CN110022151A - 用于操作压控振荡器的方法、压控振荡器和集成电路 - Google Patents

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Abstract

公开了一种操作具有耦接到滤波电流源的压控振荡器(VCO)核的VCO的方法、VCO和集成电路。该方法包括：基于在调谐信号输入端接收的调谐信号来设置VCO核的振荡频率；以及利用具有直接连接至调谐信号输入端的输入端的调谐电路，基于接收的调谐信号来设置滤波电流源的谐振频率。

Description

用于操作压控振荡器的方法、压控振荡器和集成电路
技术领域
本发明通常涉及一种电子装置，并且在特定的实施方式中，涉及用于压控振荡器(VCO)的系统和方法。
背景技术
由于诸如硅锗(SiGe)和精细几何互补金属氧化物半导体(CMOS)工艺的低成本半导体技术的快速发展，在毫米波频率领域中的应用在过去几年中已经引起了极大的兴趣。高速双极和金属氧化物半导体(MOS)晶体管的可用性已经导致了对用于以60GHz、77GHz和80GHz以及超过100GHz的毫米波应用的集成电路的需求不断增长。这样的应用包括例如机动车辆雷达和多吉比特通信系统。
在一些雷达系统中，通过发射调频信号，接收调频信号的反射，以及基于调频信号的发射与接收之间的时间延迟和/或频率差确定距离来确定雷达与目标之间的距离。雷达系统的分辨率、准确度和灵敏度可以部分地取决于雷达频率生成电路的相位噪声性能和频率捷变，雷达频率生成电路通常包括RF振荡器和控制RF振荡器的频率的电路。
然而，随着RF系统的工作频率持续增加，在这样的高频率下生成信号成为主要挑战。在高频率下工作的振荡器可能遭受由包括VCO的装置中的1/f和热噪声引起的不良的相位噪声性能。
发明内容
根据一个实施方式，一种操作具有耦接到滤波电流源的VCO核的压控振荡器(VCO)的方法，该方法包括：基于在调谐信号输入端接收的调谐信号来设置VCO核的振荡频率；以及利用具有直接连接至调谐信号输入端的输入端的调谐电路，基于接收的调谐信号来设置滤波电流源的谐振频率。
附图说明
为了更完整地理解本发明及其优点，现在参考以下结合附图进行的描述，其中：
图1A示出了示例姿势识别系统；
图1B示出了通过图1A的姿势识别系统可识别的示例手势；
图1C示出了姿势识别系统的框图；
图1D示出了包括可以用于实现根据实施方式的姿势识别电路的天线布置的电路板的顶视图；
图2A示出了涉及大对象和小对象的示例雷达场景；
图2B示出了针对图2A的场景的接收的信号电平相对于接收的频率的曲线图；
图2C示出了针对典型RF VCO的相位噪声相对于频率的曲线图；
图2D示出了示例性VCO的示意图；
图2E示出了展示VCO频率对FMCW雷达信号的相位噪声的影响的波形图；
图3A至图3E示出了根据实施方式的VCO的示意图；
图4A至图4D示出了根据另一实施方式的VCO的示意图；
图5A和图5B示出了根据实施方式的变压器的平面图；
图5C示出了根据实施方式的变容二极管的示意图；
图6A示出了用于校准根据实施方式的VCO的相位噪声的系统；
图6B示出了用于校准根据实施方式的VCO的方法的框图；
图7示出了利用根据实施方式的VCO的单芯片雷达发射器系统；以及
图8示出了操作根据实施方式的VCO的根据实施方式的方法的框图。
不同附图中的相应数字和符号通常指代相应的部分，除非另有说明。绘制附图是为了清楚地说明优选实施方式的相关方面，并且不一定按比例绘制。为了更清楚地说明某些实施方式，指示相同结构、材料或工艺步骤的变化的字母可以在图号之后。
具体实施方式
下面详细讨论目前优选实施方式的制造和使用。然而，应当理解，本发明提供了许多可以在广泛的各种特定上下文中实施的可应用的发明概念。所讨论的特定实施方式仅说明制造和使用本发明的特定方式，并不限制本发明的范围。
将参考特定上下文中的优选实施方式、用于压控振荡器的系统和方法来描述本发明。本发明可以应用于利用包括雷达系统的压控振荡器的各种系统，诸如姿势识别和机动车辆雷达系统、无线通信系统以及其他类型的RF系统。
在本发明的实施方式中，通过将VCO的偏置电路的谐振滤波器调谐到VCO频率的二次谐波来减小RF VCO的相位噪声。通过根据用于调谐VCO频率的相同调谐信号来调谐偏置电路的谐振滤波器，在宽调谐范围内实现低相位噪声。例如，根据实施方式的VCO可以用在FMCW雷达系统中，其中，发射频率在宽频率范围内快速扫描。在一些实施方式中，通过调节磁耦接到VCO的偏置路径的电容器的电容来调谐偏置电路的谐振滤波器。
图1A示出了示例姿势识别应用，其中，使用各种手势来控制智能手表100。如图所示，智能手表100包括物理地耦接到姿势识别雷达系统104的显示元件102。在工作期间，姿势识别雷达系统104向可以是人手的目标114发射RF信号110，并且接收通过目标114反射的反射RF信号112。通过姿势识别系统对这些反射RF信号112进行处理以确定目标114的位置和运动和/或确定目标114是否正在提供特定姿势。在一些实施方式中，姿势识别雷达系统104可以包括设置在壳体106内的姿势识别电路108。壳体106的至少一部分对于通过姿势识别电路108发射和接收的RF信号是透明的或部分透明的。应当理解，姿势识别电路108也可以设置在显示元件102的本体内。
在替选的实施方式中，姿势识别电路108可以嵌入其他装置中，包括但不限于汽车钥匙、智能电话、平板电脑、音频/视频设备、厨房用具、HVAC控件和机动车辆。在一些应用中，诸如机动车辆应用，姿势识别电路108可以嵌入诸如汽车钥匙或智能电话的移动装置中，该移动装置又与要被控制的诸如机动车辆或厨房用具的远程装置通信。移动装置与远程装置之间的数据传输可以包括各种通信技术中的任何一种，包括例如蓝牙、V2X等。
例如，在图1B中示出的示例手势可以包括“竖起大拇指”姿势122、“握拳”姿势124、“拇指到手指(thumb-to-finger)”姿势126或“按压按钮”姿势128。这些示例姿势中的每一种姿势可以用于控制智能手表100或一些其他装置或系统的功能。例如，“竖起大拇指”姿势122可以用于打开智能手表应用，“握拳”姿势124可以用于关闭智能手表应用，“拇指到手指”姿势126结合拇指与食指之间的运动可以用于虚拟地旋转在智能手表100的时钟显示上的指针，以及“按压按钮”姿势128可以用于启动和停止智能手表100的秒表特征。在各种实施方式中，识别的姿势可以是静态的或动态的。可以通过将手保持在固定位置诸如姿势122、124和128来制造静态姿势，并且可以通过移动手或手的一部分来制造动态姿势，诸如相对于拇指来移动食指，诸如包括姿势126。应当理解，上述姿势仅是可以通过根据实施方式的姿势识别系统来识别的许多可能姿势的几个示例。
