CN110048628A - 高可靠性双输入七电平静止变流器 - Google Patents

高可靠性双输入七电平静止变流器 Download PDF

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Abstract

本发明公开了一种高可靠性双输入七电平静止变流器，属于电力电子变换器技术领域。该变换器由两个直流电压源(Vin1～Vin2)、十个开关管(S1～S10)、八个二极管(D1～D8)、两个缓冲电感(L1～L2)、滤波电感(Lo)、滤波电容(Co)和负载(Zo)构成。本发明充分利用两个直流电压源的不同组合，得到共七种桥臂电压作用于输出滤波器两端，降低了功率管的电压应力，减小了由dv/dt引起的电磁干扰；同时具有双输入双buck型逆变器集成度高、无体二极管续流问题、无直通风险等优点；本发明采用的准恒频滞环电流控制策略，谐波易滤除，降低了滤波器的设计难度。本发明特别适用于航空航天等高可靠性大功率应用场合。

Description

高可靠性双输入七电平静止变流器
技术领域
本发明涉及一种高可靠性双输入七电平静止变流器及其准恒频滞环控制策略，属于电力电子技术领域，特别属于直流-交流电能变换技术领域。
背景技术
双buck结构静止变流器因具有桥臂无直通风险、能够使用高性能独立二极管替代功率开关管体二极管续流，从而大大减小反向恢复问题等方面的优点，越来越多地被应用于航空航天、智能电网、电动汽车等对可靠性要求较高的场合。同时，对可靠性要求较高的领域(如航空航天)通常含有多个直流接口。如何充分利用直流接口，提高静止变流器的功率密度，成为越来越多的学者的关注方向。专利“公开号：CN108448925A”公布了一种双输入五电平逆变器，仅用一个逆变器就实现了两个独立的直流输入源同时或者分时向交流负载供电，但其并没有充分利用两个直流输入源能够产生的多种电平组合，且正、负电平不对称导致其逆变桥臂输出电压谐波含量增加、功率管发热不均。
另外一方面，由于可以降低开关管的电压应力、减小开关管通断时的dv/dt、降低系统的电磁干扰(EMI)、降低逆变桥臂输出电压谐波含量、减小滤波器的体积和重量，多电平技术越来越多地受到国内外专家学者的关注。如何在保证静止变流器自身拓扑高可靠性的前提下，实现两个直流源同时或分时向交流负载供电，能够充分利用两个直流源组合产生的多种逆变桥臂输出电平，并实现准恒频调制以降低谐波含量，成为当前阶段的研究目标。
发明内容
本发明针对现有技术的不足，提供一种高可靠性双输入七电平静止变流器，用于解决双输入静止变流器对两个直流电压源进行高可靠性直流-交流电能双向变换时存在的技术问题。
为实现上述目的，本发明采用的技术方案为：
方案一：一种高可靠性双输入七电平静止变流器由第一直流输入电压源(Vin1)、第二直流输入电压源(Vin2)、第一开关管(S1)、第二开关管(S2)、第三开关管(S3)、第四开关管(S4)、第五开关管(S5)、第六开关管(S6)、第七开关管(S7)、第八开关管(S8)、第九开关管(S9)、第十开关管(S10)、第一二极管(D1)、第二二极管(D2)、第三二极管(D3)、第四二极管(D4)、第五二极管(D5)、第六二极管(D6)、第七二极管(D7)、第八二极管(D8)、第一缓冲电感(L1)、第二缓冲电感(L2)、滤波电感(Lo)滤波电容(Co)和负载(Zo)构成；
