CN109983363A - 光谱测定装置 - Google Patents

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Abstract

本发明涉及一种用于光子辐射的光谱测定的装置，该装置(20)包括：·检测器(15)，配置为接收辐射并在输出端(24)处传送电信号，该电信号是根据所接收到的辐射(X)，其特征在于，该装置(20)还包括：·参考数据库(42)，该参考数据库可通过第一参数而被参数化，·比较器(38)，被配置为建立电信号与参考信号之间的比较，该比较器(38)传递代表辐射的每个光子的能量的信号(E(t))以及比较的品质因子(B(t))，·反馈回路(46，50，52)，该反馈回路使得能够调整参考数据库(42)的第一参数以优化品质因子(B(t))。

Description

光谱测定装置
技术领域
本发明属于使用电离辐射的(例如使用X或伽马光束)成像领域。本发明适用于医学成像以及例如行李检查之类的非破坏性检测。本发明涉及一种用于处理5个光子通量的装置。
背景技术
X射线成像系统特别用于机场或安全地点的行李检查。这种成像系统包括使行李箱接受X光子通量的X射线辐射源以及接收穿过行李的X光子的半导体检测器。根据行李对X射线的吸收，可以分析行李的内容物。对行李内容物的分析以及对该内容物的危险性的评估或多或少是复杂的，并且自动化步骤取决于行李是运往行李舱还是由客舱乘客运送。在这两种情况下，X射线成像系统的目标是检测例如爆炸物及易燃物质的危险物质。随着安全问题要求的发展，能够确定任何类型的物质变得有必要，例如以便确定当组合在一起时可以产生爆炸物的几种物质的存在。
这种确定可以通过光谱成像装置实现，该光谱成像装置使得能够检测图像的每个单独的光子(例如X射线)并量化该光子的能量，以便在直方图中对这些光子进行分类，以构建入射通量的能量谱。
对X光子的检测由检测器完成，该检测器将由入射光子存置(déposée)的能量转换成电信号。检测器包括例如晶体，该晶体被配置为将从光子接收到的能量转换成通过电荷放大器测量的电荷包。其它检测器例如可以包括与光电二极管或光电倍增管相关联的闪烁体。
光谱测定的质量主要取决于该光谱测定的最佳地彼此区分单个X光子的能力。在区分不同光子的同时，检测器可以处理的最大光子通量主要取决于检测器与设置在检测器下游的处理电路的响应时间。
在现有的检测器中，注意到特别是由于在检测器启动期间并随时间发生的漂移而使响应时间具有相当大的变化。相当大的漂移也是由于检测器的温度变化引起的。
为了缓解这个问题，在启动期间采用稳定步骤，该步骤取决于温度而可以持续大约一小时或更长时间。还必须提供定期的关停时段，这在实践中是非常有约束性的。
对于某些检测器，应用极化信号。在实现了半导体晶体的检测器的情况下，极化信号是高电压。
例如，从文献FR 2 925 170A 1中已知，在检测器的输出端设置积分器类型的电荷放大器。使放大器的输出信号通过延迟线传输，并从直接离开放大器的信号中减去离开延迟线的信号。于是，减法器的输出幅度是根据检测器接收到的每个光子的能量。只要延迟线的持续时间大于离开放大器的信号沿(front)的持续时间，以便通过减法器来区分由放大器直接提供的信号的上升与通过延迟线反转及延迟的相同信号的下降，该能量测量就能正确地运行。
然而，如果延迟线的持续时间小于离开放大器的沿的持续时间，则在减法器中发生混杂(télescopage)，并且对脉冲幅度的测量极大地低估了电荷放大器的信号沿的实际幅度，并且因此低估了由光子X存置的实际能量。由于这相当于损失，因此在这种情况下，由检测器产生的一部分电荷，信噪比严重降低。因此，正确测量光子能量需要足够长的延迟线持续时间。
此外，为了能够最佳地彼此区分在理论上随时间随机分布的单个光子，并且为了能够正确地量化各自存置在检测器上的能量，连续的脉冲必须尽可能的清晰，因此必须尽可能的短。换句话说，光子通量越大，延迟线的持续时间必须越短，以便能够区分每个光子。
因此，这两个约束：测量每个光子的能量与区分每个光子在选择延迟线的持续时间方面是不相容的。在实践中，对于通常每秒超过100万的较大的光子通量，不可能确定延迟线的持续时间而使得能够充分地区分各个光子(重合的分辨率)同时还能够正确地量化各自存置在检测器上的能量。