图1C示出了包括雷达前端电路132和处理电路134的姿势识别系统130的框图。在工作期间，可以通过姿势识别系统130来检测目标114的位置和姿势。例如，两个手指相互轻敲的姿势可以被解释为“按压按钮”，或者旋转拇指和手指的姿势可以被解释为转动拨盘。虽然目标114在图1C中被描绘为手，但是姿势识别系统130也可以被配置成确定诸如人体、机器和其他类型的有生命或无生命的对象的其他类型的目标的姿势和位置。例如，可以使用测量目标114的位置和相对速度的二维毫米波相位阵列雷达来实现姿势识别系统130。毫米波相位阵列雷达发射并接收57GHz至64GHz范围内的信号。或者，也可以使用该范围之外的频率。在一些实施方式中，雷达前端电路132操作为具有多个发射和接收信道的调频连续波(FMCW)雷达传感器。或者，可以使用诸如脉冲调制雷达系统的其他类型的雷达系统以实现雷达前端电路132。
雷达前端电路132发射和接收用于检测三维空间中的目标114的无线电信号。例如，雷达前端电路132发射入射RF信号并且接收作为来自目标114的入射RF信号的反射的RF信号。接收的反射RF信号通过雷达前端电路132下变频以确定拍频信号。这些拍频信号可以用于确定三维空间中的目标114的诸如位置、速度、角度等的信息。
在各种实施方式中，雷达前端电路132被配置成经由发射天线142朝向目标114发射入射RF信号并且经由接收天线144接收来自目标114的反射RF信号。雷达前端电路132包括耦接到发射天线142的发射器前端电路TX 138和耦接到接收天线144的接收器前端电路RX 140。
在工作期间，发射器前端电路138可以一次一个地或同时地朝向目标114发射RF信号。虽然在图1C中描绘了两个发射器前端电路138，但是应当理解，雷达前端电路132可以包括少于或多于两个发射器前端电路138。每个发射器前端电路138包括配置成产生入射RF信号的电路。这样的电路可以包括例如RF振荡器、上变频混频器、RF放大器、可变增益放大器、滤波器、变压器、功率分配器以及其他类型的电路。
接收器前端电路140接收并处理来自目标114的反射RF信号。如图1C所示，接收器前端电路140被配置成耦接到可以被配置为2×2天线阵列的四个接收天线144。在替选实施方式中，接收器前端电路140可以被配置成耦接到多于或少于四个天线，结果天线阵列根据特定实施方式及其规范而具有各种n×m维度。接收器前端电路140可以包括例如RF振荡器、上变频混频器、RF放大器、可变增益放大器、滤波器、变压器、功率合成器以及其他类型的电路。
雷达电路136向发射器前端电路138提供要被发射的信号，从接收器前端电路140接收信号，并且可以被配置成控制雷达前端电路132的工作。在一些实施方式中，雷达电路136包括但不限于频率合成电路、上变频和下变频电路、可变增益放大器、模数转换器、数模转换器、用于基带信号的数字信号处理电路、偏置产生电路以及电压调节器。
雷达电路136可以从处理电路134接收基带雷达信号并且基于接收的基带信号来控制RF振荡器的频率。在一些实施方式中，这个接收的基带信号可以表示要被发射的FMCW频率芯片。雷达电路136可以通过将与接收的基带信号成比例的信号施加到锁相环的频率控制输入端来调节RF振荡器的频率。或者，可以利用一个或更多个混频器上变频从处理电路134接收的基带信号。雷达电路136可以经由数字总线(例如，USB总线)发射和数字化基带信号，经由模拟信号路径发射和接收模拟信号，和/或向处理电路134发射和/或从处理电路134接收模拟和数字信号的组合。
处理电路134获取由雷达电路136提供的基带信号，并且执行一个或更多个信号处理步骤以评估基带信号。在实施方式中，处理电路134获取表示拍频信号的基带信号。信号处理步骤可以包括执行快速傅立叶变换(FFT)、短时傅立叶变换(STFT)、目标分类、机器学习等。信号处理步骤的结果用于确定和执行诸如图1A的智能手表100之类的设备上的动作。除了处理获取的基带信号之外，处理电路134也可以控制雷达前端电路132的各方面，诸如通过雷达前端电路132产生的传输。
可以以各种方式来区分姿势识别系统130的各种部件。例如，雷达前端电路132可以在一个或更多个RF集成电路(RFICs)上实现，天线142和144可以设置在电路板上，以及处理电路134可以利用处理器、微处理器、数字信号处理器和/或设置在一个或更多个集成电路/半导体基板上的定制逻辑电路来实现。处理电路134可以包括处理器，该处理器执行存储在非暂时性存储器中的指令以执行处理电路134的功能。然而，在一些实施方式中，处理电路134的全部或部分功能可以合并在其上设置有雷达前端电路132的同一集成电路/半导体基板上。
在一些实施方式中，雷达前端电路132的一些或所有部分可以以包含发射天线142、接收天线144、发射器前端电路138、接收器前端电路140和/或雷达电路136的封装实现。在一些实施方式中，雷达前端电路132可以实现为设置在电路板上的一个或更多个集成电路，并且发射天线142和接收天线144可以在与集成电路相邻的电路板上实现。在一些实施方式中，发射器前端电路138、接收器前端电路140和雷达电路136在同一雷达前端集成电路(IC)管芯上形成。发射天线142和接收天线144可以是雷达前端IC管芯的一部分，或者可以是在雷达前端IC管芯上方或与雷达前端IC管芯相邻的单独的天线。雷达前端IC管芯还可以包括导电层，诸如再分布层(RDL)，用于布线和/或用于实现雷达前端电路132的各种无源或有源装置。在实施方式中，发射天线142和接收天线144可以利用雷达前端IC管芯的RDL来实现。
图1D示出了姿势识别电路108的顶视图，其包括实现为耦接到发射天线142和接收天线144的RFIC的雷达前端电路132，发射天线142和接收天线144实现为设置在基板152上或基板152内的贴片天线。在一些实施方式中，基板152可以利用电路板来实现，在电路板上设置有雷达前端电路132并且在电路板上利用电路板的导电层来实现发射天线142和接收天线144。或者，基板152表示晶片基板，在晶片基板上设置有一个或更多个RDL并且在晶片基板上利用一个或更多个RDL上的导电层来实现发射天线142和接收天线144。应当理解，图1D的实现仅是可以实现根据实施方式的姿势识别系统的许多方式中的一种方式。
