CN107425709B - Boost功率因数校正变换器 - Google Patents

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Abstract

本发明涉及电能变换技术领域，具体而言，涉及一种Boost功率因数校正变换器。本发明提供的Boost功率因数校正变换器，通过控制第一功率开关管、第二功率开关管、第三功率开关管、第四功率开关管、第五功率开关管和第六功率开关管的开关状态，使该Boost功率因数校正变换器能够在正、负输入电压条件下实现功率因数校正功能，无需二极管整流桥，较小体积，降低导通损耗，提高器件利用率。且本发明实施例提供的Boost功率因数校正变换器采用三电平拓扑结构，有效降低第一功率开关管、第二功率开关管、第三功率开关管、第四功率开关管、第五功率开关管和第六功率开关管的电压应力，方便功率开关管的选型、降低开关损耗和通态损耗，以及可以提高输出电压等级等。

Description

Boost功率因数校正变换器
技术领域
本发明涉及电能变换技术领域，具体而言，涉及一种Boost功率因数校正变换器。
背景技术
随着电力电子技术的发展，对电能变换装置中输入电流谐波和输入功率因数要求越来越高，功率因数校正变换器得到了广泛应用。Boost电路因其输入电流连续，拓扑结构简单，效率高等特点，是有源功率因数校正变换器中研究和应用最广泛的拓扑。Boost电路是一种单极性增益DC/DC变换器，需要与整流电路一起构成传统的Boost功率因数校正变换器。由于二极管整流桥的导通损耗较大，约占传统Boost功率因数校正变换器损耗的30％～60％。随着Boost功率因数校正变换器输入功率的增加，二极管整流桥旳损耗将严重影响Boost功率因数校正变换器的效率，限制了Boost功率因数校正变换器在大功率场合的应用。因此，减小二极管整流桥的导通损耗是进一步提高Boost功率因数校正变换器的有效手段。一些无桥功率因数校正变换器相继被提出，如图腾柱式无桥功率因数校正变换器和采用双向开关的无桥功率因数校正变换器等。这些无桥功率因数校正变换器虽然在结构上省去了二极管整流桥，利用开关管的导通损耗比二极管整流桥导通损耗低的特点，实现功率因数校正功能的同时提高了变换器效率，但是它们需要采用两套Boost电路分别工作于交流输入电压的正、负半周，并且只有一个输出储能电容。由于Boost电路具有升压特性，在高输入电压的情况下，对应的高输出电压会使电路中的储能电容电压过高，使功率开关管承受很高的电压应力。这样，一方面增加了功率开关管的开关损耗和通态损耗；另一方面，功率开关管的电压应力过高给功率开关管选型带来了困难。因此传统的无桥功率因数校正变换器具有利用率低、耐压要求高、体积大等缺点，不能广泛应用于实际场合。
发明内容
有鉴于此，本发明的目的在于提供一种Boost功率因数校正变换器，以解决上述问题。
为实现上述目的，本发明提供如下技术方案：
本发明实施例提供一种Boost功率因数校正变换器，所述Boost功率因数校正变换器包括：输入电感、第一开关单元、第二开关单元、第三开关单元、第四开关单元、第五开关单元、第六开关单元、第一输出电容、第二输出电容，所述第一开关单元包括第一功率开关管及与所述第一功率开关管反向并联的第一二极管，所述第二开关单元包括第二功率开关管及与所述第二功率开关管反向并联的第二二极管，所述第三开关单元包括第三功率开关管及与所述第三功率开关管反向并联的第三二极管，所述第四开关单元包括第四功率开关管及与所述第四功率开关管反向并联的第四二极管，所述第五开关单元包括第五功率开关管及与所述第五功率开关管反向并联的第五二极管，所述第六开关单元包括第六功率开关管及与所述第六功率开关管反向并联的第六二极管；
所述第一开关单元的一端通过所述输入电感与交流电源的一端连接、另一端与所述第二开关单元串联后与所述交流电源的另一端连接，其中，所述第一二极管的负极通过所述输入电感与交流电源的一端连接、正极与所述第二二极管的正极连接，所述第二二极管的负极与所述交流电源的另一端连接；
所述第三开关单元的一端连接在所述输入电感与所述第一开关单元之间、另一端与所述第一输出电容连接，其中，所述第三二极管的正极连接在所述输入电感与所述第一开关单元之间、负极与所述第一输出电容连接；
所述第一输出电容的一端与所述第三开关单元电连接、另一端与所述第二输出电容串联后与所述第六开关单元连接，所述第一输出电容和所述第二输出电容串联后与负载并联；
所述第四开关单元的一端连接在所述第一开关单元与所述第二开关单元之间、另一端与所述第五开关单元串联后连接在所述第一输出电容和所述第二输出电容之间，其中，所述第四二极管的负极连接在所述第一开关单元与所述第二开关单元之间、正极与所述第五二极管的正极连接，所述第五二极管的负极连接在所述第一输出电容和所述第二输出电容之间；
