CN110024321B - 用于提供跳频多音调信号的相位相干性的接收器和方法 - Google Patents

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Abstract

本发明涉及一种用于接收携带信息的无线电信号的方法和接收器，无线电信号包括具有至少三个不同子载波(f1,f2,f3)的总频带(f1至f6)。接收器还用于在第一时间段(Thop1)期间接收携带无线电信号的第一部分的第一多音调信号(101)，所述第一多音调信号包括被同时接收的第一和第二子载波(1101,1102)；并用于确定第一和第二子载波(1101,1102)之间的第一相位差(Ф21＝Ф2‑Ф1)。接收器还用于在第二时间段(Thop2)期间接收携带无线电信号的第二部分的第二多音调信号(102)，所述第二多音调信号(102)包括被同时接收的第二和第三子载波(1102,1103)；并用于确定第二和第三子载波(1102,1103)之间的第二相位差(Ф32＝Ф3‑Ф2)。根据本发明，接收器用于使用第一相位差(Ф21＝Ф2‑Ф1)和第二相位差(Ф32＝Ф3‑Ф2)确定第一和第三子载波(1101,1103)之间的相位差。

Description

用于提供跳频多音调信号的相位相干性的接收器和方法
技术领域
本发明涉及无线通信网络或系统的邻域，特别是用于获取在一个或多个跳频信道中发送的多音调信号的重建相位相干性的方法，其例如可用于在此无线通信网络中的诸如用户终端的用户设备的定位。
因此，本发明的实施例涉及根据权利要求1的用于接收无线电信号的接收器，根据权利要求13的用于接收无线电信号的接收器，根据权利要求21的用于接收无线电信号的方法，根据权利要求22的用于接收无线电信号的方法，根据权利要求24的用于执行所述方法的计算机程序以及根据权利要求25的无线通信网络。
背景技术
图15为网络基础设施如无线通信网络或无线通信系统的示例的示意性表示，包括多个基站eNB1至eNB5，每个服务基站周围的以对应小区15001至15005示意性地表示的特定区域。
提供基站以服务小区内的用户。用户可以是固定设备或移动设备。此外，无线通信系统可以被连接至基站或用户的IoT设备访问。IoT设备可以包括具有内嵌于其中的电子器件、软件、传感器、致动器等以及使得这些设备跨现有网络基础设施接收并交换数据的网络连通性的物理设备、车辆、建筑物以及其他物体。
图15示出仅五个小区的示例示图，然而，无线通信系统可以包括更多此类小区。
图15示出位于小区15002中并由基站eNB2服务的两个用户UE1和UE2，其也可被称为用户设备(UE)。另一用户UE3被示出在小区15004中，由基站eNB4服务。箭头15021、15022以及15023示意性地表示用于将数据从用户UE1、UE2和UE3发送至基站eNB2、eNB4或用于将数据从基站eNB2、eNB4发送至用户UE1、UE2、UE3的上行链路/下行链路连接。
此外，图15在小区15004中示出可以为固定或移动设备的两个IoT设备15041和15042。IoT设备15041经由基站eNB4访问无线通信系统以如箭头15061示意性表示地接收并发送数据。IoT设备15042经由用户UE3访问无线通信系统，如箭头15062示意性地表示。
无线通信系统可以是，例如，任意的多音调系统。特别地，可以使用具有小的总带宽(例如，通常地小于5MHz)但在此带宽内具有明显分开的谱峰的窄带调制。示例实施可以是强耦合的模拟多载波、二进制偏移载波(BOC)、可选二进制偏移载波(AltBOC)或多路复用二进制偏移载波(MBOC)。
在如图15中示出的那样的无线通信网络中，可以期望在小区中以一定准确率定位UE。一种方式是基于可用于诸如NB-IOT的蜂窝通信网络中的观测的到达时间差(OTDoA)估计在小区内定位UE，该方法是依赖例如使用在用户设备UE处从一个或多个周围基站接收(eNB)的专用位置参考信号(PRS)的到达时间(ToA)估计的计算的下行链路定位方法。
PRS序列为被设计用于定位目的并被广播至小区内的所有无线电终端的下行链路信号。以相同的发送功率从基站的天线或远程射频头(RRH)在所有方向内发射PRS序列以覆盖小区的任意位置处的所有用户，即提供小区范围覆盖。
为了区分来自不同小区的PRS序列，每个PRS序列具有与其相关联的小区特定标识符(也被称为物理小区标识符(PCI))。PCI在特定区域中是唯一的且用于识别小区且因此识别PRS序列。
相对于用户的内置时间基准，需要来自几何上分散的基站的至少三个定时测量，以获取平面中的唯一位置。需要四个基站来获取三维空间中的唯一位置。
如图15中所示，无线通信网络的基站包括例如由天线阵列形成的多个天线ANT，天线阵列包括多个天线元件，且UE还可以包括多于一个天线。在UE和基站均配置多个天线的情形下，除了LoS(视线)或NLoS(非视线)路径分量的OTDoA测量之外，可以利用位置独立参数，例如可以使用UE处的到达角(AoA)以及基站处的离开角(AoD)。
代替检测仅NLoS误差并移除这些误差的影响，通过利用由NLoS路径分量暗示的可能的UE位置的几何关系，定位技术的示例可得益于NLoS信道传播。
无线通信网络可以使用跳频传输方法。在本发明中，BOC、AltBOC、MBOC或稀疏OFDM(正交频分复用)可用于实现跳频信号，而跳跃本身通常利用模拟处理来实现。信号生成中的重要问题是在传输的点和时间处同时发射的载波信号的恒定、固定且已知的相位关系。通过利用数字发送信号生成的定义实现此。发送的信号的相位关系应是已知的，以通知相位变化源于无线传播信道的延迟。
与跳频无线电发送器相关的一些应用，如以上提及的无线电定位，例如需要利用在所有跳频上的总频带，以提供高准确率和鲁棒性。为了实现所述高准确率和鲁棒性，信号在所有(子)频率上应为相位相干的。另外，相位相干性应该是至少通过校准可产生的，或信号应该是无论如何至少可再生的。为了实现此目的，期望最小工作量。
现有技术提出其中通过锁相回路(PLL)使用一定参考实现信号的相干性的方法。精确定时控制(PLL的去谐)用于精确地调整相位。然而，此需要高度精确和稳定的参考生成(TCXO,……)，该高度精确和稳定的参考生成无法利用以上期望的最小工作量实现并与可忽略的设备容差和纳秒级切换时间和抖动相关。
发明内容
因此，本发明的目的是改进现有的跳频方法，以使得可以以少的工作量(再)产生多个多音调信号之间的相位相干性。
通过如在独立权利要求中定义的主题来实现此目的。
在从属权利要求中定义实施例。
所发明的概念的优点是，发送单元和接收单元可以以简单技术样式实现，因为它们不需要在跳频上的相位相干性然而同时允许带宽中的全增益。
本发明的其它优点是谱的使用，该使用适于多路径和干扰结构。此使用允许用于传感器融合的质量测量以及准确率和/或鲁棒性的优化。鲁棒性将被理解为关于多路径传播和干扰以及时钟和载波不匹配设备容差(频率和相位偏移)的鲁棒性。
附图说明
现在参考附图更详细地描述本发明的实施例，其中：
图1示出可以利用根据示例的所发明的接收器接收的多音调信号的频率图，其中示例性地描绘了在两音调信号的跳频上的相位锚定(phase anchoring)；
图2示出可以利用根据另一示例的所发明的接收器接收的多音调信号的另一频率图，示例性地描绘了在不同基础音调处的链接的相位锚定；
图3示出可以利用根据另一示例的所发明的接收器接收的多音调信号的另一频率图，其中示例性地描绘了时间上非顺序的频率阶梯图案；
图4示出可以利用根据另一示例的所发明的接收器接收的多音调信号的另一频率图，其中示例性地描绘了具有固定的或适应性忽略的子载波的链接的相位锚定；
图5示出根据示例的所发明的方法的框图；
图6示出可以利用根据另一示例的所发明的接收器接收的多音调信号的另一频率图，其中示例性地描绘了具有线性上升的第二音调的在一个基础音调(在此：f1)处的连续锚定；
图7示出可以利用根据另一示例的所发明的接收器接收的多音调信号的另一频率图，其中示例性地描绘了具有谱扩散至频谱的第二音调的在一个基础音调(在此：f1)处的连续锚定；
图8示出根据另一示例的所发明的方法的框图；
