CN109951852B - 信号处理方法、装置及系统 - Google Patents

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CN109951852B CN201711387988.1A CN201711387988A CN109951852B CN 109951852 B CN109951852 B CN 109951852B CN 201711387988 A CN201711387988 A CN 201711387988A CN 109951852 B CN109951852 B CN 109951852B
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    • H04W28/02—Traffic management, e.g. flow control or congestion control
    • H04W28/04—Error control

Abstract

本申请提供了一种信号处理方法、装置及系统，属于通信领域，该方法包括：在第一制式的通信系统与第二制式的通信系统共享目标频段时，第一制式的通信系统的基站获取第一制式的通信系统中至少一路待发送信号，以及每一路待发送信号对应的扩频码；确定至少一路加扰信号，以及每一路加扰信号对应的扩频码；根据至少一路待发送信号和至少一路加扰信号中每一路信号对应的扩频码，对每一路信号进行扩频；对扩频后的多路信号进行处理得到发射信号并发送，该发射信号在该目标频段内的功率小于仅对扩频后的至少一路待发送信号进行所述处理后得到的信号在该目标频段内的功率，因此可以有效降低该发射信号对该第二制式的通信系统中的信号的干扰。

Description

信号处理方法、装置及系统
技术领域
本申请涉及通信领域，特别涉及一种信号处理方法、装置及系统。
背景技术
随着移动通信产业的快速发展，传统的3G移动通信系统的用户逐渐向4G乃至5G移动通信系统迁移，由此使得传统通信系统的频谱越来越空闲，而新部署的通信系统(例如4G移动通信系统)的频谱越来越紧张，导致频谱资源不能合理有效的利用。其中，3G移动通信系统一般包括通用移动通信系统(Universal Mobile Telecommunications System，UMTS)，4G移动通信系统一般为长期演进(Long-Term Evolution，LTE)系统。
相关技术中，一般采用频谱共享的方法来提高频谱资源的利用率。例如，当UMTS系统的基站检测到某段时间内其业务量较低，而LTE系统的业务量较高时，则该UMTS的基站可以去激活UMTS系统中的空闲频段，该去激活的空闲频段可以供LTE系统使用。
但是，当UMTS系统中不存在空闲频段时，将无法实现频谱共享；若将该UMTS系统非空闲的频段与LTE系统共享，该UMTS系统通过该非空闲的频段发送的信号将会对LTE系统中的信号造成干扰。
发明内容
本申请提供了一种信号处理方法、装置及系统，可以解决相关技术中两种制式的通信系统共享频谱时存在信号干扰的问题，技术方案如下：
第一方面，提供了一种信号处理方法，该方法可以应用于第一制式的通信系统中的基站，该方法可以包括：
在第一制式的通信系统与第二制式的通信系统共享目标频段时，获取该第一制式的通信系统中至少一路待发送信号，以及每一路待发送信号对应的扩频码；确定至少一路加扰信号，以及每一路加扰信号对应的扩频码；之后可以采用每一路待发送信号对应的扩频码，对每一路待发送信号进行扩频，并可以采用每一路加扰信号对应的扩频码，对每一路加扰信号进行扩频；最后对扩频后的至少一路待发送信号和扩频后的至少一路加扰信号进行处理得到发射信号，并发送该发射信号。其中，该处理可以包括叠加和加扰，且该处理后得到的发射信号在该目标频段内的功率小于原始功率，该原始功率为仅对扩频后的至少一路待发送信号进行处理后得到的信号在该目标频段内的功率，该目标频段属于该两种制式的通信系统所共享的预设频段。
本申请提供的信号处理方法中，第一制式的通信系统中的基站在发送待发送信号时，通过增加至少一路加扰信号，使得基站发送的发射信号在目标频段内的功率小于原始功率，从而可以有效降低该发射信号对该第二制式的通信系统中的信号的干扰。
可选的，第一制式的通信系统中的基站确定至少一路加扰信号，以及每一路加扰信号对应的扩频码的过程可以包括：
根据码表中空闲扩频码的数量，确定加扰信号的路数N，该加扰信号的路数N小于或等于该空闲扩频码的数量，该空闲扩频码不包括系统中待发送信号所对应的扩频码；
之后，即可从码表中的空闲扩频码中选取与N路加扰信号一一对应的N个扩频码，例如，基站可以随机选取N个扩频码，或者也可以顺序选取N个扩频码；
获取发射信号在单位时间内的信号模型，该单位时间可以为该第二制式的通信系统中每个符号的持续时间，且该单位时间可以为第二制式的通信系统中子载波间隔的倒数；
确定该信号模型在该目标频段内的功率功率，并根据该功率模型确定该N路加扰信号，该N路加扰信号可以使得该功率模型在该目标频段内的功率小于该原始功率。
可选的，基站根据该功率模型确定N路加扰信号的过程可以包括：
在该N路加扰信号在该单位时间内的总功率小于第一功率阈值的前提下，计算该功率模型的功率为最小值时，该N路加扰信号中每一路加扰信号在该单位时间内的符号值。其中，该第一功率阈值可以小于或等于第一制式的通信系统中，基站的最大发射功率与该至少一路待发送信号的总功率之间的差值。
可选的，该处理可以包括叠加和加扰，获取该的该发射信号在单位时间内可以包括的L个码片，该L可以满足：
Figure BDA0001516996680000021
T0为该单位时间，Tc为该第一制式的通信系统的码片周期，INT()表示对括号内的数值取整，例如可以是向上取整、向下取整或者四舍五入取整等；基站根据处理包括的操作类型，以及发射信号在单位时间内包括的码片个数L，可以确定该信号模型为L×1的列向量f，该列向量f可以满足：
Figure BDA0001516996680000022
其中，S为L×L的扰码矩阵，该扰码矩阵为对角矩阵，且该扰码矩阵中第l行的对角元素为该L个码片中第l个码片对应的扰码，l为不大于L的正整数，g为对扩频后的至少一路待发送信号进行叠加后得到的信号在该单位时间内所包括的L个码片所组成的L×1的列向量，w为N路该加扰信号所包括的组数，每组加扰信号组所包括的至少一路加扰信号对应的扩频码的扩频因子相等，各组加扰信号组对应的扩频码的扩频因子的不相等，Wi为第i组加扰信号组对应的扩频码组成的L×(ki×Ni)的扩频矩阵，i为不大于w的正整数，且Wi满足：
Figure BDA0001516996680000023
Figure BDA0001516996680000024
表示直积，
Figure BDA0001516996680000027
为ki阶单位矩阵，W′i为li×Ni的矩阵，li为第i组加扰信号组中每一路加扰信号所对应的扩频码的扩频因子，ki为该第i组加扰信号组中每一路加扰信号在该单位时间内所传输的符号的个数，矩阵W′i中的第y列元素为该第i组加扰信号组所包括的Ni路加扰信号中，第y路加扰信号对应的扩频码组成的列向量，y为不大于Ni的正整数，xi为第i组加扰信号组包括的Ni路加扰信号所组成的(ki×Ni)×1的列向量，该(ki×Ni)×1的列向量包括ki个按列排列的子向量，每个子向量包括的Ni个元素分别指示该Ni路加扰信号中的一个符号，W′为w组加扰信号组对应的共w个扩频矩阵按行排列所组成的
Figure BDA0001516996680000025
的组合扩频矩阵，x′为w组加扰信号组按列排列所组成的
Figure BDA0001516996680000026
的加扰信号矩阵；
相应的，基站根据信号模型，确定发射信号在该目标频段内的功率模型可以包括：
根据该目标频段，确定对角元素为0或1的L×L的对角矩阵中，取值为1的对角元素所在行；
去除该对角矩阵中，取值为0的对角元素所在行，生成J×L的频段提取矩阵Λ，J为不大于L的正整数；
根据信号模型，确定发射信号在该目标频段内的功率模型P，该功率模型P满足：