所述第六开关单元的一端连接在所述第二开关单元与所述交流电源之间、另一端连接在所述第二输出电容和所述负载之间，其中，第六二极管的负极连接在所述第二开关单元与所述交流电源之间、正极连接在所述第二输出电容和所述负载之间。
本发明实施例提供的Boost功率因数校正变换器，通过控制第一功率开关管、第二功率开关管、第三功率开关管、第四功率开关管、第五功率开关管和第六功率开关管的开关状态，使该Boost功率因数校正变换器能够在正、负输入电压条件下实现功率因数校正功能，无需二极管整流桥，较小体积，降低导通损耗，提高器件利用率。且本发明实施例提供的Boost功率因数校正变换器采用三电平拓扑结构，有效降低第一功率开关管、第二功率开关管、第三功率开关管、第四功率开关管、第五功率开关管和第六功率开关管的电压应力，方便功率开关管的选型、降低开关损耗和通态损耗，以及可以提高输出电压等级等。
进一步地，所述第一功率开关管、第二功率开关管、第三功率开关管、第四功率开关管、第五功率开关管和第六功率开关管为n型金属氧化物半导体场效应晶体管；
所述第一功率开关管的漏极通过所述输入电感与所述交流电源的一端连接、源极与所述第二功率开关管的源极连接，所第二功率开关管的漏极与所述交流电源的另一端连接；
所述第三功率开关管的源极连接在所述输入电感与所述第一功率开关管的漏极之间、漏极与所述第一输出电容连接；
所述第四功率开关管的漏极连接在所述第一功率开关管的的源极与所述第二功率开关管的的源极之间、源极与所述第五功率开关管的的源极连接，所述第五功率开关管的漏极连接在所述第一输出电容和所述第二输出电容之间；
所述第六功率开关管的漏极连接在所述第二功率开关管的漏极与所述交流电源之间、源极连接在所述第二输出电容和所述负载之间；
所述第一功率开关管、第二功率开关管、第三功率开关管、第四功率开关管、第五功率开关管及第六功率开关管的栅极与控制芯片连接。
进一步地，所述第一功率开关管、第二功率开关管、第三功率开关管、第四功率开关管、第五功率开关管和第六功率开关管为p型金属氧化物半导体场效应晶体管；
所述第一功率开关管的源极通过所述输入电感与所述交流电源的一端连接、漏极与所述第二功率开关管的漏极连接，所第二功率开关管的源极与所述交流电源的另一端连接；
所述第三功率开关管的漏极连接在所述输入电感与所述第一功率开关管的源极之间、源极与所述第一输出电容连接；
所述第四功率开关管的源极连接在所述第一功率开关管的的漏极与所述第二功率开关管的的漏极之间、漏极与所述第五功率开关管的的漏极连接，所述第五功率开关管的源极连接在所述第一输出电容和所述第二输出电容之间；
所述第六功率开关管的源极连接在所述第二功率开关管的源极与所述交流电源之间、漏极连接在所述第二输出电容和所述负载之间；
所述第一功率开关管、第二功率开关管、第三功率开关管、第四功率开关管、第五功率开关管及第六功率开关管的栅极与控制芯片连接。
进一步地，所述第一功率开关管、第二功率开关管、第三功率开关管、第四功率开关管、第五功率开关管和第六功率开关管为绝缘栅双极型晶体管；
所述第一功率开关管的漏极通过所述输入电感与所述交流电源的一端连接、源极与所述第二功率开关管的源极连接，所第二功率开关管的漏极与所述交流电源的另一端连接；
所述第三功率开关管的源极连接在所述输入电感与所述第一功率开关管的漏极之间、漏极与所述第一输出电容连接；
所述第四功率开关管的漏极连接在所述第一功率开关管的的源极与所述第二功率开关管的的源极之间、源极与所述第五功率开关管的的源极连接，所述第五功率开关管的漏极连接在所述第一输出电容和所述第二输出电容之间；
所述第六功率开关管的漏极连接在所述第二功率开关管的漏极与所述交流电源之间、源极连接在所述第二输出电容和所述负载之间；
所述第一功率开关管、第二功率开关管、第三功率开关管、第四功率开关管、第五功率开关管及第六功率开关管的栅极与控制芯片连接。
附图说明
为了更清楚地说明本发明实施例的技术方案，下面将对实施例中所需要使用的附图作简单地介绍。应当理解，以下附图仅示出了本发明的某些实施例，因此不应被看作是对范围的限定，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他相关的附图。
图1为本发明实施例提供的一种Boost功率因数校正变换器的电路连接框图；
图2为一实施方式中图1所示的Boost功率因数校正变换器的电路连接图；
图3为一实施方式中图1所示的Boost功率因数校正变换器的电路连接图；
图4为一实施方式中图1所示的Boost功率因数校正变换器的电路连接图；
图5为图2所示的Boost功率因数校正变换器在输入电压正半周的第一种运行模式的等效电路图；