本发明的目的是通过提出一种能够使检测器稳定或至少能够修正检测器的不稳定性的影响的光谱测定装置来克服上述所有或部分问题。
发明内容
为此，本发明的目的是一种用于光子束的光谱测定装置，该装置包括：
·检测器，被配置为接收光子束并在输出端传送电信号，该电信号是根据所接收到的辐射的每个光子的能量，
其特征在于该装置还包括：
·参考数据库，该参考数据库能够通过第一参数而被配置，
·比较器，该比较器具有两个输入端与两个输出端，比较器在其第一输入端接收电信号，在其第二输入端接收由参考数据库传送的参考信号，比较器被配置成建立电信号与参考信号之间的比较，比较器在其第一输出端传送代表光子束的每个光子的能量的信号，在其第二输出端传送比较的品质因子，
·反馈回路，该反馈回路使得能够调整参考数据库的第一参数以便优化品质因子，仅为了调整所使用的参考信号而介入的反馈回路使得能够确定光子束的后续光子的能量。
比较器有利地被配置为在根据当前光子的能量的电信号与在参考数据库中选择的参考信号之间建立比较，该参考数据库是根据第一参数的值，该第一参数是基于由比较器传送的品质因子的值被限定的，该比较器在其第一输入端接收根据当前光子之前的光子的能量的电信号，并且在输出端给出代表当前光子的能量的信号。
在第一实施例中，该装置还包括积分器类型的放大器，该放大器包括一个输入端及一个输出端，放大器的输入端连接到检测器的输出端。于是，参考数据库被配置为生成若干形式的信号，该若干形式的信号各自对应于由放大器响应于检测器接收到一个光子而传送的信号的电压沿持续时间。
参考数据库有利地被配置为将每个形式的信号与形成参考数据库的第一参数的参考电压沿的持续时间相关联，反馈回路将参考电压沿的持续时间锁定到由放大器响应于探测器接收到光子而传送的信号的电压沿持续时间。
有利地，代表比较质量的信号代表由放大器传送的信号的电压沿持续时间和与比较器所接收的信号的形式相关联的参考电压沿的持续时间之间的偏差。从参考电压沿持续时间到由放大器传送的信号的持续时间的反馈回路被配置为修改参考电压沿持续时间，以便根据代表比较的质量的信号的值来改变参考形式。
从参考电压沿的持续时间到由放大器传送的信号的电压沿持续时间的反馈回路可以包括将代表值乘以增益常数的乘法器以及将源自乘法器的结果与参考电压沿持续时间的当前值相加的加法器。
在第一实施例中，该装置还可以包括：
·减法器，该减法器具有两个输入端以及一个输出端，该减法器在其输入端中的第一输入端处被连接到放大器的输出端，减法器的输出端传送电信号，
·延迟线，该延迟线被连接在放大器的输出端与减法器的两个输入端中的第二输入端之间。
延迟线能够通过其延迟持续时间而被配置，并且参考数据库能够通过由延迟持续时间形成的第二参数而被配置。
在第二实施例中，参考数据库传送被配置为时间常数的时间滤波器参数。比较包括将滤波应用于电信号，代表比较质量的信号是经滤波的信号的上升时间与参考上升时间之间的差，反馈回路倾向于消除代表比较质量的信号。
检测器可以通过极化信号而被极化，并且有利地，装置包括极化信号的反馈回路，该极化信号是根据当前的第一参数与标称第一参数之间的偏差。
极化信号的反馈回路可以包括将当前的第一参数与标称第一参数之间的偏差与增益常数相乘的乘法器以及将源自乘法器的结果与极化信号的当前值相加的加法器。
有利地，极化信号的反馈回路的时间常数大于参考数据库的第一参数的反馈回路的时间常数。
附图说明
通过阅读以示例方式给出的实施例的详细描述和通过附图所阐述的说明，将更好地理解本发明并且其它的优点将显现，其中：
图1示出了用于行李检查的X射线成像系统；
图2示意性地示出了实现本发明并可安装在图1的系统中的光谱测定装置的示例；
图3a与图3b示出了曲线束的示例，该曲线束以装置的减法器的输出信号的纵坐标示出了幅度；
图4示出了一束经数字化的参考曲线的示例；
图5示意性地示出了实现本发明的光谱测定装置的另一个示例。
为了清楚起见，相同的元件在不同的图中将具有相同的标号。
具体实施方式