P＝‖ΛF1f‖2＝‖ΛF1SW′x′+ΛF1Sg‖2，其中，F1为L×L的频域转换矩阵，‖·‖表示向量的欧式范数；
计算N路加扰信号中每一路加扰信号在该单位时间内的符号值的过程可以包括：
根据该功率模型P，确定该N路加扰信号组成的加扰信号矩阵x′，该加扰信号矩阵x′可以满足：
Figure BDA0001516996680000031
其中，P′为该第一功率阈值。
可选的，基站对扩频后的至少一路待发送信号以及至少一路加扰信号所进行的处理还可以包括：采用发射成型形滤波器滤波，以及根据过采样因子R进行过采样，R为正整数；此时，发射信号在单位时间内包括L×R个码片，L满足：
Figure BDA0001516996680000032
T0为单位时间，Tc为第一制式的通信系统的码片周期，INT()表示对括号内的数值取整。
基站根据处理包括的操作类型，以及发射信号在单位时间内包括的码片个数L×R，确定信号模型为(L×R)×1的列向量f′，该列向量f′满足：
Figure BDA0001516996680000033
其中，S为L×L的扰码矩阵，该扰码矩阵为对角矩阵，且该扰码矩阵中第i行的对角元素为L个码片中第i个码片对应的扰码，g为对扩频后的至少一路待发送信号进行叠加后得到的信号在单位时间内所包括的L个码片所组成的L×1的列向量，w为N路加扰信号所包括的组数，每组加扰信号组所包括的至少一路加扰信号对应的扩频码的扩频因子相等，各组加扰信号组对应的扩频码的扩频因子的不相等，Wi为第i组加扰信号组对应的扩频码组成的L×(ki×Ni)的扩频矩阵，i为不大于w的正整数，且Wi满足：
Figure BDA0001516996680000034
Figure BDA0001516996680000035
表示直积，
Figure BDA0001516996680000036
为ki阶单位矩阵，W′i为li×Ni的矩阵，li为第i组加扰信号组中每一路加扰信号所对应的扩频码的扩频因子，ki为第i组加扰信号组中每一路加扰信号在单位时间内所传输的符号的个数，矩阵W′i中的第y列元素为第i组加扰信号组所包括的Ni路加扰信号中，第y路加扰信号对应的扩频码组成的列向量，y为不大于Ni的正整数，xi为第i组加扰信号组包括的Ni路加扰信号所组成的(ki×Ni)×1的列向量，(ki×Ni)×1的列向量包括ki个按列排列的子向量，每个子向量包括的Ni个元素分别指示Ni路加扰信号中的一个符号，W′为w组加扰信号组对应的共w个扩频矩阵按行排列所组成的
Figure BDA0001516996680000037
的组合扩频矩阵，x′为w组加扰信号组按列排列所组成的
Figure BDA0001516996680000038
的加扰信号矩阵；H为(L×R)×L的滤波矩阵，滤波矩阵H中的第m行第n列的元素Hmn满足：
Figure BDA0001516996680000039
其中，RC0(t)为发射成型滤波器的单位冲激响应函数，m为不大于(L×R)的正整数，n为不大于L的正整数。
根据信号模型，确定发射信号在该目标频段内的功率模型，包括：
根据目标频段，确定对角元素为0或1的(L×R)×(L×R)的对角矩阵中，取值为1的对角元素所在行；
去除(L×R)×(L×R)的对角矩阵中，取值为0的对角元素所在行，生成J′×(L×R)的频段提取矩阵Λ1，J′为不大于(L×R)的正整数；
根据信号模型，确定发射信号在该目标频段内的功率模型P，功率模型P可以满足：
P＝‖Λ1F2f′‖2＝‖Λ1F2HSW′x′+Λ1F2HSg‖2，其中，F2为(L×R)×(L×R)的频域转换矩阵，‖·‖表示向量的欧式范数；
计算N路加扰信号中每一路加扰信号在单位时间内的符号值的过程可以包括：
根据该功率模型P，确定该N路加扰信号组成的加扰信号矩阵x′，该加扰信号矩阵x′可以满足：
Figure BDA00015169966800000310
其中，P′为第一功率阈值。
可选的，基站在对扩频后的至少一路待发送信号以及扩频后的至少一路加扰信号进行处理之前，还可以检测该第一制式的通信系统中基带信号的第一采样频率是否小于该第二制式的通信系统中基带信号的第二采样频率；
当该第一采样频率小于该第二采样频率时，为了更好的匹配该第二采样频率，基站可以确定该过采样因子R为大于或等于2的整数，例如该过采样因子R可以满足：第一采样频率与过采样因子R的乘积等于该第二采样频率。
当该第一采样频率不小于该第二采样频率时，基站可以确定该过采样因子R为1，也即是无需对基带信号进行过采样。
可选的，基站在确定对角元素为0或1的对角矩阵中，取值为1的对角元素所在行时，可以先确定该第一制式的通信系统所占用的第一频段的中心频率f0，并判断该目标频段的下限频率f1、该目标频段的上限频率f2和该第一频段的中心频率f0三者的大小；
当该中心频率f0满足：f1＜f0≤f2时，可以确定取值为1的对角元素所在行包括第1行至第
Figure BDA0001516996680000041
行，以及第
Figure BDA0001516996680000042
行至第L′行，其中fs为该第一制式的通信系统的采样频率，其中，L′为该对角矩阵所包括的总行数；
当该中心频率f0满足：f0＞f2时，可以确定取值为1的对角元素所在行包括第
Figure BDA0001516996680000043
Figure BDA0001516996680000044
行至第
Figure BDA0001516996680000045
行；
当该中心频率f0满足：f0≤f1时，可以确定取值为1的对角元素所在行包括第
Figure BDA0001516996680000046
行至第
Figure BDA0001516996680000047
行。
进一步的，当该中心频率f0满足：f1＜f0≤f2时，取值为1的对角元素所在行还可以包括：第
Figure BDA0001516996680000048
行至第
Figure BDA0001516996680000049
行，和/或，第
Figure BDA00015169966800000410
Figure BDA00015169966800000411
行至第
Figure BDA00015169966800000412
行；
当该中心频率f0满足：f0＞f2时，取值为1的对角元素所在行还可以包括：第
Figure BDA00015169966800000413
行至第
Figure BDA00015169966800000414
行，和/或，第
Figure BDA00015169966800000415
Figure BDA00015169966800000416
行至第
Figure BDA00015169966800000417
行；
当该中心频率f0满足：f0≤f1时，取值为1的对角元素所在行还可以包括第
Figure BDA00015169966800000418
Figure BDA00015169966800000419
行至第
Figure BDA00015169966800000420
行，和/或，第
Figure BDA00015169966800000421
行至第
Figure BDA00015169966800000422
Figure BDA00015169966800000423
行；
其中，Δ1、Δ2、Δ3、Δ4、Δ5和Δ6均为正整数。
可选的，基站在判断该目标频段的下限频率f1、该目标频段的上限频率f2和该第一频段的中心频率f0三者的大小之前，还可以检测该目标频段是否为连续频段；
当该目标频段为连续频段时，再判断该目标频段的下限频率f1、该目标频段的上限频率f2和该第一频段的中心频率f0三者的大小；
当该目标频段不为连续频段时，即当该目标频段包括多个子频段时，基站可以先参考上述方法分别确定该目标频段中每个子频段对应的取值为1的对角元素所在行；然后可以将该目标频段中各个子频段对应的取值为1的对角元素所在行的合集，确定为该对角元素为0或1的对角矩阵中，取值为1的对角元素所在行。
可选的，如果该第一制式的通信系统的基站还用于发送该第二制式的通信系统的信号，则该信号处理方法还可以包括：
确定该第一制式的通信系统所占用的第一频段，以及该第二制式的通信系统所占用的第二频段；