图2A示出了示例雷达场景200，其中，雷达系统204发射和接收例如调频连续波(FMCW)信号，并且检测该发射信号的反射以确定雷达系统204与雷达系统204范围内的其他对象之间的距离。在示出的场景200中，大对象206比小对象208更靠近雷达系统204。雷达系统204可以代表例如姿势识别雷达，在这种情况下，大对象206可以代表与雷达系统204直接相邻的用户的手的一大部分，而小对象208可以表示与雷达系统204间隔得更远的用户手指的尖端。在另一个示例中，雷达系统204可以代表机动车辆雷达，在这种情况下，大对象206可以代表靠近雷达系统204行驶的诸如卡车的大型车辆，而小对象208可以代表小型车辆，诸如相比大对象206在距雷达系统204更远的距离处行驶的摩托车。在正常工作条件下，离开大对象206的回波或反射具有比离开小对象208的反射更大的幅度，这是因为大对象206比小对象208更大且更接近雷达系统204。
图2B示出了针对图2A的场景的接收的信号电平相对于接收的频率的曲线图220。信号电平相对于频率的曲线222对应于从大对象206接收的反射，并且信号电平峰值230的频率f1对应于雷达系统204与大对象206之间的距离。同样地，信号电平相对于频率的曲线226对应于从小对象208接收的反射，并且信号电平峰值232的频率f2对应于雷达系统204与小对象208之间的距离。因此，大对象206与小对象208之间的距离与频率f1与f2之间的间隔成比例。
连同期望的输出信号一起，还发射和反射了雷达发射器的相位噪声。由大对象206反射的相位噪声224表示为虚线。如曲线图220所示，相位噪声224影响雷达接收由小对象208反射的信号的能力。由小对象208引起的信号电平峰值232与由于由大对象206反射的相位噪声引起的相应噪声基底之间的信噪比表示为长度234。从图2B的曲线图中可以看出，相位噪声影响雷达系统204辨别小的和远的对象的能力。雷达发射器的相位噪声越高，雷达系统辨别小的和远的对象的能力就越小。
可能激发相位噪声劣化雷达系统检测紧密间隔对象的能力的一种类型的噪声是装置闪烁噪声。事实上，在以非常低的中频(IF)工作的基于雷达的传感器系统中，相位噪声的绝对值通常由闪烁噪声决定。闪烁噪声的大小通常取决于技术的选择。例如，与双极晶体管(几kHz)相比，MOS晶体管可以表现出较高的闪烁噪声转角频率(几MHz)。因此，与双极实现相比，CMOS毫米波VCO呈现出约10dB的闪烁噪声。虽然可以通过增加电压摆幅或者提供更高的槽路品质因子来减少与热噪声基础(noise base)相关的VCO的相位噪声，但还是不能容易地减少闪烁噪声。
基于LC槽路的VCO广泛用在毫米波系统中，原因是与环形VCO实现相比，其相位噪声低得多。可以通过增加电压摆幅或者提供更高的槽路品质因子来减少与热噪声相关的相位噪声“裙边”频谱的部分。不能容易地减少与闪烁噪声相关的部分，原因是它主要取决于技术。
图2C示出了相位噪声相对于来自载波的频率偏移的曲线图，其示出了各种噪声源如何对典型RF VCO的总相位噪声作出贡献。如图所示，对于低于闪烁噪声转角频率Δf1/Δf 3的频率，相位噪声与约1/Δf3成比例。因此，在这些低频下，相位噪声频谱由闪烁噪声决定。在高于闪烁噪声转角频率Δf1/Δf 3的频率处，相位噪声与约1/Δf2成比例并且由热噪声决定。最终，在较高频率下，RF VCO的噪声由缓冲RF VCO的输出的放大器的热噪声决定，并且在频率上看起来是平坦的。
图2D示出了包括VCO核251的示例性VCO 250的示意图，VCO核251包括交叉耦接的晶体管M1和M2以及包括可调谐电容器C1和电感器L1的槽路252。如图所示，电感器L1具有中心抽头，其连接至电源端子VDD以向VCO 250提供电力。经由电流源256向VCO核251提供偏置电流。在工作期间，晶体管M1和M2向槽路252提供能量，这使得槽路252谐振并产生振荡。由于晶体管M1和M2的交叉耦接引起的正反馈保持该振荡。VCO 250的振荡频率f0约为：
VCO 250的振荡频率f0可以通过改变电容器C1的电容来调谐或调节。
由VCO 250生成的VCO相位噪声“裙边”的闪烁噪声相关部分包括通过将交叉耦接的晶体管对M1和M2的闪烁噪声的直接耦接到输出端而贡献的噪声。当晶体管M1和M2传导相等的电流时，这种噪声是最主要的，这发生在每个过零点，每个过零点以两倍振荡频率2f0的频率每半个周期出现。另外，晶体管M1和M2的切换使由电流源256生成的噪声换向，如单平衡混频器。因此，由电流源256以两倍振荡频率的频率2f0生成的噪声与由VCO核251产生的基本f0混合并且直接转换成相位噪声。非线性槽路电容(Groszkowski效应)和变容二极管AM-PM转换也在将热噪声和闪烁噪声转换为相位噪声方面发挥作用。
在实施方式中，可以通过实现耦接在VCO核251与电流源256之间的噪声滤波器254来减小或最小化从电流源256注入的噪声的影响，该噪声滤波器254具有在VCO 250的振荡频率的二次谐波2f0处的谐振。该噪声滤波器254，也称为“H2滤波器”，包括并联谐振LC电路，并联谐振LC电路包括电感器L2和并联组合的电容器C2与电容器Cpar，电容器Cpar代表在晶体管M1和M2的源极处看到的寄生电容。
在各种实施方式中，当噪声滤波器254的谐振频率变为VCO 250的振荡频率的二次谐波2f0时，VCO 250实现减小的相位噪声。然而，如图2D中所示，噪声滤波器254使用固定部件并且因此仅可调谐到单个频率。因此，VCO 250的相位噪声随着其工作频率的变化而劣化。该效应在图2E中示出，其示出了VCO的关于用于可能在FMCW雷达系统中使用的频率“啁啾”的时间的频率262和相位噪声264。其性能在图2E中示出的VCO具有调谐到频率fH2的噪声滤波器，如以上关于图2D所述。如图所示，频率262从在时间t0处的fmin增加到在时间t2处的fmin+BW。相应的相位噪声264在频率啁啾的边缘处具有最大值PMmax，并且在时间t1处在频率啁啾的中间具有最小值PMmin，此时啁啾的频率262处于fH2/2，这是噪声滤波器的谐振频率fH2的一半。在可能具有例如6GHz的调谐范围的姿势识别雷达系统中，变化的相位噪声随频率的影响可以非常显著。
在本发明的实施方式中，VCO槽路和噪声滤波器的谐振频率两者都被调节到VCO的工作频率。图3A中示出了示例实施方式VCO 300，其包括除可调谐振器302之外的可调谐滤波电流源306，使得在工作期间，可调谐振器302和可调谐滤波器304两者都根据VCO调谐信号Vmod进行调谐。
如图所示，VCO 300包括VCO核301，VCO核301具有交叉耦接的晶体管M1和M2以及具有与电感器L1并联耦接以形成并联谐振槽路的可变电容器C1的可调谐振器302。如图所示，电感器L1的中心抽头连接至电源节点VDD，以便向VCO 300提供电力。经由电流源358向VCO核301提供偏置电流，电流源358包括电流镜晶体管MC1和MC2以及电流源356。在工作期间，由电流源358产生的电流从二极管连接的晶体管MC1镜像到晶体管MC2。电阻器R和电容器C形成滤除由晶体管MC2和电流源356生成的噪声的低通滤波器。电容器Ctail代表晶体管MC2的漏极的寄生电容。