所述第一直流输入电压源(Vin1)的正极连于第一开关管(S1)的漏极、第五开关管(S5)的源极、第十开关管(S10)的源极和第六开关管(S6)的漏极，第一开关管(S1)的源极连于第三开关管(S3)的漏极和第一二极管(D1)的阴极，第三开关管(S3)的源极连于第一缓冲电感(L1)的一端和第三二极管(D3)的阴极，第一缓冲电感(L1)的另一端连于第二二极管(D2)的阳极、第二开关管(S2)的漏极和滤波电感(Lo)的一端，第二二极管(D2)的阴极连于第五开关管(S5)的漏极，第二开关管(S2)的源极连于第四二极管(D4)的阳极和第四开关管(S4)的漏极，滤波电感(Lo)的另一端连于滤波电容(Co)的一端和负载(Zo)的一端，滤波电容(Co)的另一端连于负载(Zo)的另一端和第六二极管(D6)的阳极、第七开关管(S7)的漏极和第二缓冲电感(L2)的一端，第六二极管(D6)的阴极连于第十开关管(S10)的漏极，第七开关管(S7)的源极连于第八二极管(D8)的阳极和第九开关管(S9)的漏极，第二缓冲电感(L2)的另一端连于第八开关管(S8)的源极和第七二极管(D7)的阴极，第八开关管(S8)的漏极连于第五二极管(D5)的阴极和第六开关管(S6)的源极，第五二极管(D5)的阳极连于第八二极管(D8)的阴极、第四二极管(D4)的阴极、第一二极管(D1)的阳极和第二直流输入电压源(Vin2)的正极，第二直流输入电压源(Vin2)的负极连于第三二极管(D3)的阳极、第四开关管(S4)的源极、第九开关管(S9)的源极、第七二极管(D7)的阳极和第一直流输入电压源(Vin1)的负极；
所述第二直流输入电压源(Vin2)的电压值小于第一直流输入电压源(Vin1)的电压值；
所述第二直流输入电压源(Vin2)的电压值不等于第一直流输入电压源(Vin1)电压值的1/2。
方案二：一种针对方案一的多电平准恒频滞环电流控制的实现方法，其特征在于，该方法包括以下几个步骤：
第一步，分区：将逆变桥臂输出的七种不同电平由高至低排序，相邻两电平归属于同一分区，共划分为6个分区；
第二步，推导各分区的环宽函数表达式：所述6个分区中第k个分区的逆变桥臂输出包含一个较高电平VkH和一个较低电平VkL，k为大于0且小于7的整数；以开关频率为常量，根据逆变桥臂输出电压、电感量值、负载端电压和指令电流变化率的对应关系，推导各分区滞环环宽函数表达式如式(1)所示：
式中，hk为第k个分区的环宽，L为输出滤波电感值，vo为负载端电压，m为指令电流变化率；
第三步，确定当前工作分区：若VkH作用下滤波电感上的电流变化率大于指令电流变化率，并且VkL作用下滤波电感上的电流变化率小于指令电流变化率，则判定第k分区为静止变流器当前工作分区；
第四步，分区之间的切换：以指令电流为滞环中心，参照式(1)所示的环宽大小，确定各分区的滞环上、下边界；对所述各分区的滞环上边界叠加6组偏移量，分别为+Δh、+2Δh、+3Δh、+4Δh、+5Δh和+6Δh，对所述各分区滞环下边界叠加6组偏移量，分别为-Δh、-2Δh、-3Δh、-4Δh、-5Δh和-6Δh，共得到6组滞环上边界和6组滞环下边界；对电感电流进行实时采样，其每到达滞环上边界一次，即控制逆变桥臂的输出降低一个电平，每到达滞环下边界一次，即控制逆变桥臂的输出升高一个电平，以此实现各工作分区的切换；
第二直流输入电压源(Vin2)的电压值大于第一直流输入电压源(Vin1)电压值的1/2时，所述逆变桥臂输出电平由高至低分别为：Vin1、Vin2、Vin1-Vin2、0、Vin2-Vin1、-Vin2、-Vin1；
第二直流输入电压源(Vin2)的电压值小于第一直流输入电压源(Vin1)电压值的1/2时，所述逆变桥臂输出电平由高至低分别为：Vin1、Vin1-Vin2、Vin2、0、-Vin2、Vin2-Vin1、-Vin1。
有益效果：