若该第二频段位于该第一频段内，在发送该第二制式的通信系统的信号时，采用该第一制式的通信系统的发射成型滤波器对该第二制式的通信系统的信号进行处理后发送。
由于当第二频段位于该第一频段内，该第一制式的通信系统中的发射成型滤波器对该第二制式的通信系统的信号的影响较小，因此可以采用该发射成型滤波器对该第二制式的通信系统的信号进行处理后发送，从而可以有效提高信号处理和发送的效率，降低成本。
可选的，第一制式的通信系统与第二制式的通信系统共享的频段可以为预设频段，基站在确定至少一路加扰信号之前，还可以先获取该第二制式的通信系统的调度信息，该调度信息可以包括该第二制式的通信系统的调度频段；之后，基站可以将该调度频段和该预设频段之间的重叠频段确定为该目标频段。
也即是，基站可以根据第二制式的通信系统实际使用的调度频段确定目标频段，并降低发射信号在该目标频段内的功率，从而可以在有效降低对第二制式的通信系统中信号的干扰的前提下，避免过多增加发射功率。
可选的，基站在发送该发射信号时，还可以采用窄带宽滤波器对该发射信号进行滤波后发送，该窄带宽滤波器可以包括带通滤波器、带阻滤波器、高通滤波器和低通滤波器中的任一种；
相应的，基站在确定至少一路加扰信号之前，还可以获取该第二制式的通信系统的调度信息，该调度信息可以包括该第二制式的通信系统的调度频段；之后，基站可以将该调度频段中与该窄带宽滤波器的通带重叠的部分确定为该目标频段。
在该信号处理方法中，基站可以采用该窄带宽滤波器对发射信号在部分频段的功率进行抑制，对于该窄带宽滤波器没有抑制的频段，可以采用增加至少一路加扰信号的方式，对该目标频段的功率进行调整，不仅可以有效降低对第二制式的通信系统的信号的干扰，并且提高了信号处理的灵活性。
可选的，该方法还可以包括：
获取该第二制式的通信系统中每个符号的起始传输时刻；
检测该第二制式的通信系统中第一符号的起始传输时刻，与扩频后的每一路信号在该第一符号的持续时间内传输的首个码片序列的起始传输时刻的第一时间差，其中每个码片序列是对一个符号进行扩频后得到的多个码片所组成的序列；
若该第一符号的起始传输时刻与第一路信号中首个码片序列的起始传输时刻的第一时间差不等于0，计算在该第一时间差内所传输的该首个码片序列的码片个数n0；
根据该码片个数n0，确定该第一路信号所属的信号组中，每一路信号在该持续时间内采用的扩频码；
其中，该第一路信号所属的信号组中，任一路信号在该持续时间内传输的首个码片序列指示的符号所采用的扩频码包括：该任一路信号对应的扩频码中第n0+1至第l′个元素，该任一路信号在该持续时间内传输的最后一个码片序列指示的符号所采用的扩频码包括：该任一路信号对应的扩频码中第1至第(L′+n0)％l′个元素，l′为该第一路信号对应的扩频码的扩频因子，L′为该发射信号在该单位时间内包括的码片个数，％表示取余数。
本申请提供的信号处理方法，可以根据该第二制式的通信系统中每个符号的起始传输时刻与该第一制式的通信系统中对应码片序列的起始传输时刻的时间差，确定每一路信号在该符号的持续时间内实际采用的扩频码，从而可以精确计算得到发射信号在该持续时间内的功率，进而可以精准降低第一制式的通信系统对该第二制式的通信系统中的信号的干扰，提高了信号处理的精度。
其中，基站根据该码片个数n0，确定该第一路信号所属的信号组中，每一路信号在该持续时间内采用的扩频码的过程可以包括：
根据该发射信号在该单位时间内包括的码片个数L′，以及该码片个数n0，确定对角元素为0或1的(k′i×l′)×(k′i×l′)的对角矩阵中，取值为1的对角元素所在行包括第(n0+1)行至第(n0+L′)行，k′i为该第一路信号在该第一符号的持续时间内所传输的符号的个数，l′为该第一路信号对应的扩频码的扩频因子；
去除该(k′i×l′)×(k′i×l′)的对角矩阵中，取值为0的对角元素所在行，生成L′×(k′i×l′)的码片提取矩阵K；
确定该第一路信号所属的信号组对应的扩频码组成的扩频矩阵W′i满足：
Figure BDA0001516996680000061
Figure BDA0001516996680000062
其中，
Figure BDA0001516996680000063
为k′i阶单位矩阵，V′i为l′×N′i的矩阵，且矩阵V′i中第y′列元素为该第一路信号所属的信号组包括的N′i路信号中，第y′路信号对应的扩频码组成的列向量，y′为不大于N′i的正整数。
可选的，该方法还可以包括：
当检测到该第一制式的通信系统中空闲扩频码的数量小于预设个数阈值，或者待发送信号的功率大于第二功率阈值时，可以向该第二制式的通信系统的基站发送指示信息，该指示信息可以用于指示该第二制式的通信系统的基站在两种制式的通信系统所共享的预设频段内的允许调度频段，或者，该指示信息可以用于指示该第二制式的通信系统的基站在预设时间段内停止发送信号。
其中，该允许调度频段的带宽可以小于该预设频段的带宽，由此可以避免在第一制式的通信系统的业务量较大时，第二制式的通信系统对该第一制式的通信系统的信号收发造成影响，保证该第一制式的通信系统能够正常工作。
第二方面，提供了一种信号处理装置，该装置可以应用于第一制式的通信系统的基站，该装置可以包括：至少一个模块，该至少一个模块可以用于实现上述第一方面所提供的信号处理方法。
第三方面，提供了一种信号处理装置，该装置可以应用于第一制式的通信系统的基站，该装置可以包括：处理器、收发器以及存储器；该处理器、收发器以及存储器可以用于实现上述第一方面所提供的信号处理方法。
第四方面，提供了一种计算机可读存储介质，该计算机可读存储介质中存储有指令，当该计算机可读存储介质在计算机上运行时，可以使得计算机执行上述第一方面所提供的信号处理方法。
第五方面，提供了一种包含指令的计算机程序产品，当该计算机程序产品在计算机上运行时，可以使得计算机执行上述第一方面所提供的信号处理方法。
第六方面，提供了一种芯片，该芯片可以配置于第一制式的通信系统的基站中，该芯片包括可编程逻辑电路和/或程序指令，当该芯片运行时用于实现上述第一方面所提供的信号处理方法。
第七方面，提供了一种信号处理系统，该系统可以包括：基站和至少一个终端设备；
该基站可以包括上述第二方面或第三方面所提供的信号处理装置。
综上所述，本申请提供了一种信号处理方法、装置及系统，第一制式的通信系统中的基站可以在与其他制式的通信系统共享目标频段时，确定至少一路加扰信号，并对该加扰信号和系统中的待发送信号进行处理后发送至终端设备，由于该加扰信号可以使得基站发送的发射信号在该目标频段内的功率小于原始功率，因此可以有效降低该发射信号对该第二制式的通信系统中的信号的干扰。
附图说明
图1是本发明实施例提供的一种信号处理系统的架构图；
图2是本发明实施例提供的另一种信号处理系统的架构图；
图3是本发明实施例提供的一种正交可变扩频因子码的码树示意图；
图4是本发明实施例提供的一种信号处理方法的流程图；
图5是本发明实施例提供的一种UMTS系统所使用的码道的示意图；
图6是本发明实施例提供的一种确定至少一路加扰信号，以及每一路加扰信号对应的扩频码的方法流程图；
图7是本发明实施例提供的另一种UMTS系统中使用的码道的示意图；
图8是本发明实施例提供的又一种UMTS系统中使用的码道的示意图；
图9是本发明实施例提供的一种UMTS系统以及LTE系统所占用的频段的示意图；
图10是本发明实施例提供的一种UMTS中基站发送的发射信号的功率谱密度的示意图；
图11是本发明实施例提供的另一种UMTS系统以及LTE系统所占用的频段的示意图；
图12是本发明实施例提供的又一种UMTS系统以及LTE系统所占用的频段的示意图；
图13是本发明实施例提供的另一种UMTS中基站发送的发射信号的功率谱密度的示意图；
图14是本发明实施例提供的再一种UMTS系统以及LTE系统所占用的频段的示意图；
图15是本发明实施例提供的另一种信号处理方法的流程图；
图16是本发明实施例提供的一种UMTS系统以及LTE系统中发射信号的功率谱密度的示意图；
图17是本发明实施例提供的一种目标频段的示意图；
图18是本发明实施例提供的一种LTE系统中的OFDM符号与UMTS系统中的码片序列在时域内的对应关系示意图；