图1示意性地示出了用于行李检查的X射线成像系统10。成像系统10包括X射线源11、能够沿箭头14所示的方向运输行李13的传送带12、半导体检测器15以及连接到检测器15的处理装置16。图1中所示的检测器15是L形线性检测器。该检测器包括对X射线敏感的元件，例如呈两条相互垂直的线设置的光电二极管或光电导体。检测器15也可以是二维检测器并包括敏感元件的矩阵。
当检测器15的敏感元件暴露于X光子时，该敏感元件将该光子转换成电荷包，该电荷的数量与光子的能量成比例。X射线源11穿过传送带12沿检测器15的方向发射光子通量。在对物体进行分析之前，确定在没有物体的情况下接收到的X射线通量的光谱。因此，通过将该光谱与在存在待分析的物体的情况下接收到的X射线通量的光谱进行比较，可以确定由待分析的物体吸收的X射线的通量。
众所周知，本发明可以用任何形式的光子辐射检测器(例如伽马辐射)以及在需要对光子束进行光谱测定(例如医学成像)的其它系统中实现。
图2示意性地示出了根据本发明的并被安装在系统10中的光谱测定装置20的示例。
装置20包括检测器15和安装在处理装置16中的处理电路22。检测器15可以包括一个或多个敏感元件。装置20可以包括用于检测器15的所有敏感元件的单个处理电路22，在这种情况下，源自不同光敏元件的电荷包由电路22接续地处理，或者，装置可包括与每个光敏元件相关联的处理电路，在这种情况下，电荷包由不同的电路22同时处理。为了不使附图过多，我们将使用包括单个敏感元件的检测器15的示例，该示例将被等同为具有输出端24的检测器15，在该输出端处能够读取电荷包。
检测器15传送电信号，该电信号代表检测器15对其敏感的光束的每个光子的能量。处理电路具有形成源自检测器15的信号的功能。
处理电路22可以以适合于处理在检测器中产生的电荷的集成电路的形式实现。这种类型的集成电路例如在文献中称为“ASIC”，即“特定应用集成电路(Application-Specific Integrated Circuit)”。还可以使用尤其在文献中已知的可编程逻辑电路，该可编程逻辑电路的名称为FPGA或PLD，即“现场可编程门阵列(Field-Programmable GateArray)”或“可编程逻辑器件(Programmable Logic Device)”。还可以实现为文献中已知的名为DSP(即，数字信号处理器(Digital Signal Processor))的数字信号处理器：“DigitalSignal Processor”。更一般地，可以实施专门用于信号处理的任何电路以实现处理电路22。
检测器15可包括例如特别是碲化镉(CdTe)或碲化锌镉(CdZnTe或CZT)的晶体，该晶体使得能够将光子转换成电荷。这些晶体将光子的能量转换成电子。或者，检测器15可以包括与光电二极管或光电倍增管相关联的闪烁体。闪烁体将入射光子束转换成另一光子束，该另一光子束具有比光电二极管所敏感的波长更长的波长。例如，可以实施基于镥的快速闪烁体，例如缩写为“LSO”的氧正硅酸镥或缩写为“LYSO”的氧正硅酸镥钇。
光电倍增管可以基于硅，例如其在文献中的首字母缩写为SiPM或MPPC的光电倍增管：“硅光电倍增器(Silicon PhotoMultiplier)”或：“多像素光子计数器(Multi-PixelPhoton Counter)”。
图2示出了一种其中检测器使用晶体的光谱测定装置。在该变型中，处理电路22包括积分器类型的放大器26，其包括输入端25与输出端27。输入端25可通过去耦电容C1连接到检测器15的输出端24。另一电容器C设置在输入端25与输出端27之间。可以添加与电容器C并联的电阻器，这形成了确保放大器26的积分器功能的负反馈。
处理电路22可包括与延迟线34相关联的减法器30。减法器30的正输入端31直接连接到放大器26的输出端27，并且减法器30的负输入端32通过延迟线34连接到放大器26的输出端27。设置在减法器30的输出端35处的是由在放大器中产生的信号与被延迟线延迟的相同信号之间的差形成的信号。可以在减法器的输入端31与32中的其中一个的上游插入增益，该增益使得能够平衡由减法器30接收的信号的电平，特别是在延迟线会导致信号减弱的情况下。减法器30的负端与正端可以反转。处理的其余部分将考虑此反转。