在各种实施方式中，本文公开的VCO 300以及其他VCO结构可以在诸如硅基板的半导体基板上实现，并且可以在与其他RF电路相同的半导体基板上实现。例如，本文公开的VCO 300以及其他VCO结构可以设置在与以上参照图1C和图1D描述的雷达前端电路132相同的半导体基板上。
可调谐滤波器304包括可调谐振电路，其实现为由与电感器L2并联耦接的可变电容器C2形成的LC槽路。或者，其他类型的可调谐振电路或谐振器可以用于实现可调谐滤波器304。在各种实施方式中，可以利用例如一个或更多个变容二极管、数字可选电容器、本领域中已知的其他可变电容结构或其组合来实现可调谐振器302的电容器C1和电感器L1、可变电容器C1和C2。在一些实施方式中，可以使用MOM/MIM电容器、MOS电容器、pn结电容器或POLY-POLY电容器或本领域中已知的其他基于半导体的电容器结构、以半导体工艺实现可变电容器C1和C2。例如，可以利用片上螺旋电感器、传输线元件或本领域中已知的其他电感器结构来实现电感器L1和L2。
在工作期间，耦接到VCO调谐信号Vmod的调谐电路303向可调谐滤波器304的可变电容器C2提供滤波电流源调谐信号。如图所示，在实施方式图3A中，调谐电路303包括具有增益g1的放大器310。在各种实施方式中，调节电容器C2、电感器L2、增益g1的值以及放大器310的偏置条件，使得可调谐滤波器304被调谐到VCO 300的振荡频率的二次谐波。因此，可调谐滤波器304的LC槽路的谐振频率可以被调谐为可调谐振器302的谐振频率的两倍。因此，
其中，fT2是可调谐滤波器304的谐振频率，f0是可调谐振器302的谐振频率，以及Cpar是在晶体管M1和M2的漏极处看到的寄生电容。在针对姿势识别系统的一个实施方式中，f0为约60GHz，fT2为约120GHz，以及f0的扫频范围在约6GHz与约7GHz之间。或者，可以根据特定系统及其规范使用其他频率和扫频范围。例如，在机动车辆雷达系统中，f0为约80GHz，fT2为约160GHz，以及f0的扫频范围在约76GHz与约81GHz之间。
可以使用例如一个或更多个变容二极管、数字可选电容器或本领域中已知的其他可变电容结构来实现可变电容器C1。如图所示，电感器L1的中心抽头连接至电源节点VDD，以便向VCO 300提供电力。可以使用片上螺旋电感器、传输线元件或本领域中已知的其他电感器结构来实现电感器L1。
图3B示出了根据数字调谐实现的实施方式VCO 320。VCO 320类似于以上参照图3A描述的VCO 300，除了VCO调谐信号mod[k]是表示VCO 320的期望调谐频率的k位数字信号。如图所示，调谐电路323包括数字乘法器322，其在被施加到可调谐滤波器304的可变电容器C2之前将VCO调谐信号mod[k]按因子g1缩放。在图3B的实施方式中，例如，可以使用多个数字可选电容器或数字可选电容器阵列来实现可调谐振器302的可变电容器C1和可调谐滤波器304的可变电容器C2。
图3C示出了根据另外的数字调谐实现的根据实施方式的VCO 330。VCO 330类似于以上参照图3B描述的VCO 320，除了调谐电路333除数字乘法器322之外还包括数模转换器(DAC)332和334。数字乘法器322在经由DAC 334将数字VCO调谐信号转换为模拟信号之前将其乘以增益因子g1。如图所示，DAC 332的输出端耦接到可调谐振器302的可变电容器C1并且DAC 334的输出端耦接到可调谐滤波器304的电容器C2。因此，可变电容器C1和C2可以使用可变电容器结构来实现，诸如变容二极管，其具有根据施加的电压而改变的电容。DAC 332和DAC 334可以使用本领域中已知的DAC架构来实现，包括但不限于ΔΣ(delta-sigma)DAC和使用开关电阻器、开关电流源或开关电容器的二进制加权DAC。在一个实施方式中，DAC332和334均具有10位分辨率。或者，可以使用其他分辨率。
图3D示出了根据另外的数字调谐实现的根据实施方式的VCO 340。VCO 340类似于以上参照图3B描述的VCO 320，其中在调谐电路343中添加了求和电路342和344，其分别将偏移值b1施加到可调谐振器302并且将偏移值b2施加到可调谐滤波器304。这些偏移值结合增益g1可以用于校准VCO 340，使得可调谐滤波器304的谐振频率调谐到可调谐振器302的谐振频率的二次谐波。求和电路342和344可以利用本领域中已知的诸如加法器的数字求和电路来实现。如图所示，调谐电路343将数字信号施加到电容器C1和C2，使得电容器C1和C2可以利用数字可编程电容器电路来实现。在可替选实施方式中，以与图3D的实施方式类似的方式，在求和电路342的输出端与电容器C1之间可以耦接第一DAC并且在求和电路344的输出与电容器C2之间可以耦接第二DAC，以实现电压(或电流)控制的电容器电路的控制。
图3E示出了根据另外的模拟调谐实现的根据实施方式的VCO 350。VCO 350类似于以上参照图3A描述的VCO 300，其中在调谐电路353中添加了求和电路352和354，其分别将偏移值b1施加到可调谐振器302并且将偏移值b2施加到可调谐滤波器304。例如，求和电路352和354可以使用本领域中已知的求和电路来实现。在一些实施方式中，可以使用基于OPAMP的求和电路和/或电流求和电路。
在一些实施方式中，可调谐电流源滤波器可以以可变电容器C2不直接连接至VCO的偏置路径的方式实现。图4A中示出了这样的实施方式的示例，其示出了VCO 400，VCO 400包括具有如上所述的可调谐振器302和交叉耦接的晶体管M1和M2的VCO核301。滤波电流源402向VCO核301提供偏置电流并且包括可调谐滤波器404和电流源408。电流源408可以以与图3A中所示的电流源358类似的方式实现，或者可以使用本领域中已知的其他电流源电路和系统来实现。
调谐电路401基于在调谐信号输入端连接至调谐电路401的模拟调谐信号Vmod或数字调谐信号mod[k]来向可调谐振器302和滤波电流源402提供调谐信号。在一些实施方式中，调谐信号Vmod或mod[k]直接连接至调谐电路401。在各种实施方式中，例如，利用以上参照图3A至图3E描述的调谐电路303、323、333、343或353来实现调谐电路401。