图19是本发明实施例提供的一种确定每一路信号实际使用的扩频码的方法流程图；
图20是本发明实施例提供的一种LTE系统中不同符号与UMTS系统中码片序列在时域内的对应关系示意图；
图21是本发明实施例提供的一种信号处理装置的结构示意图；
图22是本发明实施例提供的一种第一确定模块的结构示意图；
图23是本发明实施例提供的另一种信号处理装置的结构示意图；
图24是本发明实施例提供的又一种信号处理装置的结构示意图；
图25是本发明实施例提供的一种信号处理装置的硬件结构示意图。
具体实施方式
图1是本发明实施例提供的一种信号处理系统的架构图，参考图1，该系统可以包括基站01和多个终端设备02，该终端设备也可以称为用户设备(User Equipment，UE)，每个终端设备02与该基站01之间均建立有通信连接。终端设备该基站01可以支持至少两种制式的信号的收发。例如，该基站01即可以支持UMTS信号的收发，也可以支持LTE信号的收发。相应的，该多个终端设备02中也可以包括至少两种制式的终端设备，每种制式的终端设备可以与该基站01交互相应制式的信号。
图2是本发明实施例提供的另一种信号处理系统的架构图，如图2所示，该系统可以包括至少两个基站(图2中示出了两个基站011和012)以及多个终端设备02，其中每个基站可以支持一种制式的信号的收发，且各个基站之间可以通过预设接口通信。例如，基站011可以支持第一制式(例如UMTS)的信号的收发，基站012可以支持第二制式(例如LTE)的信号的收发；该多个终端设备02中，每个终端设备02可以与相同制式的基站通信。
需要说明的是，依赖于通信系统所使用的无线通信技术，图1和图2中所示的任一基站又可以称为节点B(NodeB，NB)，演进节点B(evolved NodeB,eNB)、接入点(AccessPoint，AP)等。此外，根据所提供的服务覆盖区域的大小，基站又可以分为用于提供宏蜂窝(Macro cell)的宏基站、用于提供微蜂窝(Pico cell)的微基站和用于提供毫微微蜂窝(Femto cell)的毫微微基站等。随着无线通信技术的不断演进，未来的基站也可以采用其他的名称。
图1和图2中所示的任一终端设备可以是具备无线通信功能的各种无线通信设备，例如可以为移动蜂窝电话、无绳电话、会话启动通信协议(Session Initiation Protocol，SIP)电话、个人数字助理(Personal Digital Assistant，PDA)、智能电话、笔记本电脑、平板电脑、无线数据卡、无线调制解调器(Modulator demodulator，Modem)、可穿戴设备(如智能手表)、车载设备等，或者该终端设备也可以为机器对机器(machine to machine，M2M)通信中的无线终端，例如传感器，能远程抄表的仪表，或其他一些智能硬件等等。
在图1和图2所示的系统中，当第一制式的通信系统的业务量较低，导致其频谱资源较为空闲(即处于轻载状态时)，而第二制式的通信系统的业务量较高，导致其频谱资源较为紧张时，该第二制式的通信系统可以共享该第一制式的通信系统中较为空闲的预设频段，也即是，该两种制式的通信系统可以同时通过该较为空闲的预设频段收发信号。
具体的，若该两种制式的通信系统共用一个基站(即图1所示的共站发射的场景)，则该基站可以直接根据获取到的两种制式的通信系统的业务量，触发频谱共享。若该两种制式的通信系统的基站相互独立设置(即图2所示的场景)，则该两个基站之间可以通过预设接口(例如X2接口)交互调度信息，每个基站发送的调度信息中可以包括用于指示该基站当前业务量状况的参数，从而使得该第一制式的通信系统的基站可以根据交互的调度信息，触发频谱共享。或者，该两个基站还可以分别向第三方的控制网元上报调度信息，该第三方的控制网元可以根据接收到的调度信息，触发该频谱共享。本发明实施例对该频谱共享的触发方式不做限定。其中，用于衡量每个通信系统的业务量的参数可以包括：发射信号的功率。
在本发明实施例中，该第一制式的通信系统可以为采用扩频调制技术的通信系统，例如可以为UMTS系统、码分多址(Code Division Multiple Access，CDMA)2000系统或者时分同步码分多址(Time Division-Synchronous Code Division Multiple Access，TD-SCDMA)系统等。且该第一制式的通信系统可以采用频分双工(Frequency DivisionDuplex，FDD)技术收发信号，也可以采用时分双工(Time Division Duplex，TDD)技术收发信号，本发明实施例对此不做限定。在该采用扩频调制技术的通信系统中，基站向终端设备发送信号时，需要采用不同的扩频码对不同物理信道上的待发送信号进行扩频，然后将扩频后的多路信号进行叠加，并采用特定的扰码对该叠加后的信号进行加扰后发送。
假设该第一制式的通信系统为3G通信系统中的UMTS系统。该UMTS系统采用FDD技术收发信号，即上行信号和下行信号使用不同的频谱。基站向终端设备发送下行信号时，基站中的基站处理单元(Base band Unit，BBU)可以对待发送的信号依次进行扩频、叠加和加扰等处理，并可以将处理后的信号通过通用公共无线电接口(Common Public RadioInterface，CPRI)传输至射频拉远单元(Radio Remote Unit，RRU)，该CPRI接口可以对BBU发送的基带信号进行采样，采样频率一般为3.84兆赫兹(MHz)，RRU可以将接收到的信号转换(例如进行上变频转换)为射频信号，并通过天线发射出去。
UMTS系统中所采用的扩频码一般为正交可变扩频因子(Orthogonal VariableSpreading Factor，OVSF)码。其中每一路物理信道上的信号所采用的OVSF码可以从如图3所示的码树中选取。如图3所示，每个OVSF码可以包括至少一个元素，每个元素的取值为1或者-1。并且，每个OVSF码可以由符号
Figure BDA0001516996680000091
表示，其中m1表示该OVSF码的扩频因子(spreading factor，SF)，SF可以用于指示该OVSF码的长度，即该OVSF码中所包括的元素的个数。n1可以用于指示SF为m1的多个OVSF码中的第n1个OVSF码，且n1满足：0≤n1＜m1。例如，C2,0可以表示SF为2的两个OVSF码中的第0个OVSF码，C4,2可以表示SF为4的四个OVSF码中的第2个OVSF码。
从图3还可以看出，SF相同的任意两个OVSF码相互正交，每个OVSF码作为父节点可以衍生出两个SF为其两倍的OVSF码，并且，每个SF大于1的OVSF码等分后得到的两个SF为其一半的扩频码，与其父节点对应的OVSF码均不正交，但与码树中SF为其一半的其他OVSF码均正交。例如，将SF为4的OVSF码C4,1进行等分后，可以得到两个SF为2的扩频码(1,1)和(-1,-1)，该两个扩频码与OVSF码C4,1的父节点对应的OVSF码C2,0均不正交，但与SF为2的另一个OVSF码C2,1均正交。由此可知，在为每一路物理信道上的信号选取扩频码时，若码树中的某个OVSF码已经被选取，则以该OVSF码作为父节点衍生出的其他SF更大的OVSF码均不能再被选取；同理，若某个OVSF码已经被选取，则该OVSF码的父节点对应的OVSF码也不能再被选取。
由于每一路物理信道上的信号需要采用唯一的扩频码进行扩频，因此在本发明实施例中，每一路物理信道也可以称为一个码道。
在本发明实施例中，该第二制式的通信系统可以为全球移动通信系统(GlobalSystem for Mobile Communication，GSM)系统、LTE系统或者新无线(New Radio，NR)系统等不采用扩频调制技术的系统。其中，在LTE系统中，基站向终端设备发送信号时，需要将不同频率的子载波上的信号进行叠加后发送。并且，LTE系统的系统带宽选择较为灵活，一般可以包括3MHz、5MHz和10MHz等多种可选带宽。表1是本发明实施例提供的一种LTE系统中系统带宽与采样频率的对应关系，从表1可以看出，不同系统带宽的LTE系统具有不同的CPRI采样频率。例如，系统带宽为3MHz的LTE系统的采样频率可以为3.84MHz，而系统带宽为5MHz的LTE系统的采样频率可以为7.68MHz。