根据本发明，装置20包括具有两个输入端39及40以及输出端4 1的比较器38。输入端39接收减法器30的输出信号，输入端40连接到信号形式的参考数据库42。参考数据库42包括在减法器30的输出端处所预期的若干信号形式。信号形式对应于检测器晶体15的不同响应时间。通过在预期的范围内为包含在参考数据库42中的信号形式选择不同的响应时间并使该信号形式以恒定间距分布，由于实际响应时间与参考数据库42的信号中的一个信号之间的相近度，可以得到由检测器15接收的光子的实际能量等级。
比较器38被配置为建立从减法器30接收的信号与参考数据库42的信号中的一个信号之间的相关性。相关性是由比较器38完成的比较的一种形式。
图3a与图3b示出了两束曲线，这两束曲线以纵坐标示出了减法器30的输出信号Up(t)根据横坐标所代表的时间的幅度。在这两幅图中，幅度已被归一化为1，时间以纳秒表示。在图3a中，延迟线的持续时间固定为50ns，并且每条曲线对应于离开放大器26的电压沿的持续时间。第一条曲线对应于持续10ns的电压沿，最后一条曲线对应于持续80ns的电压沿。
电压沿是由于检测器15检测到光子引起的。该电压沿的持续时间是根据放大器26的通带以及放大器26的输入端处的电荷的到达动力学。该动力学特别取决于检测器15的特性：该检测器的稳定性、温度、供电电压。图3a阐明了如果电压沿的持续时间大于延迟线的被称为TLAR的持续时间，则离开减法器30的信号不能达到其最大幅度：图3a中的1。
同样地，在图3b中，电压沿持续时间固定为60ns，并且不同的曲线代表延迟线34的持续时间的不同值。基于图3b可以观察到与基于图3a相同的情况。通过选择小于电压沿持续时间的持续时间TLAR，不会达到信号的最大幅度。
然而，通过在参考数据库42中存储对应于电压沿的不同持续时间并且可能对应于延迟线的不同持续时间TLAR的不同信号形式，可以将源自减法器30的信号与参考信号进行比较，以找到最佳相关性，从而得到由检测器15接收的光子的能量。即使电压沿的持续时间大于延迟线的持续时间，该比较也可以给出良好的结果。
参考形式可以是例如通过对检测器15的运行和对电路22的不同部件进行建模而计算出的理论形式。还可以通过在装置20上进行的实际测量来凭经验定义形式。
存储在参考数据库42中的参考信号可以以例如为10ns的步长而被数字化。然后以相同的步长长度对源自减法器30的信号Up(t)执行采样。于是，比较包括在每个采样周期在源自减法器30的信号的连续样本与存储在参考数据库42中的参考形式中的一个之间执行统计相关性计算。
图4示出了一束经数字化的参考曲线的示例。这束曲线类似于图3b的曲线束。数字化是以10ns的步长执行的。数字化遍及N个步长，在此示例中为17个步长。
源自减法器的信号Up(t)与参考形式之间的相关性计算可以例如被比作在每个采样周期计算出的线性回归。对于保留的参考形式F(n)，n表示参考形式的采样步长长度并且从1到N变化，计算以下两个常数值：
·参考形式的平均值：
·参考形式的方差：
对平均值与方差的计算可以在参考数据库42中完成。
为了处理源自减法器30的脉冲信号Up(t)，在时间t的每个值处，即在采样周期TECH(在所示示例中为10ns)的整数倍处并行地执行以下计算：
·在t时刻的Up的平均值：
·在t时刻的Up的平方平均值：
·在t时刻的Up的方差：
·对于每个参考形式：在t时刻的乘积F.Up的平均值：
·在t时刻的F与Up的协方差：
对于为TECH的倍数的每个时间t，根据此推导出的是相关性系数R(t)，该相关性系数是Up(t)与F(t)之间的时间函数：
对R(t)随时间t的变化进行的分析使得能够检测到电压沿的到达，并因此检测到光子的到达。R(t)(无量纲)始终介于-1到+1之间。每当R(t)显示出大于给定的阈值RS(例如等于0.75)的相对最大值(根据t)则认为检测到电压沿。于是参考曲线F被保留为具有R(t)的最大值。在实践中，该值接近1。
可以在比较器38中执行求平均值、方差与协方差以及引起信号Up干扰的相关系数。
然后对于每个时间t(即TECH的倍数)计算以下三个参数：
A(t)表示Up(t)幅度的变化：
B(t)表示幅度的原点处的纵坐标：
E(t)表示光子的能量：
E(t)＝A(t)+R(t)