如图所示，可调谐滤波器404包括与变压器406的第一绕组407并联耦接的可变电容器C2。然而，可变电容器C2和变压器406的第一绕组407不直接连接至电流源408。而是，这些部件磁耦接到变压器406的第二绕组409，其连接在电流源408与交叉耦接的晶体管M1和M2之间。在一些情况下，可调谐滤波器404两端的电压可以取决于偏置电流、VCO频率和VCO振幅，使得可调谐滤波器404两端的电压随着工作条件而改变。在使用变容二极管的实施方式中，这些变化的工作条件可能导致直接放置在VCO 400的偏置电流路径中的谐振槽路的调谐特性是非线性的。通过将电容器C2和变压器406的第一绕组407磁耦接到电流源408和VCO核301，可变电容器C2两端的电压可以在VCO 400的工作范围内保持相对恒定，从而允许在一些实施方式中更少地依赖于工作条件的更宽、更线性的调谐范围。
在实施方式中，在变压器406的第二绕组409处看到的电容Csecond由变压器406的匝数比n变换：
Csecond＝C2n2。
利用变压器406，可以扩展在变压器406的第二绕组409处看到的电容的范围。例如，在一个实施方式中，使用具有电容范围在10fF与100fF之间的可变电容器C2和具有2：1匝数比的变压器406来产生看作变压器406的第二绕组409的在约40fF与约400fF之间的电容。或者，可以根据特定实施方式及其规范使用其他电容范围和匝数比。
图4B示出了根据本发明的另外的实施方式的VCO 420。VCO 420类似于以上参照图4A描述的VCO 400，其中添加了可以用于放大VCO 420的振荡频率的二次谐波2f0的缓冲器428。如图所示，包含在滤波电流源422中的可调谐滤波器424的变压器426包括第三绕组411，第三绕组411用作共模传感器并且允许VCO 420的振荡频率的二次谐波2f0由缓冲器428缓冲。在各种实施方式中，可以使用本领域中已知的高频VCO缓冲电路来实现缓冲器428。
图4C示出了根据本发明的另外的实施方式的VCO 440。VCO 440类似于以上参照图4B描述的VCO 420，除了滤波电流源442的可调谐滤波器444包括与变压器426的第一绕组407串联耦接的谐振LC电路。如图所示，LC电路包括与电感器L2并联耦接的可调谐电容器C2。通过使用这种结构，可以增加频率调谐范围。
图4D示出了根据本发明的另外的实施方式的VCO 460。VCO 460类似于以上参照图4A描述的VCO 400，除了VCO核461使用交叉耦接的双极晶体管Q1和Q2，诸如异质结双极晶体管(HBT)，而不是图4A中所示的NMOS晶体管M1和M2。应当理解，本文在其他附图中公开的实施方式也可以使用除了NMOS或MOS晶体管之外的其他类型的晶体管来实现。例如，包括但不限于PMOS、HEMP和/或HBT器件的晶体管类型可以用于本文公开的所有实施方式。
在一些实施方式中，图4A至图4D中所示的变压器406和426可以使用对称变压器来实现，其中，每个绕组的电特性紧密匹配。图5A示出了集成对称变压器500的布局，其可以用于实现具有1：1匝数比的变压器406和426。如图所示，变压器500包括第一绕组510和与第一绕组510对称相邻的第二绕组520，第一绕组510和第二绕组520设置在例如基板517上。在各种实施方式中，第一绕组510和第二绕组520具有紧密匹配的和/或相同的几何形状。第一绕组510包括在第一绕组的一侧上的绕组端子512和514以及在第一绕组的另一侧上的中心抽头端子516。类似地，第二绕组520包括在第二绕组的一侧上的绕组端子522和524以及在第二绕组的另一侧上的中心抽头端子526。这两个绕组布置成使得第二绕组的中心抽头端子526设置在第一绕组的绕组端子512与514之间，并且第一绕组的中心抽头端子516设置在第二绕组的绕组端子522与524之间。
每个绕组具有相应的下方交叉(cross-under)部：第一绕组经由下方交叉部518在第二绕组下方横过并且第二绕组经由下方交叉部528在第一绕组下方横过，使得绕组的主要部在第一导电层上，并且下方交叉部在第二导电层上。或者，下方交叉部518和528可以是上方交叉部。如图所示，下方交叉部518和528对称地彼此相对设置在变压器406和426的布局中。这些导电层可以是由例如在半导体电路的制造中使用的铜、铝或其他导电材料制成的金属化层。这样的金属化层可以在半导体电路的后段制程(BEOL)工艺期间制造。或者，金属化层可以在制造集成电路之后，在封装中的再分布层RDL上制造。基板517可以是诸如硅基板的半导体基板，或者可以是另一种类型的基板，其包括但不限于绝缘基板、陶瓷基板或模制基板，这取决于所使用的特定制造技术。应当理解，对称变压器500只是许多可能的实施方式对称变压器的一个示例。在本发明的替选实施方式中，可以实现与图5A中所示的形状和尺寸不同的形状和尺寸的对称变压器。
图5B示出了可以用于实现具有1：1匝数比的变压器406和426的集成对称变压器550的布局。如图所示，变压器550包括连接在端子554与556之间的第一绕组，以及连接在端子570与574之间的第二绕组。第一绕组包括利用第一导电层来实现的部552和560，以及在第一部552下方横过并连接第一部552和560的利用第二导电层实现的第二部562。中心抽头端子558设置在端子554与556之间并与第一绕组的部560接触。
变压器550还包括具有第一导电层上的部576、580和584的第二绕组。部576和584经由第三导电层上的部582连接并且部576和580经由第二导电层上的部578连接。第二绕组的端部端子570和574经由第三导电层连接至相应的部576和584，并且中心抽头端子572经由第三导电层连接至部580。如图5B所示，第三导电层在第二导电层下方并设置在基板517上方，并且第二导电层在第一导电层下方。在本发明的替选实施方式中，第一导电层、第二导电层和第三导电层的顺序可以不同。还应当理解，图5A和5B中所示的变压器500和550是可以利用本文公开的实施方式VCO来使用的变压器的许多可能实施方式实现的两个示例。
图5C示出了可以用于实现诸如各种所公开的实施方式VCO的可变电容器C1和C2之类的可调谐电容的实施方式变容二极管电路590。如图所示，变容二极管电路590包括一对串联连接的变容二极管DV。在各种实施方式中，可以通过改变施加到变容二极管DV的阴极的电压Vtune来调节变容二极管DV的电容。随着电压Vtune增加，变容二极管DV的电容由于二极管DV的结的耗尽区的宽度增加而减小。电容的这种减小导致了VCO槽路的谐振频率的相应增加。同样地，随着电压Vtune减小，变容二极管DV的电容由于二极管DV的结的耗尽区的宽度减小而增加。电容的这种增加导致了VCO槽路的谐振频率的相应减小。在替选实施方式中，变容二极管DV的极性可以反转，使得VCO槽路的谐振频率随着电压的增加而减小。