表1
系统带宽/MHz 1.4 3 5 10 15 20
采样频率/MHz 1.92 3.84 7.68 15.36 23.04 30.72
此外，在LTE系统中，由于子载波间隔Δf为15千赫兹(kHz)，因此LTE系统中每个符号的持续时间T0可以满足：
Figure BDA0001516996680000101
微秒(μs)。其中，LTE系统中的符号可以为正交频分复用(Orthogonal Frequency Division Multiplexing，OFDM)符号，且该持续时间T0可以是指不考虑循环前缀的OFDM符号(即有用OFDM符号)的持续时间。又由于UMTS系统中的采样频率为3.84MHz，该UMTS系统中每个码片的持续时间(即码片周期)Tc满足：
Figure BDA0001516996680000102
Figure BDA0001516996680000103
秒，因此在LTE系统中每个符号的持续时间T0内，该UMTS系统能够传输的码片个数L满足：
Figure BDA0001516996680000104
其中，INT()表示对括号内的数值取整，该取整可以是向上取整，也可以是向下取整，还可以是四舍五入，本发明实施例对此不做限定。
在NR系统中，下行信号使用的符号也可以为OFDM符号，且NR系统中子载波间隔除了15kHz之外，还可以选取其他值，例如还可以为3.75kHz或者30kHz等。相应的，在该NR系统中每个符号的持续时间内，该UMTS系统可以传输的码片个数也有所不同。例如，当该NR系统的子载波间隔为30kHz时，在每个有用OFDM符号的持续时间内，UMTS系统传输的码片个数L可以为：
Figure BDA0001516996680000105
图4是本发明实施例提供的一种信号处理方法的流程图，该方法可以应用于图1所示的第一制式的通信系统的基站01中，或者可以应用于图2所示的第一制式的通信系统的基站011中，参考图4，该方法可以包括：
步骤101、在第一制式的通信系统与第二制式的通信系统共享目标频段时，获取该第一制式的通信系统中至少一路待发送信号，以及每一路待发送信号对应的扩频码。
在本发明实施例中，两种制式的通信系统在触发频谱共享后，该两种制式的通信系统的基站可以均采用共享的预设频段发送信号，该目标频段可以为该预设频段，也可以为该预设频段中的部分频段。其中，该第一制式的通信系统中的至少一路待发送信号是指基站待发送至终端设备，以便终端设备接收并解调的信号；每一路待发送信号对应的扩频码可以是该第一制式的通信系统的基站预先从码表或者码树中选取的，并且任意两路待发送信号对应的扩频码相互正交。
示例的，假设第一制式的通信系统为UMTS系统，第二制式的通信系统为LTE系统。该UMTS系统中，下行信号可以包括多路公共信道上的信号，以及多路业务信道上的信号。其中，公共信道可以包括同步信道(Synchronization Channel，SCH)、主公共控制物理信道(Primary Common Control Physical Channel，P-CCPCH)和主公共导频信道(PrimaryCommon Pilot Channel，P-CPICH)等；业务信道可以包括专用物理信道(DedicatedPhysical Channel，DPCH)，该DPCH可以用于传输自适应多速率(Adaptive Multi Rate，AMR)语音等R99业务数据。由于公共信道中的SCH上的信号无需扩频，因此在本发明实施例中可以无需考虑该SCH上的信号。
图5是本发明实施例提供的一种UMTS系统所使用的码道的示意图，如图5所示，假设在UMTS系统中，基站需要向终端设备发送的信号包括两路公共信道(P-CCPCH和P-CPICH)上的待发送信号，以及H′路业务信道上的待发送信号，即UMTS系统中共包括(H′+2)路待发送信号。其中，公共信道P-CCPCH和P-CPICH上的待发送信号对应的扩频码的长度均为256(即扩频因子SF为256)，H′路业务信道上的待发送信号所对应的扩频码的扩频因子均为128。如图5所示，以该LTE系统中每个符号的持续时间为单位时间，该UMTS系统中的每一路待发送信号在该单位时间内可以传输256个码片。其中，公共信道上的待发送信号所包括的256个码片是采用长度为256的扩频码对一个符号进行扩频得到的，而每个业务信道上的待发送信号所包括的256个码片则是采用长度为128的扩频码对两个符号进行扩频得到的。
如图5所示，该公共信道P-CPICH上的待发送信号在该单位时间内传输的符号可以包括符号a，公共信道P-CCPCH上的待发送信号在该单位时间内传输的符号可以包括符号b，H′路业务信道中每一路业务信道上的待发送信号在该单位时间内可以传输两个符号，例如，第一路业务信道上的待发送信号在该单位时间内可以传输符号c11和符号c12，第H′路业务信道上的待发送信号在该单位时间内可以传输符号cH′1和符号cH′2。从图5还可以看出，该公共信道P-CCPCH上的待发送信号所对应的扩频码可以为C256,0，即扩频因子为256的多个扩频码中，第0个扩频码；该公共信道P-CPICH上的待发送信号所对应的扩频码可以为C256,1。该H′路业务信道中，第一路待发送信号对应的扩频码可以为C128,h1，第hi路待发送信号对应的扩频码可以为C128,hi，其中，hi为小于等于H′的正整数。
步骤102、确定至少一路加扰信号，以及每一路加扰信号对应的扩频码。
进一步的，第一制式的通信系统中的基站可以先确定加扰信号的路数，以及每一路加扰信号对应的扩频码，然后可以计算单位时间内的发射信号在目标频段内的功率。该单位时间可以是指第二制式的通信系统中每个符号的持续时间，该发射信号可以是指对该至少一路待发送信号中的每一路待发送信号进行扩频，并对该至少一路加扰信号中的每一路加扰信号进行扩频，然后再对扩频后的至少一路待发送信号以及扩频后的至少一路加扰信号进行叠加和加扰等处理后得到的信号，该目标频段属于该两种制式的通信系统所共享的预设频段，即该目标频段可以为该预设频段内的部分频段，或者也可以为该预设频段。
之后，基站可以根据该单位时间内的发射信号在该目标频段内的功率大小，确定每一路加扰信号在该单位时间内的所传输的符号，该确定的加扰信号可以使得该发射信号在该目标频段内的功率小于原始功率。其中，该原始功率可以是指仅对该扩频后的至少一路待发送信号进行相应处理(例如叠加和加扰)后得到的信号在该目标频段内的功率。也即是，通过增加至少一路加扰信号，可以降低基站向终端设备发送的发射信号在该目标频段内的功率，从而可以降低对第二制式的通信系统中的信号的干扰。
作为一种可选的实现方式，当两种制式的通信系统共享频谱时，该第一制式的通信系统中的基站可以实时或者周期性的获取该第二制式的通信系统的调度信息，该调度信息中可以包括该第二制式的通信系统实际使用的调度频段。该第一制式的通信系统中的基站可以将该调度频段与该预设频段之间的重叠频段确定为该目标频段。也即是，在共享频谱的过程中，第一制式的通信系统可以根据第二制式的通信系统实际使用的调度频段，选择合适的加扰信号，以精准降低对该第二制式的通信系统中信号的干扰。
图6是本发明实施例提供的一种确定至少一路加扰信号，以及每一路加扰信号对应的扩频码的方法流程图，参考图6，该方法可以包括：
步骤1021、根据码表中空闲扩频码的数量，确定加扰信号的路数N。
在本发明实施例中，该加扰信号的路数N可以小于或等于系统中剩余的空闲扩频码的数量。其中，该空闲扩频码可以是指码表中除了待发送信号对应的扩频码之外的可用扩频码。若码表中存储的扩频码为如图3所示的OVSF码，则当其中某个OVSF码被选取为待发送信号的扩频码后，以该OVSF码为父节点所衍生出的SF更大的OVSF码将均不可用。
示例的，假设在UMTS系统中，如图5所示，两路公共信道上的待发送信号对应的扩频码的扩频因子为256，H′路业务信道上的待发送信号对应的扩频码的扩频因子为128。结合图3可知，图5中的两个SF为256的扩频码被选取后，该两个SF为256的扩频码的父节点所对应的一个SF为128的扩频码将不可用，因此若基站为该至少一路加扰信号分配的扩频码均为SF为128的扩频码，则该基站可以确定SF为128的扩频码中，空闲扩频码的数量为(128-H′-1)。相应的，基站可以确定加扰信号的路数N满足：N≤(128-H′-1)。