(1)本发明高可靠性双输入七电平静止变流器逆变桥臂可产生七种电平作用于滤波电路，一方面有助于降低功率管的电压应力，减小开通关断时由dv/dt产生的电磁干扰，另一方面还降低了桥臂输出电压的谐波含量，减小了滤波器的体积和重量。
(2)本发明高可靠性双输入七电平静止变流器可以在实现多电平的基础上实现准恒频调制，从而能够进一步降低滤波器的体积重量，提高静止变流器的功率密度。
(3)本发明高可靠性双输入七电平静止变流器中采用的buck形式的桥臂不同于由两个开关管串联得到的传统桥臂，消除了直通风险，大大提高了静止变流器的可靠性。
(4)本发明高可靠性双输入七电平静止变流器buck桥臂中的续流二极管可采用SiC二极管，能够避免硬开关时由开关管体二极管反向恢复带来的一系列问题。
(5)本发明高可靠性双输入七电平静止变流器仅用单个静止变流器就实现了交流负载与两个直流输入电压源之间的能量交换，不仅提高了静止变流器的功率密度，还提高了效率，降低了成本。
附图说明
附图1是本发明高可靠性双输入七电平静止变流器实现方案一的电路原理图；
附图2是本发明高可靠性双输入七电平静止变流器桥臂输出电压为Vin1且负载电流为正(io＞0)时的电路模态图；
附图3是本发明高可靠性双输入七电平静止变流器桥臂输出电压为Vin1-Vin2且负载电流为正(io＞0)时的电路模态图；
附图4是本发明高可靠性双输入七电平静止变流器桥臂输出电压为Vin2且负载电流为正(io＞0)时的电路模态图；
附图5是本发明高可靠性双输入七电平静止变流器桥臂输出电压为0且负载电流为正(io＞0)时的电路模态图；
附图6是本发明高可靠性双输入七电平静止变流器实现桥臂输出电压为-Vin2且负载电流为正(io＞0)时的电路模态图；
附图7是本发明高可靠性双输入七电平静止变流器实现桥臂输出电压为Vin2-Vin1且负载电流为正(io＞0)时的电路模态图；
附图8是本发明高可靠性双输入七电平静止变流器实现桥臂输出电压为-Vin1且负载电流为正(io＞0)时的电路模态图；
附图9是本发明高可靠性双输入七电平静止变流器桥臂输出电压为Vin1且负载电流为负(io＜0)时的电路模态图；
附图10是本发明高可靠性双输入七电平静止变流器桥臂输出电压为Vin1-Vin2且负载电流为负(io＜0)时的电路模态图；
附图11是本发明高可靠性双输入七电平静止变流器桥臂输出电压为Vin2且负载电流为负(io＜0)时的电路模态图；
附图12是本发明高可靠性双输入七电平静止变流器桥臂输出电压为0且负载电流为负(io＜0)时的电路模态图；
附图13是本发明高可靠性双输入七电平静止变流器实现桥臂输出电压为-Vin2且负载电流为负(io＜0)时的电路模态图；
附图14是本发明高可靠性双输入七电平静止变流器实现桥臂输出电压为Vin2-Vin1且负载电流为负(io＜0)时的电路模态图；
附图15是本发明高可靠性双输入七电平静止变流器实现桥臂输出电压为-Vin1且负载电流为负(io＜0)时的电路模态图；
附图16是本发明高可靠性双输入七电平静止变流器采用准恒频滞环电流控制时的关键波形，由于未出现分区连续切换的情况，故仅用到两个滞环上边界与两个滞环下边界；
以上附图中的符号名称：Vin1和Vin2分别为第一直流输入电压源和第二直流输入电压源，io为流过滤波电感的电流，vAB为图中A点和B点之间的电压，S1、S2、S3、S4、S5、S6、S7、S8、S9和S10分别为第一、第二、第三、第四、第五、第六、第七、第八、第九和第十开关管，D1、D2、D3、D4、D5、D6、D7和D8分别为第一、第二、第三、第四、第五、第六、第七和第八二极管，L1和L2分别为第一和第二缓冲电感，Lo为滤波电感，Co为滤波电容，Zo为负载。