图6A示出了根据本文公开的各种实施方式的用于校准包括VCO 608的RFIC 602的系统600。RFIC还包括：根据实施方式的调谐电路606，如参考本文描述的实施方式所描述的；以及数字控制器，其经由VCO控制信号Vmod/Mod[k]来控制VCO 608的振荡频率，并且提供校准值g1、b1和b2。信号Vmod/Mod[k]可以是由数字控制器604内的DAC产生的k位数字信号或模拟信号。存储器610可以用于存储校准值g1、b1和b2。耦接到VCO 608的RF电路612可以被配置成提供诸如姿势识别雷达、机动车辆雷达的RF功能，或其他RF功能。
数字控制器604耦接到接口引脚620并且可以包含数字接口，外部数字电路可以通过该数字接口与RFIC 602通信。数字接口可以是串行或并行接口，并且可以利用使用诸如I2C、SPI或其他协议的通信协议进行通信。数字控制器604可以例如使用微控制器、微处理器、可编程逻辑、定制逻辑或本领域中已知的可以实现实施方式调谐和控制方法的任何其他类型的逻辑来实现。在一些实施方式中，数字控制器604利用执行指令的处理器，该指令执行实施方式调谐和控制方法。
存储器610可以用于存储用于由数字控制器604使用的可执行代码，并且还可以用于存储校准常数g1、b1和b2。在一些实施方式中，存储器610包括关于可以根据施加到VCO608的VCO控制信号Vmod/Mod[k]的特定值来选择的g1、b1和b2的值的表。例如，可以使用查找表来实现该功能。
在实施方式中，测试设备614可以用于通过确定提供由VCO 608生成的低或最小量的相位噪声的g1、b1和b2的值来校准VCO 608的相位噪声性能。例如，测试设备可以包括相位噪声测量设备，诸如频谱分析仪，其可以用于测量由VCO 608产生的相位噪声。在校准期间，测试设备614经由数字控制器604的数字接口来选择用于VCO调谐信号Vmod/Mod[k]的值和校准值g1、b1和b2。对于VCO调谐信号Vmod/Mod[k]的给定值，测试设备确定减小或最小化VCO 608的测量的相位噪声的一组校准值g1、b1和b2。在g1是在可调谐电流源之前被施加到VCO调谐信号Vmod/Mod[k]的增益的实施方式中，b1是在VCO的可调谐振器之前被施加到VCO调谐信号Vmod/Mod[k]的偏移，以及b2是在可调谐电流源之前所施加的偏移。
图6B示出了用于校准实施方式VCO的方法650的框图。在步骤652中，扫描VCO核的频率，并且在步骤654中，扫描滤波电流源的谐振频率。例如，可以通过扫描与特定VCO核或滤波电流源相关联的可应用调谐电压和/或可应用调谐设置来扫描VCO核和滤波电流源的频率。步骤652和654可以顺序地和/或同时地执行。例如，在一些实施方式中，当可调谐电流源的频率被扫描时，VCO核的频率可以保持稳定，而在其他实施方式中，可调谐电流源的频率可以随着VCO槽路的频率被扫描而保持稳定。在这些扫描期间，测试设备614测量VCO 608的相位噪声。
在步骤656中，基于由测试设备614进行的相位噪声测量，针对一个或更多个VCO核频率设置来确定提供双倍频率的滤波电流源设置。在一些实施方式中，这通过找到对应于针对每个VCO核频率设置的最小测量相位噪声的滤波电流源设置来实现。在步骤658中，通过使用多项式函数确定拟合来确定校准值g1、b1和b2。
图7示出了单码片雷达发射器系统700，其包括上变频器702、功率放大器704和频率产生电路706。如图所示，上变频器702将基带信号BB上变频为更高频率的信号，然后由功率放大器704放大并在引脚OUT上输出。在一些实施方式中，基带信号BB可以是扫频或雷达系统中使用的其他信号类型。频率产生电路706基于引脚REF上的参考频率来产生本地振荡器信号LO，该参考频率可以使用例如晶体振荡器生成。在实施方式中，利用具有相位检测器712、环路滤波器710、VCO 708和分频器714的锁相环(PLL)来实现频率产生电路706。可以使用本文描述的实施方式VCO来实现VCO 708。在一些实施方式中，可以利用本领域中已知的数字电路和系统数字地执行以及利用模拟电路来执行相位检测器712、环路滤波器710的功能。例如，可以利用定制数字逻辑、标准单元数字逻辑来实现这些功能，和/或可以以在处理器、微控制器或数字信号处理器上运行的软件实现这些功能。例如，这样的处理器可以包括处理器核，以及耦接到处理器核的存储器以及一个或更多个输入/输出端口。可替选地，可以使用本领域中已知的其他电路和系统来实现这些功能。应当理解，系统700只是可以利用实施方式振荡器的实施方式系统的许多示例之一。可替选系统可以包括例如无线和有线通信系统，以及使用VCO的其他系统。
图8示出了可以应用于本文描述的包括耦接到滤波电流源的VCO核的各种实施方式VCO的实施方式VCO的操作方法800的框图。例如，操作方法800可以应用于图3A至图3E和图4A至图4D的实施方式VCO，以及所公开的利用实施方式VCO的各种系统。在步骤802中，根据在调谐信号输入端接收的调谐信号来设置VCO核的振荡频率。在步骤804中，基于接收的调谐信号来设置滤波电流源的谐振频率。在一些实施方式中，调谐电路用于设置滤波电流源的谐振频率，并且调谐电路包括直接连接至调谐信号输入端的输入端。应该理解，在一些实施方式中，步骤802和804可以以图8中所示的顺序执行，可以以与图8中所示的顺序不同的顺序执行。可替选地，步骤802和804可以同时执行。
在此总结本发明的示例实施方式。也可以根据本申请的全部内容来理解其他实施方式。
示例1：一种操作具有耦接到滤波电流源的压控振荡器(VCO)核的VCO的方法，包括：基于在调谐信号输入端接收的调谐信号来设置VCO核的振荡频率；以及利用具有直接连接至调谐信号输入端的输入端的调谐电路，基于接收的调谐信号来设置滤波电流源的谐振频率。
示例2：根据示例1所述的方法，其中，滤波电流源包括电流源以及耦接在VCO核与电流源之间的可调谐滤波器。
示例3：根据示例2所述的方法，其中，可调谐滤波器包括并联谐振LC电路，并且设置滤波电流源的谐振频率包括调节并联谐振LC电路的电容。
示例4：根据示例2所述的方法，其中：可调谐滤波器包括可变电容器和变压器，变压器具有耦接到可变电容器的第一绕组和耦接到VCO核的第二绕组；并且设置滤波电流源的谐振频率包括调节可变电容器的电容。
示例5：根据示例4所述的方法，其中，变压器是对称变压器。
示例6：根据示例4和示例5中的一个示例所述的方法，其中，电流源与第二绕组串联耦接。
示例7：根据示例4至示例6中的一个示例所述的方法，其中，可变电容器与第一绕组并联耦接。