图6为图2所示的Boost功率因数校正变换器在输入电压正半周的第二种运行模式的等效电路图；
图7为图2所示的Boost功率因数校正变换器在输入电压正半周的第三种运行模式的等效电路图；
图8为图2所示的Boost功率因数校正变换器在输入电压正半周的第四种运行模式的等效电路图；
图9为图2所示的Boost功率因数校正变换器在输入电压负半周的第五种运行模式的等效电路图；
图10为图2所示的Boost功率因数校正变换器在输入电压负半周的第六种运行模式的等效电路图；
图11为图2所示的Boost功率因数校正变换器在输入电压负半周的第七种运行模式的等效电路图；
图12为图2所示的Boost功率因数校正变换器在输入电压负半周的第八种运行模式的等效电路图。
附图中，各标号所代表的部件列表如下：
Lin-输入电感；S1-第一功率开关管；DS1-第一二极管；S2-第二功率开关管；DS2-第二二极管；S3-第三功率开关管；DS3-第三二极管；S4-第四功率开关管；DS4-第四二极管；S5-第五功率开关管；DS5-第五二极管；S6-第六功率开关管；DS6-第六二极管；CO1-第一输出电容；CO2-第二输出电容；RL-负载。
具体实施方式
下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述。显然，所描述的实施例仅仅是本发明的一部分实施例，而不是全部的实施例。通常在此处附图中描述和示出的本发明实施例的组件可以以各种不同的配置来布置和设计。
因此，以下对在附图中提供的本发明的实施例的详细描述并非旨在限制要求保护的本发明的范围，而是仅仅表示本发明的选定实施例。基于本发明的实施例，本领域技术人员在没有做出创造性劳动的前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。
应注意到：相似的标号和字母在下面的附图中表示类似项，因此，一旦某一项在一个附图中被定义，则在随后的附图中不需要对其进行进一步定义和解释。在本发明的描述中，术语“第一”、“第二”、“第三”等仅用于区分描述，而不能理解为只是或暗示相对重要性。
请参阅图1，本发明实施例提供一种Boost功率因数校正变换器，其中，箭头表示各个功率开关管的导通方向。该Boost功率因数校正变换器包括：输入电感Lin、第一开关单元、第二开关单元、第三开关单元、第四开关单元、第五开关单元、第六开关单元、第一输出电容CO1、第二输出电容CO2。
所述第一开关单元包括第一功率开关管S1及与所述第一功率开关管S1反向并联的第一二极管DS1。所述第二开关单元包括第二功率开关管S2及与所述第二功率开关管S2反向并联的第二二极管DS2。所述第三开关单元包括第三功率开关管S3及与所述第三功率开关管S3反向并联的第三二极管DS3。所述第四开关单元包括第四功率开关管S4及与所述第四功率开关管S4反向并联的第四二极管DS4。所述第五开关单元包括第五功率开关管S5及与所述第五功率开关管S5反向并联的第五二极管DS5。所述第六开关单元包括第六功率开关管S6及与所述第六功率开关管S6反向并联的第六二极管DS6。
所述第一开关单元的一端通过所述输入电感Lin与交流电源的一端连接、另一端与所述第二开关单元串联后与所述交流电源的另一端连接。其中，所述第一二极管DS1的负极通过所述输入电感Lin与交流电源的一端连接、正极与所述第二二极管DS2的正极连接，所述第二二极管DS2的负极与所述交流电源的另一端连接。
所述第三开关单元的一端连接在所述输入电感Lin与所述第一开关单元之间、另一端与所述第一输出电容CO1连接。其中，所述所述第三二极管DS3的正极连接在所述输入电感Lin与所述第一开关单元之间、负极与所述第一输出电容CO1连接。
所述第一输出电容CO1的一端与所述第三开关单元电连接、另一端与所述第二输出电容CO2串联后与所述第六开关单元连接。所述第一输出电容CO1和所述第二输出电容CO2串联后与负载RL并联。
所述第四开关单元的一端连接在所述第一开关单元与所述第二开关单元之间、另一端与所述第五开关单元串联后连接在所述第一输出电容CO1和所述第二输出电容CO2之间。其中，所述第四二极管DS4的负极连接在所述第一开关单元与所述第二开关单元之间、正极与所述第五二极管DS5的正极连接，所述第五二极管DS5的负极连接在所述第一输出电容CO1和所述第二输出电容CO2之间。
所述第六开关单元的一端连接在所述第二开关单元与所述交流电源之间、另一端连接在所述第二输出电容CO2和所述负载RL之间，其中，第六二极管DS6的负极连接在所述第二开关单元与所述交流电源之间、正极连接在所述第二输出电容CO2和所述负载RL之间。