于是电压沿的幅度等于E(t)，t是R(t)的相对最大值的时刻。在图2中已经示出了能够执行这些计算的主要功能块。对A(t)的计算在块45中执行，对B(t)的计算在块46中完成。块45与块46使用由比较器38在其输出端41处传送的信息。加法器48接收块45与块46的输出并计算E(t)。由检测器15检测并由值E(t)表示的光子的能量被线性地确定，而无需通过处理电路22和与块45及块46相关联的比较器38进行的迭代。
对于检测到的每个光子，积分器49接收值E(t)。积分器49以直方图的形式对E(t)的所有值进行积分，以获得所接收光子的能量的光谱。
即使延迟线34的持续时间TLAR小于为参考形式F保留的电压沿持续时间TFREF，这些计算也能够正确地量化电压沿的幅度，并因此量化入射光子的能量。
此外，由于计算考虑了脉冲Up(t)的总和，而不是像现有技术那样简单地检测该信号的最大值，所以进一步改善了信噪比。
可以简化计算，尤其以简化处理电路22。为了实现这一点，可以直接寻求E(t)随t的相对最大值。每个最大值对应于检测到的脉冲，该脉冲的电压沿幅度由该最大值的值给出。这使得能够避免必须计算R(t)与以及
通过理论上假设B(t)＝0，可以通过近似计算进一步简化公式。计算更简单但结果更差。
如果源自放大器26的电压沿的起点真实地对应于幅度的零值，则允许参考信号对应于由检测器15接收到的光子的能量的相关性被更好地实现。通常，特别是由于存在对免除检测器15的漏电流有用的去耦电容器C1的事实，电荷放大器不传输由检测器15形成的信号的连续分量。因此，如图3a与图3b所示的曲线中的零幅度是未知的。因此，需要对幅度进行偏移校正，通常称为基线校正。例如，可以通过形成两个脉冲之间的信号的连续值的平均值(可能是移动平均值)来执行该校正。也可以证明对电荷放大器的截止频率的补偿是必要的。该截止频率是由于电容C和该电容的存在于放大器26的负反馈端的串联电阻引起的。
如果为执行计算所使用的参考形式保留的电压沿的持续时间TFREF与放大器26的输出端处的电压沿的持续时间TFSIG不同，则存在测量误差。当TLAR<TFREF时，该误差尤其大。更确切地说，如果放大器26的输出端处的电压沿的持续时间TFSIG随时间变化，特别是随温度变化，则测量失去稳定性。有利地，为了减小该误差，处理电路22被配置成使得参考数据库42产生若干形式的信号，该信号各自对应于放大器26响应于检测器15接收到光子而传送的信号的电压沿持续时间TFSIG。
持续时间TFREF代表参考数据库42的第一参数，并且由比较器38执行源自检测器15的由处理电路22形成的电信号与形成参考信号的参考形式中的一个之间的单次比较。或者，可以将比较器38配置成执行源自检测器15的电信号与若干参考形式之间的若干次比较。可以理解的是，在当前比较之前，就已经通过比较器38为当前光子之前的光子建立的品质因子B(t)的值限定了被比较以确定光子的能量的一个或多个不同的参考形式。
作为补充，延迟线34也能够通过其延迟持续时间TLAR而被配置。有利地，参考数据库42也能够通过由其延迟持续时间TLAR形成的第二参数而被配置。于是使用根据两个参数TFREF与TLAR的矩阵来完成对为相关性保留的参考形式的获取。
已经注意到，代表信号Up(t)的原点处的纵坐标的参数B(t)的值表示放大器26的输出端处的电压沿的持续时间TFSIG与参考形式的电压沿持续时间TFREF之间的匹配。换句话说，参数B(t)代表相关性的品质因子。更确切地说，如果在脉冲检测时刻t，B(t)的值是正的，则参考形式的电压沿持续时间TFREF比源自放大器26的信号的电压沿持续时间TFSIG短。换句话说，如果B(t)>0，则TFREF<TFSIG。相反，如果在脉冲检测时刻t，B(t)的值是负的，则参考形式的电压沿持续时间TFREF比源自放大器26的信号的电压沿持续时间TFSIG长。换句话说，如果B(t)<0，则TFREF>TFSIG。
当通过上面提出的计算更准确地检测到电压沿时，当R(t)具根据t的大于给定阈值RS的相对最大值时，参考形式的电压沿持续时间TFREF通过加法器50而被校正。更确切地说，B(t)的代数值被加到TFREF的当前值，对该代数值分配了形成正增益常数的系数kFAA。换句话说：
TFREF＝TFREF+kFAA×B(t)