示例8：根据示例4至示例6中的一个示例所述的方法，其中，可变电容器与第一电感器并联耦接以形成第一并联电路，并且第一并联电路与第一绕组串联耦接。
示例9：根据示例2至示例9中的一个示例所述的方法，其中，设置滤波电流源的谐振频率包括将调谐信号乘以第一因子以形成第一相乘信号。
示例10：根据示例9所述的方法，其中，设置滤波电流源的谐振频率包括放大调谐信号并将所放大的调谐信号施加到可调谐滤波器。
示例11：根据示例10所述的方法，其中，设置滤波电流源的谐振频率还包括向所述第一相乘信号加上第一偏移。
示例12：根据示例11所述的方法，其中，设置VCO核的振荡频率包括向调谐信号加上第二偏移。
示例13：根据示例1至示例12中的一个示例所述的方法，其中，调谐信号包括数字信号。
示例14：根据示例13所述的方法，其中：设置VCO核的振荡频率包括执行调谐信号的第一数模转换；以及设置滤波电流源的谐振频率包括执行调谐信号的第二数模转换。
示例15：根据示例14所述的方法，其中，设置滤波电流源的谐振频率包括在执行第二数模转换之前将调谐信号乘以第一增益。
示例16：根据示例1至示例15中的一个示例所述的方法，其中，调谐信号包括频率啁啾。
示例17：根据示例1至示例16中的一个示例所述的方法，还包括校准VCO，其中，校准VCO包括将VCO核的振荡频率设置为多个频率设置；以及确定用于滤波电流源的与多个频率设置中的每一个相对应的多个对应设置，其中，用于滤波电流源的多个对应设置中的每一个提供是VCO核振荡频率的两倍的谐振频率，或者提供VCO的最小相位噪声。
示例18：根据示例17所述的方法，还包括基于多个频率设置和用于滤波电流源的多个对应设置来确定一组校准值，其中，校准值代表VCO或滤波电流源的可调电路参数。
示例19：根据示例18所述的方法，其中，确定一组校准值包括利用多项式函数确定拟合。
示例20：压控振荡器(VCO)包括：VCO核；耦接到VCO核的滤波电流源；以及直接连接至调谐信号输入的调谐电路，调谐电路被配置成基于在调谐信号输入端接收的调谐信号来设置VCO核的振荡频率，以及基于该调谐信号来设置滤波电流源的谐振频率。
示例21：根据示例20所述的VCO，其中，滤波电流源包括第一电流源，以及耦接在VCO核与第一电流源之间的可调谐滤波器。
示例22：根据示例21所述的VCO，其中，可调谐滤波器包括并联谐振LC电路，并且调谐电路被配置成通过调节并联谐振LC电路的电容来设置滤波电流源的谐振频率。
示例23：根据示例21所述的VCO，其中：可调谐滤波器包括可变电容器，以及具有耦接到可变电容器的第一绕组和耦接到VCO核的第二绕组的变压器；以及调谐电路被配置成通过调节可变电容器的电容来设置滤波电流源的谐振频率。
示例24：根据示例23所述的VCO，其中，变压器是对称变压器。
示例25：根据示例21至示例24中的一个示例所述的VCO，其中，第一电流源与第二绕组串联耦接。
示例26：根据示例23所述的VCO，其中，可变电容器与第一绕组并联耦接。
示例27：根据示例23所述的VCO，其中，可变电容器与第一电感器并联耦接以形成第一并联电路，并且第一并联电路与第一绕组串联耦接。
示例28：根据示例20至示例27中的一个示例所述的VCO，其中，调谐电路包括耦接在调谐信号输入端与滤波电流源之间的乘法器。
示例29：根据示例28所述的VCO，其中，乘法器包括耦接在调谐信号输入与滤波电流源之间的放大器。
示例30：根据示例28或示例29中的一个示例所述的VCO，还包括被配置成向乘法器的输出加上第一偏移的第一求和电路。
示例31：根据示例30所述的VCO，还包括被配置成向调谐信号加上第二偏移的第二求和电路。
示例32：根据示例20至示例31中的一个示例所述的VCO，其中，调谐信号包括数字信号。
示例33：根据示例32的所述VCO，还包括：第一数模转换器，其耦接在调谐信号输入端与VCO核之间；以及第二数模转换器，其耦接在调谐信号输入端与滤波电流源之间。
示例34：根据示例33所述的VCO，还包括耦接在调谐信号输入端与第二数模转换器的输入端之间的乘法器。
示例35：一种集成电路，包括：半导体基板；设置在半导体基板上的压控振荡器(VCO)核，VCO核包括第一晶体管、第二晶体管以及耦接在第一晶体管与第二晶体管之间的第一可调谐振器；设置在半导体基板上的滤波电流源，滤波电流源包括耦接到VCO核的第一晶体管与第二晶体管的可调谐滤波器以及耦接到可调谐滤波器的电流源，其中，可调谐滤波器包括谐振电路；以及具有调谐输入端的调谐电路，该调谐电路被配置成基于在调谐输入端处的调谐信号向第一可调谐振器提供VCO调谐信号，并且基于在调谐输入端处的调谐信号向可调谐滤波器提供滤波电流源调谐信号。
示例36：根据示例35所述的集成电路，其中：调谐信号包括数字信号；并且调谐电路包括耦接在调谐输入端与第一可调谐振器之间的第一数模转换器，以及耦接在调谐输入端与可调谐滤波器之间的第二数模转换器。
示例37：根据示例35所述的集成电路，其中，调谐电路包括耦接在调谐输入端与可调谐滤波器之间的放大器。
示例38：根据示例35至示例37中的一个示例所述的集成电路，其中，第一可调谐振器包括耦接到第一电感器的第一变容二极管。
示例39：根据示例35至示例38中的一个示例所述的集成电路，其中，可调谐滤波器包括第二变容二极管和设置在半导体基板上的变压器，其中，第二变容二极管与变压器的第一绕组并联耦接，并且变压器的第二绕组具有耦接到电流源的第一端和耦接到第一晶体管和第二晶体管的第二端。
示例40：根据示例39的所述集成电路，其中，变压器包括对称变压器。
示例41：根据示例35至示例38中的一个示例所述的集成电路，其中，可调谐滤波器包括：与电感器并联耦接的变容二极管；以及包括第一绕组和第二绕组的变压器，第一绕组与LC槽路串联耦接，第二绕组具有耦接到电流源的第一端和耦接到第一晶体管和第二晶体管的第二端。
示例42：根据示例35至示例41中的一个示例所述的集成电路，其中，第一晶体管和第二晶体管是MOS晶体管。
示例43：一种集成电路包括：半导体基板；设置在半导体基板上的压控振荡器(VCO)，VCO包括交叉耦接的晶体管对、耦接到交叉耦接的晶体管对的第一可调谐振器、耦接到交叉耦接的晶体管对的电流源、以及耦接在交叉耦接的晶体管对与电流源之间的第二可调谐振器；以及调谐电路，其包括调谐输入端、耦接到第一可调谐振器的第一调谐输入端的第一调谐输出端、以及耦接到第二可调谐振器的第二调谐输入端的第二调谐输出端。
示例44：根据示例43所述的集成电路，其中，调谐输入端被配置成接收数字信号；并且调谐电路包括耦接在调谐输入端与第一调谐输出端之间的第一数模转换器，以及耦接在调谐输入端与第二调谐输出端之间的第二数模转换器。