优选地，在本实施例的具体实施方式中，所述第一功率开关管S1、第二功率开关管S2、第三功率开关管S3、第四功率开关管S4、第五功率开关管S5和第六功率开关管S6可以为n型金属氧化物半导体场效应晶体管、p型金属氧化物半导体场效应晶体管及绝缘栅双极型晶体管，其构成的Boost功率因数校正变换器的电路连接图分别如图2、图3和图4所示。
如图2所示，所述第一功率开关管S1、第二功率开关管S2、第三功率开关管S3、第四功率开关管S4、第五功率开关管S5和第六功率开关管S6为n型金属氧化物半导体场效应晶体管。
所述第一功率开关管S1的漏极通过所述输入电感Lin与所述交流电源的一端连接、源极与所述第二功率开关管S2的源极连接，所第二功率开关管S2的漏极与所述交流电源的另一端连接。所述第三功率开关管S3的源极连接在所述输入电感Lin与所述第一功率开关管S1的漏极之间、漏极与所述第一输出电容CO1连接。所述第四功率开关管S4的漏极连接在所述第一功率开关管S1的的源极与所述第二功率开关管S2的的源极之间、源极与所述第五功率开关管S5的的源极连接。所述第五功率开关管S5的漏极连接在所述第一输出电容CO1和所述第二输出电容CO2之间。所述第六功率开关管S6的漏极连接在所述第二功率开关管S2的漏极与所述交流电源之间、源极连接在所述第二输出电容CO2和所述负载RL之间。
所述第一功率开关管S1、第二功率开关管S2、第三功率开关管S3、第四功率开关管S4、第五功率开关管S5及第六功率开关管S6的栅极与控制芯片连接。控制芯片通过发送高电平或低电平即可控制第一功率开关管S1、第二功率开关管S2、第三功率开关管S3、第四功率开关管S4、第五功率开关管S5及第六功率开关管S6的通断，从而使该Boost功率因数校正变换器能运行不同的工作模式。
如图3所示，所述第一功率开关管S1、第二功率开关管S2、第三功率开关管S3、第四功率开关管S4、第五功率开关管S5和第六功率开关管S6为p型金属氧化物半导体场效应晶体管。
所述第一功率开关管S1的源极通过所述输入电感Lin与所述交流电源的一端连接、漏极与所述第二功率开关管S2的漏极连接。所第二功率开关管S2的源极与所述交流电源的另一端连接。所述第三功率开关管S3的漏极连接在所述输入电感Lin与所述第一功率开关管S1的源极之间、源极与所述第一输出电容CO1连接。所述第四功率开关管S4的源极连接在所述第一功率开关管S1的的漏极与所述第二功率开关管S2的的漏极之间、漏极与所述第五功率开关管S5的的漏极连接。所述第五功率开关管S5的源极连接在所述第一输出电容CO1和所述第二输出电容CO2之间。所述第六功率开关管S6的源极连接在所述第二功率开关管S2的源极与所述交流电源之间、漏极连接在所述第二输出电容CO2和所述负载RL之间。
所述第一功率开关管S1、第二功率开关管S2、第三功率开关管S3、第四功率开关管S4、第五功率开关管S5及第六功率开关管S6的栅极与控制芯片连接。控制芯片通过发送高电平或低电平即可控制第一功率开关管S1、第二功率开关管S2、第三功率开关管S3、第四功率开关管S4、第五功率开关管S5及第六功率开关管S6的通断，从而使该Boost功率因数校正变换器能运行不同的工作模式。
如图4所示，所述第一功率开关管S1、第二功率开关管S2、第三功率开关管S3、第四功率开关管S4、第五功率开关管S5和第六功率开关管S6为绝缘栅双极型晶体管。
所述第一功率开关管S1的漏极通过所述输入电感Lin与所述交流电源的一端连接、源极与所述第二功率开关管S2的源极连接。所第二功率开关管S2的漏极与所述交流电源的另一端连接。所述第三功率开关管S3的源极连接在所述输入电感Lin与所述第一功率开关管S1的漏极之间、漏极与所述第一输出电容CO1连接。所述第四功率开关管S4的漏极连接在所述第一功率开关管S1的的源极与所述第二功率开关管S2的的源极之间、源极与所述第五功率开关管S5的的源极连接。所述第五功率开关管S5的漏极连接在所述第一输出电容CO1和所述第二输出电容CO2之间。所述第六功率开关管S6的漏极连接在所述第二功率开关管S2的漏极与所述交流电源之间、源极连接在所述第二输出电容CO2和所述负载RL之间。
所述第一功率开关管S1、第二功率开关管S2、第三功率开关管S3、第四功率开关管S4、第五功率开关管S5及第六功率开关管S6的栅极与控制芯片连接。控制芯片通过发送高电平或低电平即可控制第一功率开关管S1、第二功率开关管S2、第三功率开关管S3、第四功率开关管S4、第五功率开关管S5及第六功率开关管S6的通断，从而使该Boost功率因数校正变换器能运行不同的工作模式。