图9示出可以利用根据另一示例的所发明的接收器接收的多音调信号的另一频率图，其中示例性地描绘了每跳频的在用于三个音调的指示的跳频上的相位锚定；
图10示出根据示例的TDoA测量的图，其中示例性地描绘了通过在三个频率(或在波长)处的测量期间匹配的目标双曲线的模糊分辨率；
图11示出根据示例的组合的DoA-TDoA测量的另一图，其中示例性地描绘了通过方向/角(到达方向)和时间差(ToA/TDoA)的组合估计的位置检测，其中DoA2并非必须的；
图12示出根据示例的MUSIC-谱的三个示例性图，其中示例性地描绘了通过多音调信号的直接定位(左-一个音调；中间-两个音调；右-三个音调)；
图13A示出根据示例的上行链路模式的无线通信网络；
图13B示出根据示例的下行链路模式的图13A的无线通信网络；
图14示出根据示例的无线通信网络的块图，其中示例性的描绘了无线通信网络的小区包括两个跳频多音调发送器(TX)和N个分布式接收器(RX)；以及
图15示出根据示例的另一无线通信网络。
具体实施方式
在下面，参考所附附图更详细地描述本发明的优选实施例，所附附图中的具有相同或相似功能的元件以相同的附图标记引用。
图1基于频率图示出所发明的接收器内的内部过程。所发明的接收器用于接收携带信息的无线电信号。所述无线电信号通过跳频方法被发送和接收。相应地，无线电信号包括在图1示出的图中以y轴表示的总频带。总频带包括至少三个不同的子载波f1、f2、f3。
所发明的接收器用于在第一时间段Thop1期间接收携带总无线电信号的第一部分的第一多音调信号101。多音调信号101包括在传输的点和时间处具有已知相位关系的第一子载波1101(f1)和第二子载波1102(f2)。子载波1101、1102也可被称为单音调。通常地，多音调信号包括至少两个单音调。每个单音调1101、1102可以携带总无线电信号的调制的信号部分。
在接收器处的每个单音调或子载波1101、1102可包括一定相位Ф。在此，第一子载波1101的相位被引用为Ф1，而第二子载波1102的相位被引用为Ф2。相位Ф1和Ф2可以包括相对相位差或相位偏移ΔФ。
所发明的接收器用于确定第一子载波1101的相位Ф1和第二子载波1102的第二相位Ф2之间的第一相位差Ф21。相应地，第一和第二子载波1101、1102之间的相对相位差为ΔФ21＝Ф2-Ф1。
所发明的接收器还用于在第二时间段Thop2期间接收携带总无线电信号的第二部分的第二多音调信号102。第二多音调信号102也包括至少两个子载波，即第二子载波1102和另一子载波即第三子载波1103。
根据本发明，第二多音调信号102包括也被包含在第一多音调信号101中的至少一个子载波。
在图1示出的示例中，第一多音调信号101和第二多音调信号102均包括以上引入的第二子载波1102。相应地，第一多音调信号101的第二子载波1102(f2)与第二多音调信号102的第二子载波1102(f2)相同。
所发明的接收器还用于确定包含在第二多音调信号102中的单音调1102、1103的相位Ф2、Ф3的第二相位差Ф32。相应地，接收器用于确定包含在第二多音调信号102中的第二子载波1102的相位Ф2与第三子载波1103的相位Ф3之间的第二相位差Ф32。
根据本发明，接收器可以通过链接多音调信号101、102的先前提及的相位或相位差Ф21、Ф32来重建总无线电信号的相位相干性。因此，接收器用于使用第一相位差Ф21和第二相位差Ф32确定第一子载波1101和第三子载波1103之间的相位差Ф31。
接收器通过将子载波1101、1102、1103的一个的相位设置为参考相位来实现此。在图1示出的示例中，第一子载波1101的相位Ф1被作为参考相位。
如上所提及的，信号生成中的重要问题是在传输的点和时间处同时发射的载波信号(1101、1102、1103)的恒定、固定且已知的相位关系。通过利用数字发送信号生成的定义实现此。发送的信号的相位关系应是已知的，以通知相位变化源于无线传播信道的延迟。相应地，至少第一多音调信号(101)的第一和第二子载波(1101、1102)包括传输的点和时间处的已知相位关系。
包含在多音调信号101中的单音调1101、1102的相位通过多音调信号生成被直接地彼此链接。然而，若干个多音调信号101、102之间的相位可以偏离彼此。
然而，为了解决所述问题，以上提及的第一多音调信号101的第一音调1101的参考相位Ф1用作参考相位，以相干地对准所有其它的多音调信号102、103、104、105的相位。
所发明的接收器可以实现此，因为多音调信号101中包含的至少一个单音调1102与一个或多个随后的多音调信号102中包含的单音调1102相同。此共同的单音调1102用作两个多音调信号101、102之间的锚点(anchor)或链接，从而可以创建第一和第二多音调信号101、102的相位之间的相位关系。
相应地，由于相位Ф2对于第一多音调信号101和第二多音调信号102两者是已知的，第一和第二多音调信号101、102的(可能偏离的)相位可以通过共同包含的第二子载波1102而被相干性地对准。
在下面将简要地解释第一和第二多音调信号101、102的相位的所述连结的数学背景。
本发明的分量和方法
如上所提及的，通过跳频方法发送和接收多音调信号101、102。然而，纯粹的跳频方法可能具有以下缺点，在大多数收发器中，新相位ФTXLO，k(发送器侧)和ФRXLO，k(接收器侧)随机地出现在重调谐至新频率fk的期间，从而不再能够正确地分析相位关系。
本发明解决此方面，因为跳频发送器在若干个子载波(例如，1101、1102)处同时发送两个信号(即，无线电信号的信号部分)，并具有相同或至少已知的相位。现在，当在两个跳频间隔Thop1、Thop2中发送子载波的至少一个1102时，可以以准相干方式相互地分析两个随后跳频Thop1、Thop2的相位差。相互子载波1102因此起锚定或链接相位关系的作用。对于多于两个跳频间隔，可以生成多个基本上链式测量。
exp(jΔφi，11)＝1
exp(jΔφi，12)＝exp(j(φi，2-φi，1))
exp(jΔφi，13)＝exp(jΔφi，23)exp(jΔφi，12)＝exp(j(φi，3-φi，2))expO(φi，2-φi，1))
exp(jΔφi，14)＝exp(jΔφi，34)exp(jΔφi，23)exp(jΔφi，12)＝exp(jΔφi，24)exp(jΔφi，12)
…
结果为频域中的信道相位φi，k＝2πfkτi的期望离散采样。若必要，可包括待测量的信道振幅βi，k(信道hi，k＝βi，kexp(jφi，k))。此链式方法的优点在于在此不测量源自跳频的局部相位变化。
换句话说，在本发明中，(调制的)多音调信号可被用作跳频信号。基于至少两个载波，接收器中的信号处理器可以通过非相关跳频Thop1、Thop2以顺序方式交替移动。总是存在用作用于与先前(或随后)传送的载波锚定的参考以补偿缺失的相位相干性(即，独立相位)的一个分量1102。
如图1中可见，可以存在遍布于总频带f1至f6上的其它多音调信号103、104、105。以上关于两个多音调信号101、102的示例已解释的所发明的原则对于多个多音调信号101-105是有效的。
每个多音调信号101-105通过至少一个相互子载波与至少一个其它多音调信号101-105链接。例如，第二和第三多音调信号102、103共享第三子载波f3，第三和第四多音调信号103、104共享第四子载波f4，以及第四和第五多音调信号104、105共享第五子载波f5。
在图1示出的示例中，第一多音调信号101的第一和第二子载波1101、1102之间的相对谱距离等于第二多音调信号102的第二和第三子载波1102、1103之间的相对谱距离。
如图1中可见，多音调信号101-105中的每个包括它们各自子载波之间的相同谱距离。
根据示例，接收器用于接收在时域中直接随后于第一多音调信号101的第二多音调信号102。由于第一和第二多音调信号101、102的子载波1101、1102、1103包括相同的谱距离的事实，以及由于两个多音调信号101、102共享一个相互子载波1102的事实，第一和第二多音调信号101、102创建如图1中所示的频率阶梯图案。