具体实施方式
下面结合附图对本发明进行详细说明。
本发明高可靠性双输入七电平静止变流器电路结构如附图1所示。由图可知，所述高可靠性双输入七电平静止变流器由第一直流输入电压源(Vin1)、第二直流输入电压源(Vin2)、第一开关管(S1)、第二开关管(S2)、第三开关管(S3)、第四开关管(S4)、第五开关管(S5)、第六开关管(S6)、第七开关管(S7)、第八开关管(S8)、第九开关管(S9)、第十开关管(S10)、第一二极管(D1)、第二二极管(D2)、第三二极管(D3)、第四二极管(D4)、第五二极管(D5)、第六二极管(D6)、第七二极管(D7)、第八二极管(D8)、第一缓冲电感(L1)、第二缓冲电感(L2)、滤波电感(Lo)滤波电容(Co)和负载(Zo)构成。
所述第一直流输入电压源(Vin1)的正极连于第一开关管(S1)的漏极、第五开关管(S5)的源极、第十开关管(S10)的源极和第六开关管(S6)的漏极，第一开关管(S1)的源极连于第三开关管(S3)的漏极和第一二极管(D1)的阴极，第三开关管(S3)的源极连于第一缓冲电感(L1)的一端和第三二极管(D3)的阴极，第一缓冲电感(L1)的另一端连于第二二极管(D2)的阳极、第二开关管(S2)的漏极和滤波电感(Lo)的一端，第二二极管(D2)的阴极连于第五开关管(S5)的漏极，第二开关管(S2)的源极连于第四二极管(D4)的阳极和第四开关管(S4)的漏极，滤波电感(Lo)的另一端连于滤波电容(Co)的一端和负载(Zo)的一端，滤波电容(Co)的另一端连于负载(Zo)的另一端和第六二极管(D6)的阳极、第七开关管(S7)的漏极和第二缓冲电感(L2)的一端，第六二极管(D6)的阴极连于第十开关管(S10)的漏极，第七开关管(S7)的源极连于第八二极管(D8)的阳极和第九开关管(S9)的漏极，第二缓冲电感(L2)的另一端连于第八开关管(S8)的源极和第七二极管(D7)的阴极，第八开关管(S8)的漏极连于第五二极管(D5)的阴极和第六开关管(S6)的源极，第五二极管(D5)的阳极连于第八二极管(D8)的阴极、第四二极管(D4)的阴极、第一二极管(D1)的阳极和第二直流输入电压源(Vin2)的正极，第二直流输入电压源(Vin2)的负极连于第三二极管(D3)的阳极、第四开关管(S4)的源极、第九开关管(S9)的源极、第七二极管(D7)的阳极和第一直流输入电压源(Vin1)的负极；
在具体实施时，第二直流输入电压源(Vin2)的电压值小于第一直流输入电压源(Vin1)的电压值，且第二直流输入电压源(Vin2)的电压值不等于第一直流输入电压源(Vin1)电压值的1/2。
本发明适用于权利要求1的多电平准恒频滞环电流控制的实现方法，该方法包括以下几个步骤：
第一步，分区：将逆变桥臂输出的七种不同电平由高至低排序，相邻两电平归属于同一分区，共划分为6个分区；
第二步，推导各分区的环宽函数表达式：所述6个分区中第k个分区的逆变桥臂输出包含一个较高电平VkH和一个较低电平VkL，k为大于0且小于7的整数；以开关频率为常量，根据逆变桥臂输出电压、电感量值、负载端电压和指令电流变化率的对应关系，推导各分区滞环环宽函数表达式如式(1)所示：
式中，hk为第k个分区的环宽，L为输出滤波电感值，vo为负载端电压，m为指令电流变化率；
第三步，确定当前工作分区：若VkH作用下滤波电感上的电流变化率大于指令电流变化率，并且VkL作用下滤波电感上的电流变化率小于指令电流变化率，则判定第k分区为静止变流器当前工作分区；