乘法器52使得能够将系数kFAA乘以B(t)。更一般地，装置20包括从参考电压沿持续时间TFREF到电压沿持续时间TFSIG的反馈回路。在所示的示例中，反馈回路包括块46，该块确定形成反馈回路的误差信号的B(t)，乘法器52对B(t)应用增益kFAA，加法器50使用对其分配了增益kFAA的B(t)校正参考电压沿的持续时间TFREF。
反馈回路用于改进对由检测器15后续接收的光子的能量E(t)进行的量化。内部测试表明，在接收到几百到几千数量级的光子之后，对光子的能量的量化变得最佳，对于这些光子该装置已经以不太准确的方式确定了能量。对于给定的光子，确定其能量不使用反馈回路。
系数kFAA将根据稳定性与速度之间的折衷进行调整。TFREF到TFSIG的收敛速度必须与接收到的光子的通量成比例。然而，太大的速度具有使得TFREF的值不稳定的风险。启动后，TFREF将被初始化为典型值。每次它的值改变(至少以一很大的程度)，则重新计算参考形式F(n)，以及与如果TFREF的值没有显著变化，则可以保留参考形式。换句话说，只要TFREF的值不超过其当前值附近的预定阈值，则参考形式保持不变。
通过应用比例、积分和/或微分类型的校正，可以改进TFREF的当前值的变化。确定这种类型的校正系数，以便提高稳定性/速度折衷。
当参考形式电压沿的持续时间TFREF收敛时，该持续时间将符合平均信号电压沿持续时间TFSIG。如果TFSIG的变化比TFREF的由系数kFAA限定的收敛速度慢，则TFREF将始终跟随TFSIG的变化，并且对能量E(t)的量化将保持准确。
如上所述，检测器15可以包括多个敏感元件，并且处理电路22可以是检测器15的不同敏感元件所共用的。然而，当存在多个敏感元件(或像素)时，TFREF的值可以特定于每个敏感元件，或者对于多个敏感元件是共用的。如果多个敏感元件的特征足够接近，则可以在不同的敏感元件中共享相同的TFREF值。这使得能够通过共享由不同敏感元件检测到的光子来更快速地收敛。
有利地，限定了E(t)的值的允许范围，其中最小值高于背景噪声，并且还可能限定了最大值以避免考虑源自光子堆的错误脉冲，该错误脉冲通常被称为符合并且被检测器15准同时地接收。
只要存在光子的通量，参考电压沿的持续时间TFREF进行的适应就允许参考形式的电压沿持续时间进行恒定自适应，使得该参考形式的电压沿持续时间对应于真实信号电压沿的持续时间。因此，获得了对电压沿的幅度的量化的最佳保真度，并因此获得了对入射光子的能量的测量的最佳保真度。
参考电压沿持续时间TFREF进行的适应使得当检测器15与处理电路22的响应时间演变时能够稳定由装置执行的测量。通过趋于使响应时间本身稳定，可以进一步改善测量。
对于检测器的运行，将极化信号应用到检测器15。在半导体晶体的情况下，极化信号是通常可以在几百伏到2千伏范围内的电压。更确切地说，接收到的光子在晶体中产生电荷，并且极化电压使得能够向电极传输产生的电荷。极化电压被称为UHT或高电压。实际上，由于存在高电压UHT，信号电压沿持续时间TFSIG随着施加到晶体的电场而变化。更准确地说，信号电压沿持续时间TFSIG主要取决于晶体内部的电场。利用固定不变的极化电压，观察到特别是在装置启动期间电场的变化。
为了保持信号电压沿持续时间TFSIG尽可能接近标称参考持续时间TFREFO，可以调节高电压UHT。换句话说，处理电路22包括高电压UHT的第二反馈回路，该第二反馈回路是根据参考电压沿持续时间TFREF与标称参考电压沿持续时间TFREFO之间的偏差。
以前，尝试对高电压UHT进行作用，但仅是试图加速检测器的稳定，而不是保持固定不变的信号电压沿持续时间TFSIG。
除了上述参考信号的第一反馈回路之外，高电压UHT的该第二反馈回路也是如此。不仅通过与根据实际电压沿持续时间TFSIG选择的参考信号的相关性确定的信号的幅度，而且补充地，检测器本身均被作用，以尽可能将实际电压沿持续时间TFSIG保持为固定不变。
或者，可以在没有第一回路的情况下实现第二反馈回路。更确切地说，极化信号可以由代表实际电压沿持续时间TFSIG的变量所伺服控制。变量可以是源自处理电路22的信号的上升时间的测量值。还可以用单个信号来实现参考数据库42并且使用相关性的品质因子(在这种情况下为参数B(t))来伺服控制高电压UHT。