如果一个多音调信号及其随后的多音调信号的子载波之间的谱距离可以不是相同的，结果的频率图案将不是完美的频率阶梯。当观察第二多音调信号102和随后的第三多音调信号103时，在图2中示出如此示例。然而，后面将更详细地描述图2。
回头参考图1，已经提及所发明的接收器可用于接收多个跳频多音调信号101-105。
因此，根据示例，所发明的接收器可用于在第三时间段Thop3期间接收携带总无线电信号的第三部分的第三多音调信号103。所述第三多音调信号103包括被同时接收的第三子载波1103和第四子载波1104。接收器还可以用于确定第三和第四子载波1103、1104之间的第三相位差Ф43并使用先前确定的第一、第二和第三相位差Ф21、Ф32、Ф43确定第一和第四子载波1101、1104之间的相位差Ф41。
此示例对于描绘的第四和第五多音调信号104、105也是有效的。通常地说，以上描述的示例对于多个多音调信号可以是有效的。相应地，接收器可用于接收多个如此跳频多音调信号101-105。
根据示例，第一多音调信号101的第一和第二子载波1101、1102之间的相对谱距离等于第二多音调信号102的第二和第三子载波1102、1103之间的相对谱距离并等于第三多音调信号103的第三和第四子载波1103、1104之间的相对谱距离。
相应地，包含在多个多音调信号中的每个中的子载波或单音调之间的谱距离在频域中是相等的，独立于它们在时域中在接收器处的到达时间。也就是说，第一、第二和第三多音调信号101、102、103可以随机地到达接收器。
根据另一示例，接收器可用于在时域中连续地接收第一、第二和第三多音调信号101、102、103，从而直接随后于第一多音调信号101而接收第二多音调信号102，以及直接随后于第二多音调信号102而接收第三多音调信号103。
相应地，第一、第二和第三多音调信号101、102、103被在时间上顺序地或连续地，即一个接一个地接收。
假定多音调信号还包括相同的谱距离，如上所提及的，产生如图1中所示的频率阶梯图案，其中可最佳地利用系统带宽。此示例不限于仅或刚好三个多音调信号，而是对于包括三个或更多个如此多音调信号的多个多音调信号也可以是有效的。
总之，图1示出具有以Δf的恒定谱跳跃距离覆盖整个可用频谱f1-f6的双频率阶梯的信号结构的示例性基础配置。各个跳跃距离Δf＝fm+1-fm刚好对应于K个子载波的距离。相应地，所有音调一起覆盖总频率范围Boverall＝(K-1)Δf+BSignal，其中BSignal为每个子载波上的调制的音调的带宽。此实施例的优点在于：
·通过调谐或去调谐期间的小跳频的以模拟实现(例如，锁相环，PLL)的频率生成电路的短稳定时间；
·跳跃内的音调的恒定距离允许此信号的简单实现；
○在模拟域中，例如，通过混合正弦或余弦信号
○在数字域中，例如，通过交替双极式序列的调制(二进制相位调制，BPSK)或至基础载波(中心频率)的调制，如用于MBOC-信号
·频率的合适选择允许载波和子载波距共同的参考振荡器(共享的基础)的距离的简单偏离；
·用于每个跳频且因此用于模拟实现的最小带宽需求Bsystem＝Bhop＝Δf+BSignal。本发明因此不限于信号生成的描绘的方式。此外，频率阶梯可以以下降或上升方式实现。如果一个多音调信号及其随后的多音调信号的子载波之间的谱距离可以不是相同的，结果的频率图案将不是完美的频率阶梯。当例如观察第二多音调信号102和随后的第三多音调信号103时，在图2中示出如此示例。
特别地，第二多音调信号102包括第二子载波1102和第三子载波1103。第二子载波1102和第三子载波1103之间的谱距离刚好为一个谱频率距离，即，f2和f3之间的距离。
第三多音调信号103包括第三子载波1103和第四子载波1104，如以上参考图1所解释的。然而，与图1的区别在于，第三子载波1103和第四子载波1104之间的谱距离大于一个谱频率距离。特别地，第三子载波1103和第四子载波1104之间的谱距离为两个频率距离，即f3和f5之间的距离。相应地，第四子载波1104位于频率f5处。再一次，在图1中，第四子载波1104位于频率f4处。
由于第三多音调信号103的第三子载波1103和第四子载波1104之间的谱距离不同于第二多音调信号102的第三子载波1103和第二子载波1102之间的谱距离，结果的频率图案可能不是完美的频率阶梯。
通常地，一个多音调信号内的子载波之间的谱距离可遍布于一个或多个频率距离上。例如，第五多音调信号105包括遍布于四个频率距离即从f2-f6的谱频率距离上的两个子载波1102、1106。
根据示例，总频带中的至少三个不同子载波f1、f2、f3之间的谱频率距离是相等的，且包含在一个多音调信号101中的子载波1101、1102之间的相对谱距离为总频带的谱频率距离的整数倍。
然而，在第五多音调信号105处更有趣的是第五多音调信号105没有链接至其直接在先的第四多音调信号104的事实。相反，第五多音调信号105被链接或锚定至第二多音调信号102，因为第二和第五多音调信号102、105相互共享第二子载波1102。
根据另一示例，第一子载波1101的频率f1高于第二子载波1102的频率f2，且第二子载波1102的频率f2高于第三子载波1103的频率f3。
出于这种考虑，将通过参考第四多音调信号104描述另一示例。如图2中可见，在第一、第二、第三和第五多音调信号101、102、103、105中的每个中，包括较高频率的各个单音调用作锚定。然而，在第四多音调信号104中，包括较低频率的单音调1104(相较于1105)用作锚定。
相应地，图2示出包括不均匀跳跃和距离的频率的分布。甚至频率图案可以不均匀地分布在整个所使用的频带上。
至此，已经描述了根据其，共享共同的子载波的多音调信号在时域中被顺序地(即，一个接一个地)接收的示例。
然而，参考图3，示出另一示例，其中链接的多音调信号在不同的时间段被接收且之后被排序。
如图3中可见，第一多音调信号101通过锚定1102，即通过子载波1102被链接至第二多音调信号102。第二多音调信号102通过锚定1103，即通过子载波1103被链接至第三多音调信号103。第三多音调信号103通过锚定1104，即通过子载波1104被链接至第四多音调信号104。第四多音调信号104通过锚定1105，即通过子载波1105被链接至第五多音调信号105。
然而，当在时域中观察时，可见第四多音调信号104在时间上在第一多音调信号101之后被顺序地接收，第三多音调信号103在时间上在第四多音调信号104之后被顺序地接收，第二多音调信号102在时间上在第三多音调信号103之后被顺序地接收，以及第五多音调信号105在时间上在第二多音调信号102之后被顺序地接收。
相应地，第一、第二、第三、第四以及第五多音调信号101-105在时域中被非连续地接收，而是随机地接收。然而，仅在所有的锚定的或链接的多音调信号101-105已被接收时可以计算总相位相干性。
作为示例，为了确定第一子载波1101和第四子载波1104之间的相位差，接收器需要等待第一多音调信号101、链接的第二多音调信号102和链接的第三多音调信号103的到达。
直到那时，即在每个链接的多音调信号101、102、103的接收之后，可以重建总相位相干性。
因此，根据示例，接收器可以用于在时域中非连续地接收第一、第二和第三多音调信号101、102、103，从而以随机序列接收多音调信号101、102、103。接收器还可用于在第一、第二和第三多音调信号101、102、103的接收之后确定第一和第四子载波1101、1104之间的相位差。
如图3中还可见，可以以时间上非严格的顺序方式创建频率阶梯，但其可以与图3中示出的顺序偏离，从而之后(即，仅在重排序之后)发生相位的链接或锚定。然而，在此情况下，在中心频率的合成期间的较短的稳定时间的优点可能不再适用。
不同使用的载波序列的优点可以是待被定位的多个发送器[timor82]的可能的时间上并行多用户操作(多访问)，例如对于空间内的多个蓝牙小区，具有记录全频带的宽带接收器，用于用户和传播延迟的随后检测。