第四步，分区之间的切换：以指令电流为滞环中心，参照式(1)所示的环宽大小，确定各分区的滞环上、下边界；对所述各分区的滞环上边界叠加6组偏移量，分别为+Δh、+2Δh、+3Δh、+4Δh、+5Δh和+6Δh，对所述各分区滞环下边界叠加6组偏移量，分别为-Δh、-2Δh、-3Δh、-4Δh、-5Δh和-6Δh，共得到6组滞环上边界和6组滞环下边界；对电感电流进行实时采样，其每到达滞环上边界一次，即控制逆变桥臂的输出降低一个电平，每到达滞环下边界一次，即控制逆变桥臂的输出升高一个电平，以此实现各工作分区的切换；
在具体实施过程中，当第二直流输入电压源(Vin2)的电压值大于第一直流输入电压源(Vin1)电压值的1/2时，所述逆变桥臂输出电平由高至低分别为：Vin1、Vin2、Vin1-Vin2、0、Vin2-Vin1、-Vin2、-Vin1；当第二直流输入电压源(Vin2)的电压值小于第一直流输入电压源(Vin1)电压值的1/2时，所述逆变桥臂输出电平由高至低分别为：Vin1、Vin1-Vin2、Vin2、0、-Vin2、Vin2-Vin1、-Vin1。
下面结合附图对本发明方案及其工作原理做进一步说明。
本发明高可靠性双输入七电平静止变流器每个逆变桥臂都能生成0，Vin2和Vin1三种电平，作用在输出滤波器上的电压则由两个桥臂电压相减得到，共有Vin1、Vin1-Vin2、Vin2、0、-Vin2、Vin2-Vin1和-Vin1七种组合。对于生成的七种电平组合，每种电平下负载电流为正和负载电流为负时所对应的功率管开关状态也不相同，下面结合附图对高可靠性双输入七电平静止变流器的工作模态进行说明。
当负载电流为正(io＞0)，且加在输出滤波器两端的电压为Vin1时，静止变流器的工作模态如附图2所示，此时电路中第一开关管(S1)、第三开关管(S3)、第七开关管(S7)和第九开关管(S9)导通，其余开关管关断，第一直流输入电压源(Vin1)单独向负载传递能量。
当负载电流为正(io＞0)，且加在输出滤波器两端的电压为Vin1-Vin2时，静止变流器的工作模态如附图3所示，此时电路中第一开关管(S1)、第三开关管(S3)和第七开关管(S7)导通，其余开关管关断，第一直流输入电压源(Vin1)同时向第二直流输入电压源(Vin2)和负载传递能量。
当负载电流为正(io＞0)，且加在输出滤波器两端的电压为Vin2时，静止变流器的工作模态如附图4所示，此时电路中第三开关管(S3)、第七开关管(S7)和第九开关管(S9)导通，其余开关管关断，第二直流输入电压源(Vin2)单独向负载传递能量。
当负载电流为正(io＞0)，且加在输出滤波器两端的电压为0时，静止变流器的工作模态如附图5所示，此时电路中第七开关管(S7)和第九开关管(S9)导通，其余开关管关断，输入与输出之间无能量交换(续流状态)。
当负载电流为正(io＞0)，且加在输出滤波器两端的电压为-Vin2时，静止变流器的工作模态如附图6所示，此时电路中只有第七开关管(S7)导通，其余开关管关断，滤波电感中存储的能量同时向负载和第二直流输入电压源(Vin2)传递。
当负载电流为正(io＞0)，且加在输出滤波器两端的电压为Vin2-Vin1时，静止变流器的工作模态如附图7所示，此时电路中第三开关管(S3)和第十开关管(S10)导通，其余开关管关断，第二直流输入电压源(Vin2)同时向第一直流输入电压源(Vin1)和负载传递能量。
当负载电流为正(io＞0)，且加在输出滤波器两端的电压为-Vin1时，静止变流器的工作模态如附图8所示，此时电路中只有第十开关管(S10)导通，其余开关管关断，滤波电感中存储的能量同时向负载和第一直流输入电压源(Vin1)传递。