假设H′＝10，则基站可以确定码表中剩余的空闲扩频码可以包括117(117＝128-10-1)个扩频因子为128的扩频码，或者234(256-2-2×10)个扩频因子为256的扩频码。相应的，基站可以确定，当该至少一路加扰信号均采用扩频因子为128的扩频码时，该加扰信号的路数N应当小于或等于117；当该至少一路加扰信号均采用扩频因子为256的扩频码时，该加扰信号的路数N应当小于或等于234。当然，该至少一路加扰信号也可以划分为多组，不同的加扰信号组可以采用不同扩频因子的扩频码，此时，每组加扰信号组所包括的加扰信号的路数应当小于对应的空闲扩频码的数量。
步骤1022、从码表中的空闲扩频码中选取与N路加扰信号一一对应的N个扩频码。
进一步的，基站可以从空闲扩频码中为每一路加扰信号选取对应的一个扩频码。在选取每一路加扰信号对应的扩频码时，基站可以从空闲扩频码中随机选取，或者也可以从该空闲扩频码中顺序选取，本发明实施例对此不做限定。
示例的，图7是本发明实施例提供的另一种UMTS系统中使用的码道的示意图，如图7所示，基站为该N路加扰信号选取的扩频码的扩频因子可以均为128，且该N路加扰信号中的第n′(n′为不大于N的正整数)路加扰信号对应的扩频码可以为
Figure BDA0001516996680000121
例如第一路加扰信号对应的扩频码为
Figure BDA0001516996680000122
第N路加扰信号对应的扩频码为
Figure BDA0001516996680000123
步骤1023、获取发射信号在单位时间内的信号模型。
在本发明实施例中，第一制式的通信系统中的基站在发送信号时，需要先根据每一路信号对应的扩频码，对每一路信号进行扩频，然后再对扩频后的多路信号进行处理得到发射信号，该处理可以包括叠加和加扰。由于需要考虑该第一制式的通信系统中的基站发送的信号对第二制式的通信系统中的信号造成的干扰，因此可以以该第二制式的通信系统中每个符号的持续时间为单位时间，确定每一路加扰信号在该单位时间内的符号值。
在本发明实施例一种可选的实现方式中，假设该单位时间为T0，该第一制式的通信系统的码片周期为Tc，该码片周期Tc可以为第一制式的通信系统中基带信号的采样频率fs的倒数，即
Figure BDA0001516996680000124
则基站可以确定该至少一路待发送信号中的每一路待发送信号在该单位时间T0内所能够传输的码片个数L满足：
Figure BDA0001516996680000125
若该至少一路待发送信号可以划分为M组待发送信号组，其中每组待发送信号组包括的至少一路待发送信号对应的扩频码的扩频因子相等，各组待发送信号组对应的扩频码的扩频因子的不相等，则对扩频后的至少一路待发送信号进行叠加后得到的信号，在该单位时间内所包括的L个码片所组成的L×1的列向量g可以表示为：
Figure BDA0001516996680000126
其中，∑()表示对括号内的参数求和，L×1的列向量可以是指包括L行元素的列向量，Vj为第j组待发送信号组对应的扩频码组成的L×(kj×Nj)的扩频矩阵(即扩频矩阵的行数为L，列数为kj×Nj)，j为不大于M的正整数，且Vj满足：
Figure BDA0001516996680000127
Figure BDA0001516996680000128
表示直积(也称为Kronecker积)，
Figure BDA0001516996680000129
为kj阶单位矩阵，V′j为lj×Nj的矩阵，lj为该第j组待发送信号组中每一路待发送信号所对应的扩频码的扩频因子，kj为该第j组待发送信号组中每一路待发送信号在该单位时间内所传输的符号的个数，且kj可以满足lj×kj＝L；矩阵V′j中第y′列元素为该第j组待发送信号组所包括的Nj路待发送信号中，第y′路待发送信号对应的扩频码，y′为不大于Nj的正整数；cj为该第j组待发送信号组包括的Nj路待发送信号所组成的(kj×Nj)×1的列向量，该(kj×Nj)×1的列向量包括kj个依次按列排列的子向量，每个子向量可以包括Nj个元素，该Nj个元素可以分别为该Nj路待发送信号中的一个符号。
示例的，假设如图5所示，UMTS系统中，单位时间内的发射信号包括的码片个数L为256，该UMTS系统中包括(H′+2)路待发送信号，由于其中两路公共信道上的待发送信号所对应的扩频码的扩频因子为256，H′路业务信道上的待发送信号对应的扩频码的扩频因子均为128，则该(H′+2)路待发送信号可以划分为两组，其中第一组待发送信号组包括两路公共信道上的待发送信号，第二组待发送信号组包括H′路公共信道上的待发送信号。也即是，M＝2，l1＝256，l2＝128，N1＝2，N2＝H′，k1＝1，k1＝2。
根据图5可知，第一组待发送信号组中，公共信道P-CCPCH上的待发送信号所对应的扩频码C256,0，公共信道P-CPICH上的待发送信号所对应的扩频码为C256,1，该两个扩频码可以构成一个256×2的矩阵V′1，该矩阵V′1中的第一列元素可以为扩频码C256,0所组成的256×1的列向量u0，该矩阵V′1中的第二列元素可以为扩频码C256,1所组成的256×2的列向量u1。由于k1＝1，因此基站可以确定该第一组待发送信号组对应的扩频码组成的256×2的扩频矩阵V1满足：
V1＝V′1＝[u0 u1] 公式(2)
相应的，该第一组待发送信号组所包括的两路待发送信号在该单位时间内所传输的符号a和符号b可以组成2×1的列向量c1，该列向量c1满足：
c1＝[a b]T 公式(3)
其中，T表示矩阵的转置。
继续参考图5，在第二组待发送信号组中，H′路业务信道上的待发送信号所对应的扩频码分别为
Figure BDA0001516996680000131
至
Figure BDA0001516996680000132
该H′个扩频码可以构成一个128×H′的矩阵V′2，该矩阵V′2中的第一列元素可以为该H′路待发送信号中第一路待发送信号对应的扩频码
Figure BDA0001516996680000133
组成的128×1的列向量
Figure BDA0001516996680000134
第y′列元素可以为该H′路待发送信号中，第y′路待发送信号对应的扩频码
Figure BDA0001516996680000135
组成的128×1的列向量
Figure BDA0001516996680000136
y′为不大于H′的正整数，第H′列元素可以为第H′路待发送信号对应的扩频码
Figure BDA0001516996680000137
组成的128×1的列向量
Figure BDA0001516996680000138
由于k2＝2，因此可以确定该第二组待发送信号组对应的扩频码组成的L×(2×H′)的扩频矩阵V2满足：
Figure BDA0001516996680000139
相应的，该第二组待发送信号组所包括的H′路待发送信号中，每一路待发送信号在该单位时间内可以传输两个符号，则该H′路待发送信号所组成的(2×H′)×1的列向量c2可以满足：
c2＝[c11 c21 … cH′1 c12 c22 … cH′2]T 公式(5)
从该公式(5)可以看出，该列向量c2可以包括两个按列排列的子向量：[c11 c21 …cH′1]T和[c12 c22 … cH′2]T，其中每个子向量所包括的H′个元素可以分别为该H′路待发送信号中的一个符号，例如子向量[c11 c21 … cH ， 1]T中的H′个元素依次为该H′路待发送信号中每一路待发送信号在该单位时间内所传输的第一个符号，子向量[c12 c22 … cH′2]T中的H′个元素依次为该H′路待发送信号中每一路待发送信号在该单位时间内所传输的第二个符号。
最后，根据上述公式(1)可知，对扩频后的(H′+2)路待发送信号进行叠加后得到的信号，在该单位时间内所包括的L个码片所组成的L×1的列向量g可以表示为：