图4示出另一示例，其中所有的以上描述的多音调的示例被一起示出在一个频率图案中。
特别地，第一多音调信号101可以包括第一子载波1101(在f5处)和第二子载波1102(在f6处)。
第二多音调信号102可以包括第二子载波1102(在f6处)和第三子载波1103(在f1处)。
第三多音调信号103可以包括第三子载波1103(在f1处)和第四子载波1104(在f2处)。
第四多音调信号104可以包括第三子载波1103(在f1处)和第五子载波1105(在f5处)。
第五多音调信号105可以包括第四子载波1104(在f2处)和第二子载波1102(在f6处)。
相应地，第五多音调信号105在两侧被锚定，即，第五多音调信号105与第三多音调信号103共享其子载波的一个，即子载波1104，与第二多音调信号102共享另一个子载波1102。
图4示出本发明的另一方面。根据此另一方面，所发明的接收器可用于固定地或适应性地忽略至少一个子载波。
如图4中可见，多音调信号101-105中的每个可包括遍布于总频谱的频率范围上的子载波。然而，频率f3和频率f4并未被占用。换句话说，这些子载波没有携带任何信号部分或信息。
因此，这些子载波，即频率f3和f4被选作无信号子载波，在其上接收器接收不到任何多音调信号。
根据示例，接收器可用于选择总频带内f1-f6的至少一个子载波f3、f4作为无信号子载波，在其上接收器接收不到任何多音调信号。
根据另一示例，接收器可用于在接收总无线电信号的多音调信号之前选择无信号子载波f2、f3，或接收器可在无线电信号的接收期间，即在操作期间适应性地选择无信号子载波f2、f3。
图2、3和4中示出的不均匀图案允许谱的选择性地适应性使用，如图4中示例性地所示。其中，忽略频率范围f3-f4(或若干个频率范围)。这可以提前确定，或可以在操作期间适应性地确定。条件为：
·在高谱覆盖的情况下保持信道利用率低
·忽略具有已知或测量的干扰的子载波
·对于传输信道的适应性修改
○对于主导直接路径-跳频集中到带边缘
○在高多路径传播的情况下的谱的均匀覆盖
适应性修改可以基于不同标准实现：
○发送器的信道测量
○接收器的测量
如果模拟系统带宽受限，从而第一子载波和第二子载波的联合同时传输对桥接(bridge)忽略的子载波是不可行的，那么接收器可以以两个独立谱部分为基础进行进一步处理(例如，到达时间估计)。这丢失联合相位信息，且因此丢失全宽带增益，但仍增大任意信道估计如相位、幅度和ToAs的分辨率和准确率。
完全不估计ToA而直接利用来自多个接收器的估计的信道相位来关于到达的相位差的立场做结论也是可行方案。
双侧链接或锚定，如针对图4中的以上提及的第五多音调信号105所示，通常扩大锚定的可靠性。然而，归因于等式系统的过确定性应避免此。
图5显示示出根据本发明的方法的框图，该方法与上述示例相关。
在块501中，在第一时间段期间接收携带无线电信号的第一部分的第一多音调信号，所述第一多音调信号包括被同时接收的第一和第二子载波。
在块502中，确定第一和第二子载波之间的第一相位差。
在块503中，在第二时间段期间接收携带无线电信号的第二部分的第二多音调信号，所述第二多音调信号包括被同时接收的第二和第三子载波。
在块504中，确定第二和第三子载波之间的第二相位差。
在块505中，使用第一和第二相位差确定第一和第二子载波之间的第三相位差。
图6中示出所发明的接收器的另一示例。虽然先前描述的实施例示出其中不同或随机子载波可被选作链接子载波或锚点的示例，图6的示例使用相同的子载波作为用于锚定或链接多音调中的每个的锚。
如可见，第一多音调信号101包括第一和第二子载波1101、1102。
第二多音调信号102包括第三子载波1103以及用作锚的第一子载波1101。
第三多音调信号103包括第四子载波1104以及用作锚的第一子载波1101。
第四多音调信号104包括第五子载波1105以及用作锚的第一子载波1101。
第五多音调信号105包括第六子载波1106以及用作锚的第一子载波1101。
根据此方面，本发明涉及用于接收携带信息的无线电信号的接收器，无线电信号包括具有至少三个不同子载波f1、f2、f3的总频带f1-f6。接收器还用于在第一时间段Thop1期间接收携带无线电信号的第一部分的第一多音调信号101，所述第一多音调信号包括被同时接收的第一和第二子载波1101、1102。
所发明的接收器还用于确定第一和第二子载波1101、1102之间的第一相位差Ф21。
所发明的接收器还用于在第二时间段Thop2期间接收携带无线电信号的第二部分的第二多音调信号102，所述第二多音调信号102包括被同时接收的第一子载波1101和第三子载波1103。
根据本发明，接收器还用于确定第一和第三子载波1101、1103之间的第二相位差Ф31。
如上所提及的，多音调信号101-105中的每个包括至少两个单音调或子载波，其中至少一个子载波1101包含在多音调信号101-105中的每个中。相应地，被所有的多音调信号101-105共享的该一个子载波1101用作锚，用于相干性地对准多音调信号内包含的各个其它单音调的相位。
子载波f1-f6之间的谱频率距离是相等的。此外，包含在多音调信号101-105中的每个中的第二单音调或子载波顺序地从一个子载波跳跃至随后的子载波。例如，第一多音调信号101包括具有频率f2的子载波1102，第二多音调信号102包括具有频率f3的子载波1103，第三多音调信号103包括具有频率f4的子载波1104等等。
根据示例，总频带f1-f6中的至少三个不同子载波f1、f2、f3之间的谱频率距离是相等的。此外，第一多音调信号101中包含的第一和第二子载波1101、1102之间的相对谱距离与第二多音调信号102中包含的第一和第三子载波1101、1103之间的相对谱距离相差刚好一个谱子载波距离。
根据图6中示出的示例，所发明的接收器可用于不仅接收两个多音调信号还接收多个所述多音调信号101-105。
根据示例，接收器可用于在第三时间段Thop3期间接收携带无线电信号的第三部分的第三多音调信号103，所述第三多音调信号103包括被同时接收的第一子载波1101和第四子载波1104。接收器还可用于确定第一和第四子载波1101、1104之间的第三相位差Ф41。
此示例可扩展至多个多音调信号，即以上示例不限于仅或刚好三个不同的多音调信号。
如上所提及的，包含在顺序接收的多音调信号101-105的一个内的单音调的谱距离常常延伸刚好一个频率距离。换句话说，两个顺序接收的多音调信号之间的跳跃距离对应于遍布于总频带上的子载波f1-f6之间的谱距离。
因此，产生如图6中示出的单频率阶梯图案。其被称为单频率阶梯图案，因为仅单个音调变化，而在以上参考图1-4描述的示例中，两个单音调变化，且因此被称为双频率阶梯图案。
产生单频率阶梯图案，因为(在时域中)顺序接收的多音调信号中的每个的跳跃距离(在频域中)是相等的。作为示例，可以说在时域中，在第一和第三多音调信号101、103之间接收第二多音调信号102。而在频域中，包含在第二多音调信号102中的第三子载波1103位于包含在第一多音调信号101中的第二子载波1102与包含在第三多音调信号103中的第四子载波1104之间。
因此，根据示例，接收器可用于在时间上顺序地一个接一个地接收第一、第二和第三多音调信号101、102、103，其中在频域中第三子载波1103位于第二和第四子载波1102、1104之间，从而接收器以上升或下降的频率阶梯图案接收多音调信号101、102、103。
总之，图6示出根据其通过一个中心频率(在此：f1)发生链接或锚定的信号生成的另一可能性。此中心频率可以，但并非必须位于所使用的频带的边界处。相较于先前描述的信号生成方法，可需要接收器和发送器中的宽带无线电前端或多信道前端。
如果频率图案并未以顺序阶梯图案实现，这也适用，如示出本发明的另一示例的图7中所示。此示例类似于以上参考图6描述的示例。然而，此处的区别在于，多个多音调信号101-105的各个第二单音调遍布在频谱f1-f6上。
如可见，在时域中直接连续地，即顺序地一个接一个地接收第一多音调信号101、第二多音调信号102和第三多音调信号103。