第二反馈回路包括参考电压沿持续时间TFREF与标称参考电压沿持续时间TFREFO的比较器55。在比较器55的输出端，可得到第二反馈回路的误差信号ε。乘法器57使得能够将误差信号ε乘以伺服控制系数kHTAA。使用加法器59来校正电压UHT，该加法器将电压UHT的当前值加到等于乘法运算结果的修正子上。更准确地说，将UHT的当前值加到受系数kHTAA影响的误差信号ε上。换句话说：
UHT＝UHT+kHTAA.(TFREF-TFREFO)
实际上，UHT可以代表与实际施加到检测器的极化电压成比例的控制值。可以通过应用比例、积分和/或微分类型的校正kHTAA来改善UHT的当前值的改变。确定这种类型的校正的系数，以便提高稳定性/速度折衷。
第二反馈回路使得能够在所有情况下均保持对能量进行良好的量化，即使在检测器的稳定阶段或温度的稳定阶段期间也是如此。唯一的限制是对于检测器15的正确运行可接受的UHT电压的范围。
可以根据最后所选择的检测器15来完成对标称目标值TFREFO的选择。或者，为了进一步改善装置在检测器15的物理特性方面的性能，还可以使用例如取决于环境温度、所施加的高电压UHT或与检测器15相关的其它物理参数的目标值TFREFO。
两个反馈回路可能相互干扰并导致能量测量值E(t)不稳定。有利地，第二反馈回路的时间常数大于第一回路的时间常数。换句话说，从参考形式电压沿持续时间的标称目标值TFREF0开始，逐渐调节电压UHT的绝对值直到其收敛，使得TFREF-TFREF0在长时间段内平均值为零。借助于第一反馈回路对多个系列的参考形式进行的修改就其本身而言具有较短的反应时间。
图5示意性地示出了根据本发明的能够安装在系统10中的光谱测定装置70的另一个示例。装置70包括检测器15与相关的处理电路22。参考数据库在此带有标记72。该参考数据库是例如为高斯滤波器的时间滤波器，其时间常数τ是可配置的。这里的比较器是卷积运算器74，该卷积运算器使得能够将滤波器应用于源自处理电路22的信号。换句话说，由比较器完成的比较包括将滤波器应用于源自检测器15的电信号源。卷积是一种比较形式。块76对应于先前描述的块45及46，并且使得能够计算品质因子B(t)与能量E(t)。品质因子B(t)例如是源自比较器74的经滤波的信号的上升时间与参考上升时间之间的偏差。能量E(t)例如是经滤波的信号的幅度。在第一反馈回路中，对应于乘法器52及加法器50的块78使得能够调整参考数据库72的时间常数τ以获得品质因子的最佳值，在这种情况下为B(t)的值为零。这里也要根据稳定性/速度折衷来调整系数kFAA。如在第一示例中那样，可以通过应用比例、积分和/或微分类型的校正来改善时间常数τ的值。确定这种类型的校正的系数，以便改进稳定性/速度折衷。
如在第一示例中那样，第二反馈回路可以作用于检测器15的极化信号，以便将时间常数τ保持为尽可能接近参考时间常数τO。比较器80对应于比较器55，并且块82采用乘法器57与加法器59的功能。

Claims (11)

1.一种用于光子束的光谱测定装置，所述装置(20)包括：
·检测器(15)，被配置为接收光子束并在输出端(24)处传送电信号，所述电信号是根据所接收到的所述光子束(X)的每个光子的能量，
其特征在于，所述装置(20)还包括：
·参考数据库(42)，所述参考数据库能够通过第一参数而被配置，
·比较器(38)，所述比较器具有两个输入端(39，40)及两个输出端(41)，所述比较器(38)在其第一输入端(39)接收所述电信号，在其第二输入端(40)接收由所述参考数据库(42)传送的参考信号，所述比较器(38)被配置为建立所述电信号与所述参考信号之间的比较，所述比较器(38)在其第一输出端传送代表光子束的每个光子的能量的信号(E(t))，并在其第二输出端传送所述比较的品质因子(B(t))，
·反馈回路(46，50，52)，所述反馈回路使得能够调整所述参考数据库(42)的第一参数以优化所述品质因子(B(t))，介入的所述反馈回路(46，50，52)仅是为了改善对代表所述光子束(X)的后续光子的能量的信号(E(t))的确定。
