端，以及变压器二次侧输出端，所述第四电容连接第四MOS管源极，第四MOS管漏极连接第三MOS管源极，以及变压器二次侧输入端，所述第一二极管的正极连接第一MOS管源极，所述第一二极管的负极连接第一MOS管漏极，所述第二二极管的正极连接第二MOS管源极，所述第二二极管的负极连接第二MOS管漏极，所述第三二极管的正极连接第三MOS管源极，所述第三二极管的负极连接第三MOS管漏极，所述第四二极管的正极连接第四MOS管源极，所述第四二极管的负极连接第四MOS管漏极。
3.一种基于总线式DHB变换器均衡电路的工作方法，其特征在于，包括如下步骤：
S1，通过基于总线式DHB变换器均衡电路对电池进行均衡管理，需要使其工作在连续模式，所有电感在平衡状态时始终有电流流过；
以V1作为输入，V2作为输出为例进行分析，在此工作方向的情况下，所述的第一MOS管和第二二极管处于正常的周期性开关状态下，所述的第二MOS管和第一二极管处于正常的周期性开关状态；
S2，所述的隔离式的均衡电路的平衡状态可分为12个阶段，分析过程中，将变压器二次侧输出电路等效到一次侧进行分析，则所述的隔离式的均衡电路的平衡状态可简化为四个阶段，第一阶段所述变压器一次侧输出正电压，二次侧输出负电压；第二阶段所述变压器一次侧输出正电压，二次侧输出正电压；第三阶段所述变压器一次侧输出负电压，二次侧输出正电压；第四阶段所述变压器一次侧输出负电压，二次侧输出负电压。
4.根据权利要求3所述的基于总线式DHB变换器均衡电路的工作方法，其特征在于，包括如下步骤：
S3，在一个开关周期内，变换器有4种模态I～IV，因此可以用2个开关函数变量Sp和Ss来表示，其中Sp对应于低压侧S1的驱动信号，Ss对应于高压侧S3的驱动信号，高电平取为1，低电平取为0；S2、S4的驱动信号分别与S1、S3互补，且有一定的死区。当占空比D取为0.5时，每一个模态下变压器原边的电流ip可表示为：
其中V1、V2、V3、V4分别为所述第一、第二、第三、第四电容的电压值，φ1和φ2分别为变压器一次侧电压Vp和变压器二次侧电压Vs的导通角，ip1为变压器原边上半部电流，ip2为变压器原边下半部电流，ip3为变压器副边上半部电流，ip4为变压器副边下半部电流，Ls为变压器二次侧电感。
5.根据权利要求3所述的基于总线式DHB变换器均衡电路的工作方法，其特征在于，包括如下步骤：
S4，一个周期内变压器的正负半周的伏秒值应平衡，即
可得
在一个周期内，有
且
其中D＝Φ2/2π，ω为计算系数，Vin为输入电压。
一个周期内变换器所输出的功率可表示为:
则带入可得，D为占空比，Ts为变压器二次侧运行周期
双向变换器的输出功率可通过改变移相角或占空比或开关频率进行调节。
在总线式均衡网络中，电池通过均衡电路与能量传递总线连接，实现能量在总线和电池上的双向传递。
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