当负载电流为负(io＜0)，且加在输出滤波器两端的电压为Vin1时，静止变流器的工作模态如附图9所示，此时电路中只有第五开关管(S5)导通，其余开关管关断，负载单独向第一直流输入电压源(Vin1)传递能量。
当负载电流为负(io＜0)，且加在输出滤波器两端的电压为Vin1-Vin2时，静止变流器的工作模态如附图10所示，此时电路中第五开关管(S5)和第八开关管(S8)导通，其余开关管关断，第二直流输入电压源(Vin2)和负载共同向第一直流输入电压源(Vin1)传递能量。
当负载电流为负(io＜0)，且加在输出滤波器两端的电压为Vin2时，静止变流器的工作模态如附图11所示，此时电路中只有第二开关管(S2)导通，其余开关管关断，负载单独向第二直流输入电压源(Vin2)传递能量。
当负载电流为负(io＜0)，且加在输出滤波器两端的电压为0时，静止变流器的工作模态如附图12所示，此时电路中第二开关管(S2)和第四开关管(S4)导通，其余开关管关断，输入与输出之间无能量交换(续流状态)。
当负载电流为负(io＜0)，且加在输出滤波器两端的电压为-Vin2时，静止变流器的工作模态如附图13所示，此时电路中第二开关管(S2)、第四开关管(S4)和第八开关管(S8)导通，其余开关管关断，负载和第二直流输入电压源(Vin2)共同向滤波电感传递能量。
当负载电流为负(io＜0)，且加在输出滤波器两端的电压为Vin2-Vin1时，静止变流器的工作模态如附图14所示，此时电路中第二开关管(S2)、第六开关管(S6)和第八开关管(S8)导通，其余开关管关断，负载和第一直流输入电压源(Vin1)共同向第二直流输入电压源(Vin2)传递能量。
当负载电流为负(io＜0)，且加在输出滤波器两端的电压为-Vin1时，静止变流器的工作模态如附图15所示，此时电路中第二开关管(S2)、第四开关管(S4)导通、第六开关管(S6)和第八开关管(S8)导通，其余开关管关断，负载和第一直流输入电压源(Vin1)共同向滤波电感传递能量。
从上述分析可以看出，本发明高可靠性双输入七电平静止变流器可以四象限工作，有带载感性或容性负载的能力；能够输出七种电平作用于滤波电路，有效减小谐波分量，进而减小滤波器的体积和重量。
以上所述仅是本发明的优选实施方式，应当指出：对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明原理的前提下，还可以做出若干改进和润饰，这些改进和润饰也应视为本发明的保护范围。

Claims (2)

1.一种高可靠性双输入七电平静止变流器，其特征在于：
所述一种高可靠性双输入七电平静止变流器由第一直流输入电压源(vin1)、第二直流输入电压源(Vin2)、第一开关管(S1)、第二开关管(S2)、第三开关管(S3)、第四开关管(S4)、第五开关管(S5)、第六开关管(S6)、第七开关管(S7)、第八开关管(S8)、第九开关管(S9)、第十开关管(S10)、第一二极管(D1)、第二二极管(D2)、第三二极管(D3)、第四二极管(D4)、第五二极管(D5)、第六二极管(D6)、第七二极管(D7)、第八二极管(D8)、第一缓冲电感(L1)、第二缓冲电感(L2)、滤波电感(Lo)滤波电容(Co)和负载(Zo)构成；