从上可知，图1、图2、图3、图4所示的Boost功率因数校正变换器的构思、工作原理及工作模式相同。因此，为了简化描述，节约篇幅，下文仅以图2所示的Boost功率因数校正变换器为例，对本发明实施例提供的Boost功率因数校正变换器在输入电压正半周和负半周内的一个开关周期的工作过程进行分析。
为了分析方便，做了以下假设：(1)所有器件均为理想器件；(2)第一功率开关管S1、第二功率开关管S2、第三功率开关管S3、第四功率开关管S4、第五功率开关管S5及第六功率开关管S6的开关频率远远高于交流输入电压频率；(3)第一功率开关管S1反并联二极管的源极与第二功率开关管S2源极串联使用时，及第四功率开关管S4反并联二极管的源极与第五功率开关管S5源极串联使用时，反向恢复行为和特性由功率开关管决定。
在交流电源输入电压正半周时，本发明实施例提供的Boost功率因数校正变换器包括以下几个运行模式：
请参阅图5，图5示出图2所示的Boost功率因数校正变换器在输入电压正半周的第一种运行模式的等效电路图。如图5所示，第一功率开关管S1导通，第二功率开关管S2关断，与第二功率开关管S2反向并联的第二二极管DS2导通，输入电压对输入电感Lin充电，输入电感Lin的电感电流线性增加。第一输出电容CO1和第二输出电容CO2共同对负载RL放电。
请参阅图6，图6示出图2所示的Boost功率因数校正变换器在输入电压正半周的第二种运行模式的等效电路图。如图6所示，第一功率开关管S1导通，与所述第三功率开关管S3反向并联的第三二极管DS3承受方向电压关断，第四功率开关管S4导通，第五功率开关管S5关断，与所述第五功率开关管S5反向并联的第五二极管DS5导通，第六功率开关管S6关断，与所述第六功率开关管S6反向并联的第六二极管DS6导通。此时，输入电感Lin两端的电压VL等于Vin-VO2，式中，Vin为交流电源的输入电压，VO2为第二输出电容CO2的电压。当Vin<VO2，则输入电感Lin的电感电流线性减小，输入电压和输入电感Lin一起对第二输出电容CO2充电。当Vin>VO2，则输入电感Lin的电感电流线性增大，输入电压对输入电感Lin和第二输出电容CO2充电。输入电感Lin的电感电流经第一功率开关管S1、第四功率开关管S4、第五二极管DS5、第六二极管DS6回流回电源负极，此过程对第二输出电容CO2充电，此时，由第一输出电容CO1提供负载RL电流。
请参阅图7，图7示出图2所示的Boost功率因数校正变换器在输入电压正半周的第三种运行模式的等效电路图。第一功率开关管S1关断，第三功率开关管S3关断，第三二极管DS3导通，第五功率开关管S5导通，第四功率开关管S4关断，第四二极管DS4导通，第二功率开关管S2关断，第二二极管DS2导通。此时，输入电感Lin两端的电压VL等于Vin-VO1，式中，Vin为交流电源的输入电压，VO1为第一输出电容CO1的电压。当Vin<VO1，则输入电感Lin的电感电流线性减小，输入电压和输入电感Lin一起对第一输出电容CO1充电。当Vin>VO1，则输入电感Lin的电感电流线性增大，输入电压对输入电感Lin和第一输出电容CO1充电。输入电感Lin的电感电流经第三二极管DS3、第五功率开关管S5、第四二极管DS4和第二二极管DS2回流回电源负极，此过程对第一输出电容CO1充电，此时，由第二输出电容CO2提供负载RL电流。
请参阅图8，图8示出图2所示的Boost功率因数校正变换器在输入电压正半周的第四种运行模式的等效电路图。第一功率开关管S1、第二功率开关管S2、第三功率开关管S3、第四功率开关管S4、第五功率开关管S5和第六功率开关管S6都关断，第三二极管DS3导通，第六二极管DS6导通。此时，输入电感Lin两端的电压VL等于Vin-VO1-VO2。由于Boost功率因数校正变换器的升压特性，则Vin<VO1+VO2，此时输入电感Lin的电感电流线性减小，输入电压和输入电感Lin共同对第一输出电容CO1、第二输出电容CO2和负载RL放电。
第一输出电容CO1的电容量CO1等于第二输出电容CO2的电容量CO2，交流电源的输入电压则输入电压的幅值Vm与输出电压关系存在和两种情况，即在输出电压恒定时，输入电压分为低压输入和高压输入两种情况。
当低压输入时，输入电压幅值小于第一输出电容CO1和第二输出电容CO2两端的电压，Boost功率因数校正变换器运行在第二种运行模式或第三种运行模式时，输入电感Lin两端的电压VL小于0，所以输入电感Lin的电感电流线性减小，输入电感Lin处于放电阶段。Boost功率因数校正变换器运行在第二种运行模式时，第二输出电容CO2充电，第一输出电容CO1提供负载RL电流，第二输出电容CO2的电压增大，第一输出电容CO1的电压减小。Boost功率因数校正变换器运行在第三种运行模式时，第一输出电容CO1充电，第二输出电容CO2提供负载RL电流，第一输出电容CO1的电压增大，第二输出电容CO2的电压减小。Boost功率因数校正变换器在第二种运行模式和第三种运行模式之间切换运行以保持第一输出电容CO1和第二输出电容CO2的电压平衡。Boost功率因数校正变换器运行在第一种运行模式时，输入电感Lin两端的电压VL大于0，输入电感Lin的电感电流线性增大，输入电感Lin处于充电阶段。