然而，包含在一个多音调信号内的单音调的谱距离在每个跳频之间变化。
因此，根据示例，总频带f1-f6中的至少三个不同子载波f1、f2、f3之间的谱子载波距离是相等的，但第一多音调信号101中包含的第一和第二子载波1101、1102之间的相对谱距离与第二多音调信号102中包含的第一和第三子载波1101、1103之间的相对谱距离相差多于一个谱子载波距离。
因此，接收器可以不接收频率阶梯图案而接收随机化频率图案。可以说，不用做锚的单音调遍布于总频带f1-f6上。
多音调信号的相应第二单音调可以到达接收器的顺序因此可被视为是可变的。
换句话说，根据另一示例的接收器可用于在时域中直接连续地，即顺序地一个接一个地接收第一、第二和第三多音调信号101、102、103，其中在频域中第四子载波1104位于第二和第三子载波1102、1103之间。
针对图7中描绘的第一、第二和第三多音调信号101、102、103示出如此示例。
然而，根据所附权利要求，图6中描绘的第三、第四和第五多音调信号也可被视为第一、第二和第三多音调信号。
然后，根据此示例，接收器可用于在时域中直接连续地，即顺序地一个接一个地接收第一、第二和第三多音调信号103、104、105，其中在频域中第二子载波1104位于第三和第四子载波1105、1106之间。
通常地，所有的上述示例的多音调信号101-105在时域中可以以保护时间段Tguard分隔开。
频率合成的稳定时间可确定保护间隔Tguard。快速稳定时间允许快速切换以及较佳的信道利用率。保护间隔的选择可以是可变的，但并不能够低于稳定时间。此外，保护间隔的对应时长对于接收器应是已知的。
图8显示示出根据本发明的方法的框图，该方法与上述示例相关。
在块801中，在第一时间段期间接收携带无线电信号的第一部分的第一多音调信号，所述第一多音调信号包括被同时接收的第一和第二子载波。
在块802中，确定第一和第二子载波之间的第一相位差。
在块803中，在第二时间段期间接收携带无线电信号的第二部分的第二多音调信号，所述第二多音调信号包括被同时接收的第一和第三子载波。
在块804中，确定第一和第三子载波之间的第二相位差。
在以上提及的示例中，多音调信号101-105包括两个子载波。然而，本发明也覆盖包括三个或更多个子载波的多音调信号。图9中示出具有三个子载波的多音调信号的示例。
多音调信号中的每个共享至少一个子载波，通过该至少一个子载波，多音调信号被彼此链接以按照与上述方式相同的方式确定相位相干性。在图9中通过引用为“相位锚定”的箭头示出相互共享的子载波中的每个之间的链接。如前提及的，所发明的原则也适用于包括多于两个单音调或子载波的多音调信号。
定位
如上提及的，所发明的原则允许使用多音调信号101-105在跳频方法中的接收的无线电信号的相位相干性的重建。
相位相干性可被，例如，进一步用于无线通信网络内接收器或发送器的定位目的，如图13A、13B、14和15中所示。
图13A示出无线通信网络，其中所发明的接收器可为节点。
特别地，图13A示出包括在LTE网络的情形下也被称为eNodeB或eNB的三个基站1301、1302、1303的无线通信网络1300。
无线通信网络1300还可包括用户设备1304，简称为UE，其可以为移动设备，如智能手机、笔记本、平板电脑等。
图13A和13B之间的区别是通信的方式。也就是说，在图13A中，节点1301、1302、1303、1304在上行链路中通信，即，UE 1304为发送器而基站1301、1302、1303作为接收器工作。
在图13B中，节点1301、1302、1303、1304在下行链路中通信，即，UE 1304为接收器而基站1301、1302、1303作为发送器工作。
根据示例，本发明还提供包括前述权利要求中的一个的接收器1301、1302、1303、1304和发送器1301、1302、1303、1304的无线通信网络1300。
对于UE 1304的空间位置检测的目的，如果UE 1304如图13B中所示地工作在下行链路中，这是有利的。也就是说，UE 1304用作所发明的接收器，而基站1301、1302、1303用作发送器。例如，发送器1301、1302、1303可传送类PRS信号。
根据本发明的示例，无线通信网络1300可工作在下行链路模式，其中接收器为移动终端(UE)1304且发送器(eNB1-eNB3)为基站1301、1302、1303，且其中无线通信网络1300使用基于IFFT(逆快速傅里叶变换)的无线电信号。相位不确定性然后可通过(主动跳跃的)接收器确定。
为了提供精确位置检测，跳频无线电发送器的无线电定位应利用跳频无线电信号的整个带宽，以实现高准确率和鲁棒性。为了实现此目标，遍及每个且每一频率，无线电信号关于其相位需是相干的。另外，例如，通过本发明提出的校准，相位的相干性应该是至少可产生或可重建的。然而，为此期望最小工作量。
图14示出与以上参考图13描述的无线通信网络类似的无线通信网络1400。然而，在此示例中，多个发送器1401、1402以及多个接收器1403、1404、1405存在于网络1400中。如前提及的，取决于无线通信网络1400的模式(下行链路或上行链路)，UE和基站可用作发送器或接收器。
根据本发明，发送器变体和接收器变体的以下示例是可想象的。
发送器变体：
1)利用正弦混频器模拟地生成多音调
2)利用正弦混频器数字地生成多音调
3)利用离散傅里叶变换(DFT)数字地生成多音调
4)利用调制(关于MBOC-信号或Hadamard-序列的谱转换)数字地生成多音调
5)利用两个发送器链的生成，其中一个发送器链发送而另一个发送器链被去调谐，以最小化保护间隔时间Tguard
6)每跳频的多音调信号的数目为2
7)每跳频的多音调信号的数目大于2
8)多用户干扰的减小
接收器变体：
1)利用一个天线
a.利用覆盖谱的全体Boverall的宽带接收器(基站实现；源自发送器的相位不确定性)
i.利用数字数值频率合成和数字混频器的进一步处理
ii.利用DFT的进一步处理
b.利用覆盖音调的最大距离加上被调制至音调的信号的带宽(包括预留)的窄带接收器(简单的标签/UE实现；源自接收器和发送器的相位不确定性)。此接收器应该可调谐至不同中心频率
c.利用两个窄带接收器链，如在b)中，从而一个接收器链可被去调谐用于下一跳跃而另一个接收器链接收跳跃
d.利用每同时音调的一个窄带接收器链。这些接收器链中的每个包括比被调制至音调的信号的带宽大的带宽。接收器链可以相干性地实现(可以通过校准)。取决于音调-星座，接收器链可以是依赖于彼此(图1和图3)或单独地，即独立于彼此(所有的剩余附图)可调谐的
e.相比于同时的音调利用更多的窄带接收器。智能选择减少必要跳跃的数目。如果相比于同时的音调，存在多于两倍数目的接收器链，则第一半接收器链可被去调谐用于下一跳跃而第二半接收器链接收跳跃
2)利用M个天线元件的分组天线
a.利用覆盖谱的全体Boverall的M个相干链的宽带接收器
i.利用数字数值频率合成和数字混频器的进一步处理
ii.利用DFT的进一步处理
b.利用包括M个链的相干窄带接收器，接收器覆盖音调的最大距离加上被调制至音调的信号的带宽(包括保留)。接收器链应该可调谐至不同中心频率
仅通过非穷举且非限制的示例，下面的方法可被用于基于已根据上述的所发明的原则重建的相位相干性的无线通信网络内的所发明的接收器的定位。
基于时间差的位置检测
重建的相位相干性可被用于TDoA(到达时间差)的基于相位(相对)估计或同步目的。这类似于高精度卫星导航而发生。根据实时动力学方法(RTK)，特别地考虑相对相位(如二重差分)。这也可被称为到达相位差。对于二维位置检测，需要至少四个空间分布的同步的接收器。
用于所发明的原则的另一应用为入射角的宽带估计，即DoA(到达方向)的估计，相较于窄带变体，这允许多路径的更好的分辨率。对于DoA，具有包括M＞1个天线元件的分组天线的接收器是必要的，天线元件将被相互地处理。有利地(但并非必要地)，接收器路径是与其相干的。利用DoA的可能方法可以是，例如，协方差-波束形成(或Bartlett-波束形成)[krim96]，Capon的方法[capon83]，MUSIC-算法[schmidt86a]或ESPRIT-算法[roy89]。