示例45：根据示例43或示例44中的一个示例所述的集成电路，其中，调谐电路包括耦接在调谐输入端与第二调谐输出端之间的放大器；第一可调谐振器包括耦接到第一电感器的第一变容二极管；并且第二可调谐振器包括第二变容二极管和设置在半导体基板上的变压器，其中，第二变容二极管与变压器的第一绕组并联耦接，并且变压器的第二绕组具有耦接到电流源的第一端和耦接到交叉耦接的晶体管对的第二端。
示例46：根据示例44或示例45中的一个示例所述的集成电路，其中，第二可调谐振器包括：与电感器并联耦接的变容二极管；以及变压器，其包括第一绕组和第二绕组，第一绕组与LC槽路串联耦接，第二绕组具有耦接到电流源的第一端和耦接到交叉耦接的晶体管对的第二端。
各实施方式的优点包括单个RF VCO在大范围的输出频率上产生低相位噪声信号的能力。另一个优点包括产生如下扫描VCO信号的能力：该扫描VCO信号具有在最小输出频率和最大输出频率处的低相位噪声以及在最小输出频率与最大输出频率之间的扫描频率。
虽然已经参考说明性实施方式描述了本发明，但是该描述并不旨在以限制意义来解释。参考说明书，说明性实施方式的各种修改和组合以及本发明的其他实施方式对本领域技术人员将是明显的。因此，所附权利要求书旨在涵盖任何这样的修改或实施方式。

Claims (22)

1.一种操作压控振荡器VCO的方法，所述压控振荡器包括耦接到滤波电流源的VCO核，所述方法包括：
基于在调谐信号输入端接收的调谐信号来设置所述VCO核的振荡频率；以及
利用具有直接连接至所述调谐信号输入端的输入端的调谐电路，基于所接收的调谐信号来设置所述滤波电流源的谐振频率。
2.根据权利要求1所述的方法，其中，所述滤波电流源包括电流源以及耦接在所述VCO核与所述电流源之间的可调谐滤波器。
3.根据权利要求2所述的方法，其中，所述可调谐滤波器包括并联谐振LC电路，并且设置所述滤波电流源的谐振频率包括调节所述并联谐振LC电路的电容。
4.根据权利要求2所述的方法，其中，设置所述滤波电流源的谐振频率包括将所述调谐信号乘以第一因子以形成第一相乘信号。
5.根据权利要求4所述的方法，其中，设置所述滤波电流源的谐振频率包括放大所述调谐信号并将所放大的调谐信号施加到所述可调谐滤波器。
6.根据权利要求4所述的方法，其中，
设置所述滤波电流源的谐振频率还包括向所述第一相乘信号加上第一偏移；以及
设置所述VCO核的振荡频率包括向所述调谐信号加上第二偏移。
7.根据权利要求1所述的方法，其中，所述调谐信号包括频率啁啾。
8.根据权利要求1所述的方法，还包括校准所述VCO，其中，校准所述VCO包括：
将所述VCO核的振荡频率设置为多个频率设置；以及
确定用于所述滤波电流源的与所述多个频率设置中的每一个相对应的多个对应设置，其中，用于所述滤波电流源的所述多个对应设置中的每一个提供是所述VCO核的振荡频率的两倍的谐振频率，或者提供所述VCO的最小相位噪声。
9.根据权利要求8所述的方法，还包括基于所述多个频率设置和用于所述滤波电流源的所述多个对应设置来确定一组校准值，其中，所述校准值表示所述VCO或所述滤波电流源的可调电路参数。
10.一种压控振荡器VCO包括：
VCO核；
耦接到所述VCO核的滤波电流源；以及
直接连接至调谐信号输入端的调谐电路，所述调谐电路被配置成：
基于在所述调谐信号输入端接收的调谐信号来设置所述VCO核的振荡频率，以及
基于所述调谐信号来设置所述滤波电流源的谐振频率。
11.根据权利要求10所述的VCO，其中，所述滤波电流源包括第一电流源，以及耦接在所述VCO核与所述第一电流源之间的可调谐滤波器。
12.根据权利要求11所述的VCO，其中，所述可调谐滤波器包括并联谐振LC电路，并且所述调谐电路被配置成通过调节所述并联谐振LC电路的电容来设置所述滤波电流源的谐振频率。
13.根据权利要求11所述的VCO，其中：
所述可调谐滤波器包括：
可变电容器，以及
具有耦接到所述可变电容器的第一绕组和耦接到所述VCO核的第二绕组的变压器；以及
所述调谐电路被配置成通过调节所述可变电容器的电容来设置所述滤波电流源的谐振频率。
14.根据权利要求13所述的VCO，其中，所述第一电流源与所述第二绕组串联耦接。
15.根据权利要求13所述的VCO，其中，所述可变电容器与所述第一绕组并联耦接。
16.根据权利要求13所述的VCO，其中，所述可变电容器与第一电感器并联耦接以形成第一并联电路，并且所述第一并联电路与所述第一绕组串联耦接。
17.根据权利要求11所述的VCO，其中：
所述调谐电路包括耦接在所述调谐信号输入端与所述滤波电流源之间的乘法器；
所述乘法器包括耦接在所述调谐信号输入端与所述滤波电流源之间的放大器；以及
所述VCO还包括：
被配置成向所述乘法器的输出加上第一偏移的第一求和电路，以及
被配置成向所述调谐信号加上第二偏移的第二求和电路。
18.根据权利要求10所述的VCO，还包括：
第一数模转换器，其耦接在所述调谐信号输入端与所述VCO核之间；以及
第二数模转换器，其耦接在所述调谐信号输入端与所述滤波电流源之间，其中，所述调谐信号包括数字信号。
19.一种集成电路，包括：
半导体基板；
设置在所述半导体基板上的压控振荡器VCO，所述VCO包括交叉耦接的晶体管对、耦接到所述交叉耦接的晶体管对的第一可调谐振器、耦接到所述交叉耦接的晶体管对的电流源、以及耦接在所述交叉耦接的晶体管对与所述电流源之间的第二可调谐振器；以及
调谐电路，其包括调谐输入端、耦接到所述第一可调谐振器的第一调谐输入端的第一调谐输出端、以及耦接到所述第二可调谐振器的第二调谐输入端的第二调谐输出端。
20.根据权利要求19所述的集成电路，其中：
所述调谐输入端被配置成接收数字信号；以及
所述调谐电路包括耦接在所述调谐输入端与所述第一调谐输出端之间的第一数模转换器，以及耦接在所述调谐输入端与所述第二调谐输出端之间的第二数模转换器。
21.根据权利要求19所述的集成电路，其中
所述调谐电路包括耦接在所述调谐输入端与所述第二调谐输出端之间的放大器；
所述第一可调谐振器包括耦接到第一电感器的第一变容二极管；以及所述第二可调谐振器包括第二变容二极管和设置在所述半导体基板上的变压器，其中，所述第二变容二极管与所述变压器的第一绕组并联耦接，并且所述变压器的第二绕组具有耦接到所述电流源的第一端和耦接到所述交叉耦接的晶体管对的第二端。
22.根据权利要求19所述的集成电路，其中，所述第二可调谐振器包括：
与电感器并联耦接的变容二极管；以及
变压器，其包括第一绕组和第二绕组，所述第一绕组与LC槽路串联耦接，所述第二绕组具有耦接到所述电流源的第一端和耦接到所述交叉耦接的晶体管对的第二端。
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