当高压输入时，输入电压幅值大于第一输出电容CO1和第二输出电容CO2两端的电压，Boost功率因数校正变换器运行在第二种运行模式或第三种运行模式时，输入电感Lin两端的电压VL大于0，所以输入电感Lin的电感电流线性增大，输入电感Lin处于充电阶段。Boost功率因数校正变换器运行在第二种运行模式时，第二输出电容CO2充电，第一输出电容CO1提供负载RL电流，第二输出电容CO2的电压增大，第一输出电容CO1的电压减小。Boost功率因数校正变换器运行在第三种运行模式时，第一输出电容CO1充电，第二输出电容CO2提供负载RL电流，第一输出电容CO1的电压增大，第二输出电容CO2的电压减小。Boost功率因数校正变换器在第二种运行模式和第三种运行模式之间切换运行以保持第一输出电容CO1和第二输出电容CO2的电压平衡。Boost功率因数校正变换器运行在第四种运行模式时，输入电感Lin两端的电压VL小于0，输入电感Lin的电感电流线性减小，输入电感Lin处于放电阶段。
在交流电源输入电压负半周时，本发明实施例提供的Boost功率因数校正变换器包括以下几个运行模式：
请参阅图9，图9示出图2所示的Boost功率因数校正变换器在输入电压负半周的第五种运行模式的等效电路图。如图9所示，第二功率开关管S2导通、第一功率开关管S1关断、第一二极管DS1导通，输入电压对输入电感Lin充电，输入电感Lin的电感电流线性增加。第一输出电容CO1和第二输出电容CO2共同对负载RL放电。
请参阅图10，图10示出图2所示的Boost功率因数校正变换器在输入电压负半周的第六种运行模式的等效电路图。如图10所示，第二功率开关管S2导通，第四功率开关管S4导通，第五功率开关管S5关断，与所述第五功率开关管S5反向并联的第五二极管DS5导通，第三功率开关管S3导通，所述第六功率开关管S6关断。此时，输入电感Lin两端的电压VL等于Vin-VO1，式中，Vin为交流电源的输入电压，VO1为第一输出电容CO1的电压。当Vin<VO1，则输入电感Lin的电感电流线性减小，输入电压和输入电感Lin一起对第一输出电容CO1充电。当Vin>VO1，则输入电感Lin的电感电流线性增大，输入电压对输入电感Lin和第一输出电容CO1充电。输入电感Lin的电感电流经第二功率开关管S2、第四功率开关管S4、第五二极管DS5、第三功率开关管S3流回电源负极，此过程对第一输出电容CO1充电，此时，由第二输出电容CO2提供负载RL电流。
请参阅图11，图11示出图2所示的Boost功率因数校正变换器在输入电压负半周的第七种运行模式的等效电路图。如图11所示，第六功率开关管S6导通，第五功率开关管S5导通，第四功率开关管S4关断，第四二极管DS4导通，第一功率开关管S1关断，第一二极管DS1导通。此时，输入电感Lin两端的电压VL等于Vin-VO2，式中，Vin为交流电源的输入电压，VO2为第二输出电容CO2的电压。当Vin<VO2，则输入电感Lin的电感电流线性减小，输入电压和输入电感Lin一起对第二输出电容CO2充电。当Vin>VO2，则输入电感Lin的电感电流线性增大，输入电压对输入电感Lin和第二输出电容CO2充电。输入电感Lin的电感电流经第六功率开关管S6、第五功率开关管S5、第四二极管DS4、第一二极管DS1回流回电源负极，此过程对第二输出电容CO2充电，此时，由第一输出电容CO1提供负载RL电流。
请参阅图12，图12示出图2所示的Boost功率因数校正变换器在输入电压负半周的第八种运行模式的等效电路图。如图12所示，第六功率开关管S6导通，第三功率开关管S3导通，第一功率开关管S1、第二功率开关管S2、第三功率开关管S3和第四功率开关管S4关断。此时，输入电感Lin两端的电压VL等于Vin-VO1-VO2。由于Boost功率因数校正变换器的升压特性，则Vin<VO1+VO2，此时输入电感Lin的电感电流线性减小，输入电压和输入电感Lin共同对第一输出电容CO1、第二输出电容CO2和负载RL放电。