利用实现的信号数据(或相位)的这两种方法的组合可以是ToA(或TDoA)和DoA的共同估计，也被称为联合角度和延迟估计(JADE)[vanderveen07]，如SI-JADE[vanderveen07]或如2D-MUSIC[schmidt86]。
本发明还用在用于直接位置检测(直接定位)的方法中，其中可从接收和采样的信号直接确定发送器的位置，类似于以上提及的RTK-方法。可使用同步的接收器与单独天线或分组天线的组合。
基带信号sk(t)与频率fk混合并经由信道被发送作为高频率信号sHF，k(t)＝s(t)exp(j2πfkt)exp(jφTXLO，k)。用于载波合成的自由运行的振荡器的相位φTXLO，k＝φTXLO+φfk因此是任意的。对于同时发送的载波信号，相位由共同相位项φTXLO和定义的频率相依部分φfk组成。在接收器i处，将初步存在具有运行时延迟τi和噪声项wHF(t)的以下结果rHF，i，k(t)＝βi，k·exp(j(2πfk(t-τi)+φTXLO，k))·s(t-τ)+wHF(t)。在混合基带与本地生成的载波振荡exp(j(φRXLO，i，k-2πfkt))之后，结果为ri，k(t)＝βi，k·exp(j(φTXLO，k-φRXLO，i，k-2πfkτi))·s(t-τi)+w(t)，其中，w(t)为结果的白噪声过程。局部相位φRXLO，i，k附加地由频率独立相位φRXLO，i和定义的部分φfk组成。
因此，在多载波信号的信号处理的情况下，该信号处理可被模拟地限定为信号生成，共同的不可分割的载波相位φLO，ki＝φTXLO，k-φRXLO，ki＝φTXLO-φRXLO，i＝φLO，i为频率独立的。相应地，仅部分-2ππfi，kτi带来相位至接收信号ri(t)＝βi，k·exp(jφi，k)·s(t-τ)+w(t)的频率依赖，其然后可被写成φi，k＝φi-2πfkτ。因此，从音调的相位差
Figure BDA0002043540380000191
可以模糊地推论延迟或距离
Figure BDA0002043540380000192
然而，对于非同步发送器和接收器，它由两项组成：除了用于波传播的时长的项τprop，i＝di/c0，还考虑局部时间的差ΔTi＝TRXi-TTX。
TDOA-系统利用同步的接收器的运行时延迟的差(即，ΔTi＝ΔT)以检测位置。对于两个接收器i1和i2，从距离的差产生双曲线，其中每个可能点位于所述双曲线上。这也可通过二重差分映射到相位上：
Figure BDA0002043540380000193
还利用模糊关系：
Figure BDA0002043540380000194
这导致(参数n附近)的大量双曲线。
通过求解
Figure BDA0002043540380000195
而创建双曲线。
由于相位测量
Figure BDA0002043540380000196
是非常嘈杂的，杠杆
Figure BDA0002043540380000197
应尽量大。然而，模糊的实际分辨率需要大拍频波长
Figure BDA0002043540380000198
然而，这可通过使用具有用于模糊的分辨率的低最小距离并具有用于准确率的大最大距离的多于两个载波频率来避免，如图10中对三个频率所示。
此外，多路径传播干扰相位的直接导出。平衰减根据
Figure BDA0002043540380000199
导致传播路径的重叠，因此导致接收器i处的任意相位。单个路径延迟τi，l导致以φi，k，l表示的频率fk上的重叠的相位斜坡。它们可以根据以上提及的方法(协方差-波束形成，MUSIC[schmidt83]以及ESPRIT[roy89])与频率估计值分离。在合适的时候，谱平滑和/或前向-后向-平均可以是有用的或甚至必要的。同样在此情形下，可以有帮助的是使用多个载波相位差用于估计AoA。对于每个接收器路径通常有效的是，可用载波相位K或差的数目确定可求解的多路径L的数目(参数的数目K＞L，即观察的数目)。此外，总带宽确定分离和估计的准确率。
然而，多个同时的测量是必要的。然而，仅可以相当高的花费和电流消耗生成宽带信号。因此，期望利用窄带信号的顺序测量。
纯粹的跳频方法可具有如下缺点，在大多数收发器中，新相位ΦTXLO，k和ΦRXLO，k随机地出现在重调谐至新频率fk的期间，从而不再能够正确地分析相位关系。
本发明解决此方面，因为跳频发送器在若干个子载波处同时发送两个信号。在此，当在两个跳频间隔中发送子载波的至少一个时，可以以准相干方式相互地分析两个随后跳频的相位差。相互子载波因此其锚定或链接相位关系的作用。对于多于两个跳频间隔，可以生成多个基本上链式测量。
exp(jΔφi，11)＝1
exp(jΔφi，12)＝exp(j(φi，2-φi，1))
exp(jΔφi，13)＝exp(jΔφi，23)exp(jΔφi，12)＝exp(j(φi，3-φi，2))exp(j(φi，2-φi，1))
exp(jΔφi，14)＝exp(jΔφi，34)exp(jΔφi，23)exp(jΔφi，12)＝exp(jΔφi，24)exp(jΔφi，12)
…
结果为频域中的信道相位的期望离散采样。若必要，可包括待测量的信道振幅βi，k。此链式方法的优点在于在此不测量源自跳频的局部相位变化。
当在接收器i1和i2处可使用相位的二重差分
Figure BDA0002043540380000201
时，锚定一个单音调可被忽略，从而在带宽上利用相位差。类似于宽巷化[blewitt89]，波长
Figure BDA0002043540380000202
确定可求解的模糊，然后可利用Lambda-方法[teunissen97]对其进行分析。借助参考发送器的校准然后将基于三重差分。
不利地是，在多个音调的情形下误差可累计。此外，可能可用的幅度信息可能丢失。然而，幅度包含信息的重要部分，特别在多路径情景下。它可根据：
Figure BDA0002043540380000211
Figure BDA0002043540380000212
Figure BDA0002043540380000213
Figure BDA0002043540380000214
…
而被相对地记录，如相位一样。随后它可与相对相位一起被用于角度估计，已如上所提及地确定相对相位。然而，在此情形下也示出均值误差平方的增加的相同缺点(在此在乘积中)。
为了减小重叠的数目以及因此的误差的增大，当计算相对相位和相对幅度时，谱的中间范围中的音调应被用作参考。
当接收器或其各自的天线的一些紧密地系成一条线时，从其产生角度估计值。为此，多载波方法帮助解决多路径。
用于两载波信号的总接收信号产生自L个接收的单信号。它们也可以是发送信号的多路径的部分。在时间n的第i个接收器的接收信号的向量对于两个音调被给定为
Figure BDA0002043540380000215
其中，
Figure BDA0002043540380000216
为具有维度(M×L)(M个天线，L个路径)的方向矩阵。Bi，k为在其对角线上具有单个传播路径的第k个子载波的频道增益的(L×L)对角矩阵，如接收相位矩阵Φi，k＝diag(φi，k，0，...φi，k，L-1)。这些载波相位在接收天线的情形下导致φi，k，l＝2πfkτi，l+φi，l。信道路径的到达角包含在θi＝(θ0，...θL-1)T中。
在共同带宽中，可近似
Figure BDA0002043540380000217
方向矩阵
Figure BDA0002043540380000218
的依赖对于高带宽较大，从而它们不应被假定是相等的。
如上所述，可基于多音调信号的链接在非相干跳频上扩展带宽。然后可在所有频率音调上以准相干方式估计到达角度，例如借助MUSIC[schmidt83]，ESPRIT[roy89]，Matrix Pencil[Yilmazer10]或其他方法。在s1，n和s2，n中的调制消除(未调制的s0，n)之后且在相对相位的消除之后，以上提及的区块对角化扩展的方向矩阵(仅用于直接路径)可被组合至子矩阵的重要部分(位于对角线上)，