g＝V1c1+V2c2＝au0+bu1+V2c2 公式(6)
进一步的，当该第一制式的通信系统中的基站所发送的发射信号中还包括N路加扰信号时，基站可以根据处理所包括的类型，以及发射信号在单位时间内包括的码片个数L，确定该发射信号在该单位时间内的信号模型可以为L×1的列向量f，该列向量f可以满足：
Figure BDA0001516996680000141
其中，S为L×L的扰码矩阵，该扰码矩阵为对角矩阵，且该扰码矩阵中第l行的对角元素为L个码片中第l个码片对应的扰码，l为不大于L的正整数，该扰码可以为基站预先确定的；g为对扩频后的至少一路待发送信号进行叠加后得到的信号在单位时间内所包括的L个码片所组成的L×1的列向量，其表达式可以参考上述公式(1)；w为该N路加扰信号所包括的组数，每组加扰信号组所包括的至少一路加扰信号对应的扩频码的扩频因子相等，各组加扰信号组对应的扩频码的扩频因子的不相等；Wi为第i组加扰信号组对应的扩频码组成的L×(ki×Ni)的扩频矩阵，i为不大于w的正整数，且Wi可以满足：
Figure BDA0001516996680000142
Figure BDA0001516996680000143
表示直积，
Figure BDA0001516996680000144
为ki阶单位矩阵，W′i为li×Ni的矩阵，li为第i组加扰信号组中每一路加扰信号所对应的扩频码的扩频因子，ki为第i组加扰信号组中每一路加扰信号在单位时间内所传输的符号的个数，矩阵W′i中的第y列元素为第i组加扰信号组所包括的Ni路加扰信号中，第y路加扰信号对应的扩频码组成的列向量，y为不大于Ni的正整数，xi为第i组加扰信号组包括的Ni路加扰信号所组成的(ki×Ni)×1的列向量，(ki×Ni)×1的列向量包括ki个按列排列的子向量，每个子向量包括的Ni个元素可以分别指示Ni路加扰信号中的一个符号，W′为该w组加扰信号组对应的共w个扩频矩阵按行排列所组成的
Figure BDA0001516996680000145
的组合扩频矩阵，该组合扩频矩阵W′可以表示为：W′＝[W1 … Ww]；x′为该w组加扰信号组按列排列所组成的
Figure BDA0001516996680000146
的加扰信号矩阵，该加扰信号矩阵x′可以表示为：
Figure BDA0001516996680000147
假设如图7所示，该UMTS系统中额外增加的N路加扰信号所对应的扩频码的扩频因子均为128，每一路加扰信号在单位时间内传输的符号数为2，则基站可以确定该N路加扰信号可以划分为一组，即w＝1，并且k1＝2，l1＝128。
根据图7可知，N路加扰信号所对应的扩频码分别为
Figure BDA0001516996680000148
至
Figure BDA0001516996680000149
该N个扩频码可以构成一个128×N的矩阵W′1，该矩阵W′1中的第一列元素可以为该N路加扰信号中第一路加扰信号对应的扩频码
Figure BDA00015169966800001410
组成的128×1的列向量
Figure BDA00015169966800001411
第y列元素可以为该N路加扰信号中，第y(y为不大于N的正整数)路加扰信号对应的扩频码
Figure BDA00015169966800001412
组成的128×1的列向量
Figure BDA00015169966800001413
第N列元素可以为第N路加扰信号对应的扩频码
Figure BDA00015169966800001414
组成的列向量
Figure BDA00015169966800001415
由于k1＝2，因此基站可以确定该N路加扰信号对应的扩频码所组成的L×(2×N)的扩频矩阵W1满足：
Figure BDA00015169966800001416
相应的，该N路加扰信号中，每一路加扰信号在该单位时间内可以传输两个符号，则该N路加扰信号所组成的(2×N)×1的列向量x1可以满足：
x1＝[x11 x21 … xN1 x12 x22 … xN2]T 公式(9)
从该公式(9)可以看出，该列向量c1可以划分为两个(k1＝2)按列排列的子向量：[x11 x21 … xN1]T和[x12 x22 … xH2]T，其中每个子向量所包括的N个元素可以分别为该N路加扰信号中的一个符号，例如子向量[x11 x21 … xN1]T中的N个元素依次为该N路加扰信号中每一路加扰信号在该单位时间内所传输的第一个符号，子向量[x12 x22 … xH2]T中的N个元素依次为该N路加扰信号中每一路加扰信号在该单位时间内所传输的第二个符号。
最后，基站即可根据上述公式(7)确定发射信号在单位时间内的信号模型f满足：
f＝S(g+W1x1)＝Sg+SW1x1 公式(10)
由于w＝1，结合该公式(10)可知，组合扩频矩阵W′满足：W′＝W1；该加扰信号矩阵x′满足：x′＝x1。
图8是本发明实施例提供的又一种UMTS系统中使用的码道的示意图，若第一制式的通信系统中基站需要向终端设备发送的信号包括两路公共信道上的待发送信号，以及(H′+H″)路业务信道上的待发送信号，其中，该两路公共信道上的待发送信号所采用的扩频码的扩频因子为256，H′路业务信道上的待发送信号采用的扩频码的扩频因子为128，H″路业务信道上的待发送信号采用的扩频码的扩频因子为64。则该(H′+H″+2)路待发送信号根据扩频因子的不同可以划分为3组，即M＝3；并且基站可以确定上述公式(1)中的其他参数满足：l1＝256，l2＝128，l3＝64，N1＝2，N2＝H′，N3＝H″，k1＝1，k1＝2，k3＝4。
其中，该第一组待发送信号组对应的扩频矩阵V1可以参考上述公式(2)，第二组待发送信号组对应的扩频矩阵V2可以参考上述公式(4)。
对于该第三组待发送信号组，如图8所示，H″路业务信道上的待发送信号所对应的扩频码分别为
Figure BDA0001516996680000151
至
Figure BDA0001516996680000152
该H″个扩频码中，每个扩频码可以构成一个128×1的列向量，该H″个扩频码进而可以构成一个128×H″的矩阵V′3。参考上述公式(4)，该第三组待发送信号组对应的扩频码所组成的L×(4×H″)的扩频矩阵V3可以满足：
Figure BDA0001516996680000153
相应的，该第三组待发送信号组所包括的H″路待发送信号中，每一路待发送信号在该单位时间内可以传输四个符号，该H″路待发送信号所组成的(4×H″)×1的列向量c3可以满足：
c3＝[d11 d21 … dH″1 d12 d22 … dH″2 d13 d23 … dH″3 d14 d24 … dH″4]T 公式(12)
从该公式(12)可以看出，该列向量c3可以包括四个(k3＝4)按列排列的子向量：[d11 d21 … dH″1]T、[d12 d22 … dH″2]T、[d13 d23 … dH″3]T以及[d14 d24 … dH″4]T。其中每个子向量所包括的H″个元素可以分别为该H″路待发送信号中的一个符号，例如子向量[d11d21 … dH″1]T中的H′个元素依次为该H″路待发送信号中每一路待发送信号在该单位时间内所传输的第一个符号，子向量[d14 d24 … dH″4]T中的H″个元素依次为该H″路待发送信号中每一路待发送信号在该单位时间内所传输的第四个符号。
根据上述公式(1)可知，此时，对扩频后的(H′+H″+2)路待发送信号进行叠加后得到的信号，在该单位时间内所包括的L个码片所组成的L×1的列向量g可以表示为：
g＝au0+bu1+V2c2+V3c3 公式(13)
进一步的，当该N路加扰信号对应的扩频码的扩频因子不完全相等时，该N路加扰信号也可以划分为多组。例如在图8所示的示例中，该N路加扰信号可以划分为两组(即w＝2)，其中第一组加扰信号组中，每一路加扰信号所对应的扩频码的扩频因子为128，第二组加扰信号组中，每一路加扰信号所对应的扩频码的扩频因子为64，上述公式(7)中的其他参数可以满足：k1＝2，k2＝4，l1＝128，l2＝64。
其中，第一组加扰信号组对应的扩频码所组成的L×(2×N′)的扩频矩阵W1可以满足：