当低压输入时，输入电压幅值小于第一输出电容CO1和第二输出电容CO2两端的电压，Boost功率因数校正变换器运行在第六种运行模式或第七种运行模式时，输入电感Lin两端的电压VL小于0，所以输入电感Lin的电感电流线性减小，输入电感Lin处于放电阶段。Boost功率因数校正变换器运行在第六种运行模式时，第一输出电容CO1充电，第二输出电容CO2提供负载RL电流，第一输出电容CO1的电压增大，第二输出电容CO2的电压减小。Boost功率因数校正变换器运行在第七种运行模式时，第二输出电容CO2充电，第一输出电容CO1提供负载RL电流，第二输出电容CO2的电压增大，第一输出电容CO1的电压减小。Boost功率因数校正变换器在第六种运行模式和第七种运行模式之间切换运行以保持第一输出电容CO1和第二输出电容CO2的电压平衡。Boost功率因数校正变换器运行在第五种运行模式时，输入电感Lin两端的电压VL大于0，输入电感Lin的电感电流线性增大，输入电感Lin处于充电阶段。
当高压输入时，输入电压幅值大于第一输出电容CO1和第二输出电容CO2两端的电压，Boost功率因数校正变换器运行在第六种运行模式或第七种运行模式时，输入电感Lin两端的电压VL大于0，所以输入电感Lin的电感电流线性增大，输入电感Lin处于充电阶段。Boost功率因数校正变换器运行在第六种运行模式时，第一输出电容CO1充电，第二输出电容CO2提供负载RL电流，第一输出电容CO1的电压增大，第二输出电容CO2的电压减小。Boost功率因数校正变换器运行在第七种运行模式时，第二输出电容CO2充电，第一输出电容CO1提供负载RL电流，第二输出电容CO2的电压增大，第一输出电容CO1的电压减小。Boost功率因数校正变换器在第六种运行模式和第七种运行模式之间切换运行以保持第一输出电容CO1和第二输出电容CO2的电压平衡。Boost功率因数校正变换器运行在第八种运行模式时，输入电感Lin两端的电压VL小于0，输入电感Lin的电感电流线性减小，输入电感Lin处于放电阶段。
综上所述，本发明实施例提供的Boost功率因数校正变换器，通过控制第一功率开关管S1、第二功率开关管S2、第三功率开关管S3、第四功率开关管S4、第五功率开关管S5和第六功率开关管S6的开关状态，使该Boost功率因数校正变换器能够在正、负输入电压条件下实现功率因数校正功能，无需二极管整流桥，较小体积，降低导通损耗，提高器件利用率。且本发明实施例提供的Boost功率因数校正变换器采用三电平拓扑结构，有效降低第一功率开关管S1、第二功率开关管S2、第三功率开关管S3、第四功率开关管S4、第五功率开关管S5和第六功率开关管S6的电压应力，方便功率开关管的选型、降低开关损耗和通态损耗，以及可以提高输出电压等级等。
以上所述仅为本发明的较佳实施例，并不用以限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (4)

1.一种Boost功率因数校正变换器，其特征在于，包括：输入电感(Lin)、第一开关单元、第二开关单元、第三开关单元、第四开关单元、第五开关单元、第六开关单元、第一输出电容(CO1)、第二输出电容(CO2)，所述第一开关单元包括第一功率开关管(S1)及与所述第一功率开关管(S1)反向并联的第一二极管(DS1)，所述第二开关单元包括第二功率开关管(S2)及与所述第二功率开关管(S2)反向并联的第二二极管(DS2)，所述第三开关单元包括第三功率开关管(S3)及与所述第三功率开关管(S3)反向并联的第三二极管(DS3)，所述第四开关单元包括第四功率开关管(S4)及与所述第四功率开关管(S4)反向并联的第四二极管(DS4)，所述第五开关单元包括第五功率开关管(S5)及与所述第五功率开关管(S5)反向并联的第五二极管(DS5)，所述第六开关单元包括第六功率开关管(S6)及与所述第六功率开关管(S6)反向并联的第六二极管(DS6)；
所述第一开关单元的一端通过所述输入电感(Lin)与交流电源的一端连接、另一端与所述第二开关单元串联后与所述交流电源的另一端连接，其中，所述第一二极管(DS1)的负极通过所述输入电感(Lin)与交流电源的一端连接、正极与所述第二二极管(DS2)的正极连接，所述第二二极管(DS2)的负极与所述交流电源的另一端连接；
所述第三开关单元的一端连接在所述输入电感(Lin)与所述第一开关单元之间、另一端与所述第一输出电容(CO1)连接，其中，所述第三二极管(DS3)的正极连接在所述输入电感(Lin)与所述第一开关单元之间、负极与所述第一输出电容(CO1)连接；
所述第一输出电容(CO1)的一端与所述第三开关单元电连接、另一端与所述第二输出电容(CO2)串联后与所述第六开关单元连接，所述第一输出电容(CO1)和所述第二输出电容(CO2)串联后与负载(RL)并联；
所述第四开关单元的一端连接在所述第一开关单元与所述第二开关单元之间、另一端与所述第五开关单元串联后连接在所述第一输出电容(CO1)和所述第二输出电容(CO2)之间，其中，所述第四二极管(DS4)的负极连接在所述第一开关单元与所述第二开关单元之间、正极与所述第五二极管(DS5)的正极连接，所述第五二极管(DS5)的负极连接在所述第一输出电容(CO1)和所述第二输出电容(CO2)之间；