Figure BDA0002043540380000221
两个频率部分的相位差
Figure BDA0002043540380000222
之后对于每个多路径(其中，l＞0)更随机地分布在[0，2π]中，τi，0更不同于τi，l，
Figure BDA0002043540380000223
更不同于
Figure BDA0002043540380000224
借助于在此提出的用于链接跳频信号的所发明的方法，这可被扩展至多于两个音调，从而非直接接收路径τi，l＞τi，0中的每个的影响对于方向估计将(统计地)降低，即它们将平均地被较低的加权。
相应地，对于P个音调的开始等式将是：
Figure BDA0002043540380000225
从而它导致
Figure BDA0002043540380000226
可假定其它相位部分是已知的，即它们在到达角度的估计中被消掉。
另一(但根据以上考虑，直接)扩展可以为角度和延迟的组合估计。利用所实现的延迟，可在若干个测量节点处执行TDoA-方法，从而可从到达时间(双曲线)和到达角度(波束)的差的组合估计位置，如图11中所示。为了实现此，需要具有至少一个天线元件的至少一个其它同步的接收器。
直接位置计算
其中可使用本发明的另一应用为直接位置估计方法，如在[weiss05]或[hadaschik15]中所述。使用多个相干音调的可能性允许大体较高的准确率。数学模型并非不同于多音调估计。图12示出通过添加用于基于空间MUSIC-谱[hadaschik15]的直接位置估计的相干频率音调可实现的增益。具有六个天线元件的两个角度估计接收器位于(0，-10)以及(0，10)处。通过添加一个相干音调，(模糊)距离是可提取的。其间的一个其它频率音调已消除许多模糊并锐化角度谱。
无线通信网络内的节点的同步
上述发明原则还被用于同步无线通信网络或无线通信子网络内的节点。这些待被同步的节点可以是根据本发明的接收器或发送器。
总之，本发明可被用于，例如，也可用于遥测发送器的(相对)窄带发送器的定位。一些关键字为：
·智能计量
·物联网
·LTE/5G
○NB-IOT(LTE-窄带IOT)
○MTC(LTE-机器类型通信)
○mMTC(5G-大型机器类型通信)
这些系统通常共同具有高范围和大信号扩展。
可从若干个基站接收如以上提及设计的遥测信号。如果它们是同步的，或如果它们的时间偏移可被确定或补偿，可以利用具有每服务扇区一个天线的至少三个基站计算二维位置(即，平面中的位置)。对于具有每扇区多于一个天线的基站，方向估计(到达方向，DoA)也可被视为用于位置检测。
尽管已经在装置的上下文中描述了一些方面，清楚的是，这些方面也表示相应方法的描述，其中块或设备对应于方法步骤或方法步骤的特征。与其类似地，在方法步骤的上下文中描述的方面也表示相应装置的相应块或项或特征的描述。
依据某些实施需求，可以在硬件或软件中实施本发明的实施例。可以使用具有电子可读控制信号存储于其上的数字存储介质(例如云存储、软盘、DVD、蓝光光盘、CD、ROM、PROM、EPROM、EEPROM或FLASH存储器)执行该实施以执行各个方法，电子可读控制信号与(或能够与)可编程计算机系统协作。因此，数字存储介质可以是计算机可读的。
根据本发明的一些实施例包括具有能够与可编程计算机系统协作以执行本文描述的方法中的一个的电子可读控制信号的数据载体。
通常，本发明的实施例可以被实施为具有程序代码的计算机程序产品，程序代码可操作以在计算机程序产品在计算机上运行时执行方法中的一个。程序代码可以存储在例如机器可读载体上。
其他实施例包括用于执行本文描述的方法中的一个的计算机程序，所述计算机程序存储在机器可读载体上。换言之，所发明的方法的实施例因此是一种计算机程序，其具有用于当计算机程序在计算机上运行时执行本文描述的方法中的一个的程序代码。
因此，所发明的方法的另一实施例是数据载体(或数字存储介质或计算机可读介质)，包括记录于其上的用于执行本文描述的方法中的一个的计算机程序。因此，所发明的方法的另一实施例是数据流或信号序列，其表示用于执行本文描述的方法中的一个的计算机程序。例如，数据流或信号序列可以用于经由数据通信连接(例如经由互联网)被传输。另一实施例包括处理构件，例如计算机或可编程逻辑设备，其用于或适于执行本文描述的方法中的一个。另一实施例包括其上安装有用于执行本文描述的方法中的一个的计算机程序的计算机。
在一些实施例中，可编程逻辑设备(例如，现场可编程门阵列)可用于执行本文描述的方法的一些或全部功能。在一些实施例中，现场可编程门阵列可以与微处理器协作以执行本文描述的方法中的一个。通常，优选地由任何硬件装置执行方法。
上述实施例仅表示本发明的原理的说明。应当理解的是，本文中描述的布置和细节的修改和变形对于本领域技术人员来说是显而易见的。因此，意图是本发明仅受所附权利要求的范围限制，而不受借助于本文中的实施例的描述和解释而呈现的具体细节的限制。

Claims (31)

1.一种用于通过跳频方法接收携带信息的无线电信号的接收器，所述无线电信号包括具有至少三个不同子载波f1、f2、f3的总频带f1至f6，
其中所述接收器还用于：
在第一跳频间隔Thop1期间接收携带所述无线电信号的第一部分的第一多音调信号(101)，所述第一多音调信号包括被同时接收的第一子载波和第二子载波(1101、1102)；
确定所述第一多音调信号(101)的所述第一子载波和所述第二子载波(1101、1102)之间的第一相位差Ф21＝Ф2-Ф1；
在第二跳频间隔Thop2期间接收携带所述无线电信号的第二部分的第二多音调信号(102)，所述第二多音调信号(102)包括被同时接收的所述第一子载波和所述第二子载波(1101、1102)中的一个和第三子载波(1103)；
确定所述第二多音调信号(102)的所述第一子载波和所述第二子载波(1101、1102)中的一个和所述第三子载波(1103)之间的第二相位差Ф32＝Ф3-Ф2；以及
通过链接所述第一多音调信号和所述第二多音调信号(101、102)的相位差Ф21和Ф32重建所述无线电信号的相位相干性。
2.根据权利要求1所述的接收器，其中所述无线电信号包括多个多音调信号(101至105)，其中每个多音调信号(101至105)通过至少一个相互子载波f1至f6与至少一个其它多音调信号(101至105)链接。
3.根据权利要求1所述的接收器，其中所述第一多音调信号(101)的至少第一子载波和第二子载波(1101、1102)包括传输的点和时间处的已知相位关系。
4.根据权利要求1所述的接收器，其中所述第一多音调信号(101)的所述第一子载波和所述第二子载波(1101、1102)之间的相对谱距离等于所述第二多音调信号(102)的所述第二子载波和所述第三子载波(1102、1103)之间的相对谱距离。
5.根据权利要求1所述的接收器，其中所述接收器用于在时域中直接随后于所述第一多音调信号(101)接收所述第二多音调信号(102)。
6.根据权利要求1所述的接收器，其中所述接收器用于在第三跳频间隔Thop3期间接收携带所述无线电信号的第三部分的第三多音调信号(103)，所述第三多音调信号(103)包括被同时接收的所述第三子载波和第四子载波(1103、1104)，其中所述接收器还用于确定所述第三子载波和所述第四子载波(1103、1104)之间的第三相位差Ф43＝Ф4-Ф3以及使用所述第一相位差、所述第二相位差以及所述第三相位差Ф21、Ф32、Ф43确定所述第一子载波和所述第四子载波(1101、1104)之间的相位差。
7.根据权利要求6所述的接收器，其中所述第一多音调信号(101)的所述第一子载波和所述第二子载波(1101、1102)之间的相对谱距离等于所述第二多音调信号(102)的所述第二子载波和所述第三子载波(1102、1103)之间的相对谱距离并等于所述第三多音调信号(103)的所述第三子载波和所述第四子载波(1103、1104)之间的相对谱距离。
8.根据权利要求6所述的接收器，其中所述接收器用于在时域中连续地接收所述第一多音调信号、所述第二多音调信号以及所述第三多音调信号(101、102、103)，以使得直接随后于所述第一多音调信号(101)接收所述第二多音调信号(102)以及直接随后于所述第二多音调信号(102)接收所述第三多音调信号(103)。