2.根据权利要求1所述的装置，其特征在于，所述比较器(38)被配置为在根据光子的能量的所述电信号与在所述参考数据库中选择的参考信号之间建立比较，所述参考数据库是根据所述第一参数的值，所述第一参数是基于由所述比较器(38)传送的所述品质因子(B(t))的值被限定的，所述比较器在其第一输入端接收根据当前光子之前的光子的能量的电信号，并且在输出端给出代表当前光子的能量的信号(E(t))。
3.根据前述权利要求中任一项所述的装置，其特征在于，所述装置还包括：
·积分器类型的放大器(26)，所述积分器类型的放大器包括一个输入端(25)与一个输出端(27)，所述放大器(26)的输入端(25)连接到所述检测器(15)的输出端(24)，以及，所述参考数据库(42)被配置为生成若干形式的信号，该若干形式的信号各自对应于由所述放大器(26)响应于所述检测器(15)接收到光子而传送的信号的电压沿持续时间(TFSIG)。
4.根据权利要求2或3所述的装置，其特征在于，所述参考数据库(42)被配置为将每种形式的信号与形成所述参考数据库(42)的第一参数的参考电压沿持续时间(TFREF)相关联，所述反馈回路(46，50，52)响应于所述检测器(15)接收到光子而基于由所述放大器(26)传送的信号的电压沿持续时间(TFSIG)对所述参考电压沿持续时间(TFREF)进行伺服控制。
5.根据权利要求4所述的装置，其特征在于，代表所述比较的质量的信号(B(t))代表由所述放大器(26)传递的信号的电压沿持续时间(TFSIG)与所述参考电压沿持续时间(TFREF)之间的偏差，所述参考电压沿持续时间与所述比较器(38)接收到的信号的形式相关联，以及，从所述参考电压沿持续时间(TFREF)到由所述放大器(26)传送的信号的电压沿持续时间(TFSIG)的所述反馈回路被配置为修改所述参考电压沿持续时间(TFREF)以便根据代表所述比较的质量的信号(B(t))的值来改变参考形式。
6.根据权利要求5所述的装置，其特征在于，从所述参考电压沿持续时间(TFREF)到由所述放大器(26)传送的信号的电压沿持续时间(TFSIG)的所述反馈回路包括将代表值(B(t))与增益常数(kFAA)相乘的乘法器(52)以及将源自所述乘法器(52)的结果与所述参考电压沿持续时间(TFREF)的当前值相加的加法器(50)。
7.根据权利要求2至6中任一项所述的装置，其特征在于，所述装置还包括：
·减法器(30)，所述减法器具有两个输入端(31，32)以及一个输出端(35)，所述减法器的输入端中的第一输入端(31)被连接到所述放大器(26)的输出端，所述减法器(30)的输出端(35)传递电信号，
·延迟线(34)，所述延迟线(34)被连接在所述放大器(26)的输出端(27)与所述减法器(30)的两个输入端中的第二输入端(32)之间，以及，所述延迟线(34)能够通过其延迟持续时间(TLAR)而被配置，以及，所述参考数据库(42)能够通过由所述延迟持续时间(TLAR)形成的第二参数而被配置。
8.根据权利要求1所述的装置，其特征在于，所述参考数据库传送被配置为时间常数的时间滤波器参数，以及，所述比较包括将滤波应用于所述电信号，代表所述比较的质量的信号(B(t))是经滤波的信号的上升时间与参考上升时间之间的差，所述反馈回路倾向于消除代表所述比较的质量的信号(B(t))。
9.根据前述权利要求中任一项所述的装置，其特征在于，所述检测器(15)通过极化信号(UHT)而被极化，以及，所述装置包括根据当前的第一参数(TFREF)与标称第一参数(TFREFO)之间的偏差的所述极化信号(UHT)的反馈回路(55，57，59)。
10.根据权利要求9所述的装置，其特征在于，所述极化信号(UHT)的反馈回路包括将所述当前的第一参数(TFREF)与所述标称第一参数(TFREFO)之间的偏差与增益常数(kHTAA)相乘的乘法器(57)以及将源自所述乘法器(57)的结果与所述极化信号(UHT)的当前值相加的加法器(59)。
11.根据权利要求9或10中任一项所述的装置，其特征在于，所述极化信号(UHT)的所述反馈回路(55，57，59)的时间常数大于所述参考数据库(42)的第一参数(TFREF)的反馈回路(46，50，52)的时间常数。
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