所述第六开关单元的一端连接在所述第二开关单元与所述交流电源之间、另一端连接在所述第二输出电容(CO2)和所述负载(RL)之间，其中，第六二极管(DS6)的负极连接在所述第二开关单元与所述交流电源之间、正极连接在所述第二输出电容(CO2)和所述负载(RL)之间。
2.根据权利要求1所述的Boost功率因数校正变换器，其特征在于，所述第一功率开关管(S1)、第二功率开关管(S2)、第三功率开关管(S3)、第四功率开关管(S4)、第五功率开关管(S5)和第六功率开关管(S6)为n型金属氧化物半导体场效应晶体管；
所述第一功率开关管(S1)的漏极通过所述输入电感(Lin)与所述交流电源的一端连接、源极与所述第二功率开关管(S2)的源极连接，所第二功率开关管(S2)的漏极与所述交流电源的另一端连接；
所述第三功率开关管(S3)的源极连接在所述输入电感(Lin)与所述第一功率开关管(S1)的漏极之间、漏极与所述第一输出电容(CO1)连接；
所述第四功率开关管(S4)的漏极连接在所述第一功率开关管(S1)的的源极与所述第二功率开关管(S2)的的源极之间、源极与所述第五功率开关管(S5)的的源极连接，所述第五功率开关管(S5)的漏极连接在所述第一输出电容(CO1)和所述第二输出电容(CO2)之间；
所述第六功率开关管(S6)的漏极连接在所述第二功率开关管(S2)的漏极与所述交流电源之间、源极连接在所述第二输出电容(CO2)和所述负载(RL)之间；
所述第一功率开关管(S1)、第二功率开关管(S2)、第三功率开关管(S3)、第四功率开关管(S4)、第五功率开关管(S5)及第六功率开关管(S6)的栅极与控制芯片连接。
3.根据权利要求1所述的Boost功率因数校正变换器，其特征在于，所述第一功率开关管(S1)、第二功率开关管(S2)、第三功率开关管(S3)、第四功率开关管(S4)、第五功率开关管(S5)和第六功率开关管(S6)为p型金属氧化物半导体场效应晶体管；
所述第一功率开关管(S1)的源极通过所述输入电感(Lin)与所述交流电源的一端连接、漏极与所述第二功率开关管(S2)的漏极连接，所第二功率开关管(S2)的源极与所述交流电源的另一端连接；
所述第三功率开关管(S3)的漏极连接在所述输入电感(Lin)与所述第一功率开关管(S1)的源极之间、源极与所述第一输出电容(CO1)连接；
所述第四功率开关管(S4)的源极连接在所述第一功率开关管(S1)的的漏极与所述第二功率开关管(S2)的的漏极之间、漏极与所述第五功率开关管(S5)的的漏极连接，所述第五功率开关管(S5)的源极连接在所述第一输出电容(CO1)和所述第二输出电容(CO2)之间；
所述第六功率开关管(S6)的源极连接在所述第二功率开关管(S2)的源极与所述交流电源之间、漏极连接在所述第二输出电容(CO2)和所述负载(RL)之间；
所述第一功率开关管(S1)、第二功率开关管(S2)、第三功率开关管(S3)、第四功率开关管(S4)、第五功率开关管(S5)及第六功率开关管(S6)的栅极与控制芯片连接。
4.根据权利要求1所述的Boost功率因数校正变换器，其特征在于，所述第一功率开关管(S1)、第二功率开关管(S2)、第三功率开关管(S3)、第四功率开关管(S4)、第五功率开关管(S5)和第六功率开关管(S6)为绝缘栅双极型晶体管；
所述第一功率开关管(S1)的漏极通过所述输入电感(Lin)与所述交流电源的一端连接、源极与所述第二功率开关管(S2)的源极连接，所第二功率开关管(S2)的漏极与所述交流电源的另一端连接；
所述第三功率开关管(S3)的源极连接在所述输入电感(Lin)与所述第一功率开关管(S1)的漏极之间、漏极与所述第一输出电容(CO1)连接；
所述第四功率开关管(S4)的漏极连接在所述第一功率开关管(S1)的的源极与所述第二功率开关管(S2)的的源极之间、源极与所述第五功率开关管(S5)的的源极连接，所述第五功率开关管(S5)的漏极连接在所述第一输出电容(CO1)和所述第二输出电容(CO2)之间；
所述第六功率开关管(S6)的漏极连接在所述第二功率开关管(S2)的漏极与所述交流电源之间、源极连接在所述第二输出电容(CO2)和所述负载(RL)之间；
所述第一功率开关管(S1)、第二功率开关管(S2)、第三功率开关管(S3)、第四功率开关管(S4)、第五功率开关管(S5)及第六功率开关管(S6)的栅极与控制芯片连接。
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