9.根据权利要求6所述的接收器，其中所述接收器用于在时域中非连续地接收所述第一多音调信号、所述第二多音调信号以及所述第三多音调信号(101、102、103)，以使得在随机序列中接收多音调信号(101、102、103)，且其中所述接收器用于在所述第一多音调信号、所述第二多音调信号以及所述第三多音调信号(101、102、103)的接收之后确定所述第一子载波和所述第四子载波之间的相位差。
10.根据权利要求1所述的接收器，其中所述总频带f1至f6中的至少三个不同子载波f1、f2、f3之间的谱频率距离是相等的，且其中包含在一个多音调信号(101至105)中的子载波(110x)之间的相对谱距离为所述总频带f1至f6的谱频率距离的整数倍。
11.根据权利要求1所述的接收器，其中所述第一子载波(1101)的频率f1高于所述第二子载波(1102)的频率f2，且其中所述第二子载波(1102)的频率f2高于所述第三子载波(1103)的频率f3。
12.根据权利要求1所述的接收器，其中所述接收器用于选择所述总频带f1至f6中的至少一个子载波f3、f4作为无信号子载波，在所述无信号子载波上所述接收器接收不到任何多音调信号。
13.根据权利要求12所述的接收器，其中所述接收器用于在接收所述无线电信号之前选择所述无信号子载波f3、f4，或在所述无线电信号的接收期间适应性地选择无信号子载波f3、f4。
14.根据权利要求1所述的接收器，其中所述总频带f1至f6中的至少三个不同子载波f1、f2、f3之间的谱频率距离是相等的，且其中包含在所述第一多音调信号(101)中的所述第一子载波和所述第二子载波(1101、1102)之间的相对谱距离与包含在所述第二多音调信号(102)中的所述第一子载波和所述第三子载波(1101、1103)之间的相对谱距离相差刚好一个谱子载波距离。
15.根据权利要求1所述的接收器，其中所述总频带f1至f6中的至少三个不同子载波f1、f2、f3之间的谱子载波距离是相等的，且其中包含在所述第一多音调信号(101)中的所述第一子载波和所述第二子载波(1101、1102)之间的相对谱距离与包含在所述第二多音调信号(102)中的所述第一子载波和所述第三子载波(1101、1103)之间的相对谱距离相差多于一个谱子载波距离。
16.根据权利要求14所述的接收器，其中所述接收器用于在第三跳频间隔Thop3期间接收携带所述无线电信号的第三部分的第三多音调信号(103)，所述第三多音调信号(103)包括被同时接收的所述第一子载波和第四子载波(1101、1104)，且其中所述接收器还用于确定所述第一子载波和所述第四子载波(1101、1104)之间的第三相位差Ф41＝Ф4-Ф1。
17.根据权利要求16所述的接收器，其中所述接收器用于在时间上顺序地一个接一个地接收所述第一多音调信号、所述第二多音调信号以及所述第三多音调信号(101、102、103)，其中所述第三子载波(1103)在频域中位于所述第二子载波和所述第四子载波(1102、1104)之间，以使得所述接收器以上升或下降的频率阶梯图案接收多音调信号(101、102、103)。
18.根据权利要求16所述的接收器，其中所述接收器用于在时域中在时间上顺序地一个接一个地接收所述第一多音调信号、所述第二多音调信号以及所述第三多音调信号(101、102、103)，其中在频域中，所述第三多音调信号(103)的所述第四子载波(1104)位于所述第一多音调信号(101)的所述第二子载波(1102)与所述第二多音调信号(102)的所述第三子载波(1103)之间，或其中所述第一多音调信号(101)的所述第二子载波(1102)位于所述第二多音调信号(102)的所述第三子载波(1103)与所述第三多音调信号(103)的所述第四子载波(1104)之间。
19.根据权利要求1所述的接收器，其中通过保护时间段Tguard在时域中分隔开多音调信号。
20.一种用于通过跳频方法接收携带信息的无线电信号的方法，所述无线电信号包括具有至少三个不同子载波f1、f2、f3的总频带f1至f6，所述方法包括：
在第一跳频间隔Thop1期间接收携带所述无线电信号的第一部分的第一多音调信号(101)，所述第一多音调信号(101)包括被同时接收的第一子载波和第二子载波(1101、1102)；
确定所述第一多音调信号(101)的所述第一子载波和所述第二子载波(1101、1102)之间的第一相位差Ф21＝Ф2-Ф1；
在第二跳频间隔Thop2期间接收携带所述无线电信号的第二部分的第二多音调信号(102)，所述第二多音调信号(102)包括被同时接收的所述第一子载波和所述第二子载波(1101、1102)中的一个和第三子载波(1103)；
确定所述第二多音调信号(102)的所述第一子载波和所述第二子载波(1101、1102)中的一个和所述第三子载波(1103)之间的第二相位差Ф32＝Ф3-Ф2；以及
通过链接所述第一多音调信号和所述第二多音调信号(101、102)的相位差Ф21和Ф32重建所述无线电信号的相位相干性。
21.根据权利要求20所述的方法，其中所述无线电信号包括多个多音调信号(101至105)，其中每个多音调信号通过至少一个相互子载波f1至f6与至少一个其它多音调信号(101至105)链接。
22.根据权利要求20所述的方法，其中所述第一多音调信号(101)的至少第一子载波和第二子载波(1101、1102)包括传输的点和时间处的已知相位关系。
23.一种非暂时性计算机程序产品，包括存储指令的计算机可读介质，当所述指令在计算机上执行时，执行根据权利要求20所述的方法。
24.一种无线通信网络(1300，1400)，包括根据权利要求1所述的接收器(1301至1304)以及发送器(1301至1304)。
25.根据权利要求24所述的无线通信网络(1300，1400)，其中所述接收器(1301至1304)是移动终端UE且所述发送器(1301至1304)是基站eNB1-eNB3，且其中所述无线通信网络(1300，1400)使用多音调无线电信号。
26.根据权利要求24所述的无线通信网络(1300，1400)，其中所述发送器(1301至1304)是移动终端UE且所述接收器(1301至1304)是基站eNB1-eNB3，且其中所述无线通信网络(1300，1400)使用多音调无线电信号。
27.根据权利要求24所述的无线通信网络(1300，1400)，其中所述无线通信网络(1300，1400)用于基于所述接收器(1301至1304)确定的相位差检测位于所述无线通信网络内的接收器或发送器(1301至1304)的空间位置。
28.根据权利要求27所述的无线通信网络(1300，1400)，其中所述无线通信网络(1300，1400)用于通过利用所述相位差用于到达时间、到达时间差、到达相位差的基于相位的估计或用于同步，检测位于所述无线通信网络内的接收器或发送器(1301至1304)的空间位置。
29.根据权利要求27所述的无线通信网络(1300，1400)，其中所述无线通信网络(1300，1400)用于通过利用所述相位差用于到达方向的估计，检测位于所述无线通信网络内的接收器或发送器(1301至1304)的空间位置。
30.根据权利要求27所述的无线通信网络(1300，1400)，其中所述无线通信网络(1300，1400)用于通过利用所述相位差用于到达方向与到达时间或到达时间差中的一个的组合估计，检测位于所述无线通信网络内的接收器或发送器(1301至1304)的空间位置。
31.根据权利要求24所述的无线通信网络(1300，1400)，其中所述无线通信网络(1300，1400)用于通过在用于直接位置估计的方法中利用多音调信号(101至105)，基于被所述接收器(1301至1304)接收并采样的所述多音调信号(101至105)，检测位于所述无线通信网络内的发送器(1301至1304)的空间位置。
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