所述第一直流输入电压源(Vin1)的正极连于第一开关管(S1)的漏极、第五开关管(S5)的源极、第十开关管(S10)的源极和第六开关管(S6)的漏极，第一开关管(S1)的源极连于第三开关管(S3)的漏极和第一二极管(D1)的阴极，第三开关管(S3)的源极连于第一缓冲电感(L1)的一端和第三二极管(D3)的阴极，第一缓冲电感(L1)的另一端连于第二二极管(D2)的阳极、第二开关管(S2)的漏极和滤波电感(Lo)的一端，第二二极管(D2)的阴极连于第五开关管(S5)的漏极，第二开关管(S2)的源极连于第四二极管(D4)的阳极和第四开关管(S4)的漏极，滤波电感(Lo)的另一端连于滤波电容(Co)的一端和负载(Zo)的一端，滤波电容(Co)的另一端连于负载(Zo)的另一端和第六二极管(D6)的阳极、第七开关管(S7)的漏极和第二缓冲电感(L2)的一端，第六二极管(D6)的阴极连于第十开关管(S10)的漏极，第七开关管(S7)的源极连于第八二极管(D8)的阳极和第九开关管(S9)的漏极，第二缓冲电感(L2)的另一端连于第八开关管(S8)的源极和第七二极管(D7)的阴极，第八开关管(S8)的漏极连于第五二极管(D5)的阴极和第六开关管(S6)的源极，第五二极管(D5)的阳极连于第八二极管(D8)的阴极、第四二极管(D4)的阴极、第一二极管(D1)的阳极和第二直流输入电压源(Vin2)的正极，第二直流输入电压源(Vin2)的负极连于第三二极管(D3)的阳极、第四开关管(S4)的源极、第九开关管(S9)的源极、第七二极管(D7)的阳极和第一直流输入电压源(Vin1)的负极；
所述第二直流输入电压源(Vin2)的电压值小于第一直流输入电压源(Vin1)的电压值；
所述第二直流输入电压源(Vin2)的电压值不等于第一直流输入电压源(Vin1)电压值的1/2。
2.一种适用于权利要求1的多电平准恒频滞环电流控制的实现方法，其特征在于，该方法包括以下几个步骤：
第一步，分区：将逆变桥臂输出的七种不同电平由高至低排序，相邻两电平归属于同一分区，共划分为6个分区；
第二步，推导各分区的环宽函数表达式：所述6个分区中第k个分区的逆变桥臂输出包含一个较高电平VkH和一个较低电平VkL，k为大于0且小于7的整数；以开关频率为常量，根据逆变桥臂输出电压、电感量值、负载端电压和指令电流变化率的对应关系，推导各分区滞环环宽函数表达式如式(1)所示：
式中，hk为第k个分区的环宽，L为输出滤波电感值，vo为负载端电压，m为指令电流变化率；
第三步，确定当前工作分区：若VkH作用下滤波电感上的电流变化率大于指令电流变化率，并且VkL作用下滤波电感上的电流变化率小于指令电流变化率，则判定第k分区为静止变流器当前工作分区；
第四步，分区之间的切换：以指令电流为滞环中心，参照式(1)所示的环宽大小，确定各分区的滞环上、下边界；对所述各分区的滞环上边界叠加6组偏移量，分别为+Δh、+2Δh、+3Δh、+4Δh、+5Δh和+6Δh，对所述各分区滞环下边界叠加6组偏移量，分别为-Δh、-2Δh、-3Δh、-4Δh、-5Δh和-6Δh，共得到6组滞环上边界和6组滞环下边界；对电感电流进行实时采样，其每到达滞环上边界一次，即控制逆变桥臂的输出降低一个电平，每到达滞环下边界一次，即控制逆变桥臂的输出升高一个电平，以此实现各工作分区的切换；
第二直流输入电压源(Vin2)的电压值大于第一直流输入电压源(Vin1)电压值的1/2时，所述逆变桥臂输出电平由高至低分别为：Vin1、Vin2、Vin1-Vin2、0、Vin2-Vin1、-Vin2、-Vin1；
第二直流输入电压源(Vin2)的电压值小于第一直流输入电压源(Vin1)电压值的1/2时，所述逆变桥臂输出电平由高至低分别为：Vin1、Vin1-Vin2、Vin2、0、-Vin2、Vin2-Vin1、-Vin1。
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