Figure BDA0001516996680000161
该第一组加扰信号组中每一路加扰信号在该单位时间内可以传输两个符号，该第一组加扰信号组所组成的(2×N′)×1的列向量x1可以满足：
x1＝[x11 x21 … xN′1 x12 x22 … xN′2]T 公式(15)
第二组加扰信号组对应的扩频码所组成的L×(4×N″)的扩频矩阵W2可以满足：
Figure BDA0001516996680000162
该第二组加扰信号组中每一路加扰信号在该单位时间可以传输四个符号，该第二组加扰信号组所组成的(4×N″)×1的列向量x2可以满足：
x2＝[e11 e21 … eN″1 e12 e22 … eN″2 e13 e23 … eN″3 e14 e24 … eN″4]T 公式(17)
从该公式(17)可以看出，该列向量x2可以包括4个按列排列的子向量：[e11 e21 …eN″1]T、[e12 e22 … eN″2]T、[e13 e23 … eN″3]T以及[e14 e24 … eN″4]T。其中每个子向量所包括的N″个元素可以分别为该N″路加扰信号中的一个符号。例如子向量[e11 e21 … eN″1]T中的N″个元素依次为该N″路加扰信号中每一路加扰信号在该单位时间内所传输的第一个符号，子向量[e13 e23 … eN″3]T中的N″个元素依次为该N″路加扰信号中每一路加扰信号在该单位时间内所传输的第三个符号。
最后，基站即可根据上述公式(7)确定发射信号在该单位时间内的信号模型f满足：
f＝S(g+W1x1+W2x2)＝S(au0+bu1+V2c2+V3c3)+SW1x1+SW2x2 公式(18)
由于w＝2，结合该公式(17)可知，组合扩频矩阵W′可以满足：W′＝[W1 W2]；该加扰信号矩阵x′可以满足：
Figure BDA0001516996680000163
在本发明实施例另一种可选的实现方式中，第一制式的通信系统的基站对扩频后的至少一路待发送信号以及至少一路加扰信号进行处理时，该处理还可以包括：采用发射成型滤波器进行滤波，以及根据过采样因子R进行过采样，R为正整数。此时，发射信号在单位时间内可以包括(L×R)个码片，由于该L×R个码片是对L个码片进行过采样后得到的，因此该过采样后的L×R个码片也可以称为L×R个采样值。
此时，基站根据处理包括的操作类型，以及发射信号在单位时间内包括的码片个数L×R，可以确定该发射信号在单位时间内的信号模型为(L×R)×1的列向量f′，且该列向量f′满足：
Figure BDA0001516996680000164
其中，H为(L×R)×L的滤波矩阵，公式(19)中的其他参数与上述公式(7)中对应参数的含义相同，此处不再赘述。该滤波矩阵H中的第m行第n列的元素Hmn可以满足：
Figure BDA0001516996680000165
其中，RC0(t)为该第一制式的通信系统中所采用的发射成型滤波器的单位冲激响应函数，m为不大于(L×R)的正整数，n为不大于L的正整数。该发射成型滤波器可以为根升余弦(root-raised cosine，RRC)滤波器，该RRC滤波器的单位冲激响应函数RC0(t)可以满足：
Figure BDA0001516996680000171
该公式(21)中Tc为第一制式的通信系统中每个码片的持续时间，α为预设的滚降系数。在UMTS系统中，每个码片的持续时间Tc可以满足：
Figure BDA0001516996680000172
且α的取值可以为0.22。
在上述公式(20)中，当过采样因子R等于1时，表示未对第一制式的通信系统中的码片序列进行过采样，即此时该第一制式的通信系统中时域信号的采样间隔Δt即为一个码片的持续时间Tc；当过采样因子R大于1时，相当于对该第一制式的通信系统中的每个码片采样了R次，此时采样间隔Δt为：
Figure BDA0001516996680000173
对于过采样因子R大于1的场景，发射成型滤波器离散化后得到数字滤波器的单位脉冲响应h(n)满足：
Figure BDA0001516996680000174
该单位脉冲响应h(n)仅在有限的长度内有显著非0的取值。为了简化计算，降低复杂度，可以将单位脉冲响应h(n)的长度截短为2L+1。之后，可以在该单位时间内的发射信号所包括的L个码片序列中，每相邻两个码片之间添加(R-1)个0，然后再经过单位脉冲响应为h(n)的滤波器，即可得到以
Figure BDA0001516996680000175
为采样间隔进行采样的采样序列。最后，可以去除该采样序列的前L个数值，保留从第(L+1)个数值至第(L×R+L)个数值，即可得到L×R个采样值，该L×R个采样值即可构成上述公式(19)所示的列向量f′。
步骤1024、根据信号模型，确定发射信号在该目标频段内的功率模型。
进一步的，基站可以根据信号模型，确定单位时间内的发射信号在目标频段内的功率模型。该确定功率模型的过程可以包括：
步骤S1、将发射信号在单位时间内的信号模型转换至频域。
在本发明实施例中，基站可以将该信号模型与预设的频域转换矩阵相乘，从而将该信号模型从时域转换至频域。
对于上述公式(7)所示的信号模型(即未进行滤波和过采样的发射信号的信号模型)，该频域转换矩阵F1可以为L×L的矩阵，在该频域转换矩阵F1中，第m2第n2列的元素可以为
Figure BDA0001516996680000176
其中，m2满足：1≤m2≤L，n2满足：1≤n2≤L。
对于上述公式(19)所示的信号模型(即经过滤波和过采样的发射信号的信号模型)，该频域转换矩阵F2可以为行数和列数均为L×R的(L×R)×(L×R)的矩阵，在该频域转换矩阵F2中，第m3行第n3列的元素可以为
Figure BDA0001516996680000177
其中，m3满足：1≤m3≤(L×R)，n3满足：1≤n3≤(L×R)。
步骤S2、根据目标频段，确定对角元素为0或1的L′×L′的对角矩阵中，取值为1的对角元素所在行。
该取值为1的对角元素可以用于指示在该单位时间内的发射信号所占的频段中，位于该目标频段内的频域采样点。其中，L′可以为该单位时间内的发射信号所包括的码片或采样值的个数。根据上述分析可知，对于上述公式(7)所示的发射信号，L′＝L；对于上述公式(19)所示的发射信号，L′＝L×R。
在本发明实施例中，基站在确定L′×L′的对角矩阵中，取值为1的对角元素所在行时，可以先确定该第一制式的通信系统所占用的第一频段的中心频率f0，然后再判断该目标频段的下限频率f1、该目标频段的上限频率f2和该第一频段的中心频率f0三者的大小。
当该中心频率f0满足：f1＜f0≤f2时，可以确定取值为1的对角元素所在行包括第1行至第
Figure BDA0001516996680000181
行，以及第
Figure BDA0001516996680000182
行至第L′行，其中fs为该第一制式的通信系统的采样频率。
当该中心频率f0满足：f0＞f2时，可以确定取值为1的对角元素所在行包括第
Figure BDA0001516996680000183
Figure BDA0001516996680000184
行至第
Figure BDA0001516996680000185
行。
当该中心频率f0满足：f0≤f1时，可以确定取值为1的对角元素所在行包括第
Figure BDA0001516996680000186
行至第
Figure BDA0001516996680000187
行。
示例的，假设该第一制式的通信系统为UMTS系统，该第二制式的通信系统为LTE系统。当该两个通信系统共享频谱时，如图9所示，该UMTS系统所占的第一频段为0至5MHz的频段，该LTE系统所占的第二频段为1MHz至4MHz的频段，该第二频段也即是该UMTS系统与该LTE系统共享的预设频段。从图9可以看出，该第一频段和第二频段的中心频率相等，均为2.5MHz。若该LTE系统实际使用的调度频段为1.15MHz至3.85MHz共2.7MHz的频段，则该UMTS系统的基站即可确定待处理的目标频段可以该1.15MHz至3.85MHz共2.7MHz的频段。也即是，该UMTS系统的基站可以确定：f0＝2.5MHz，f1＝1.15MHz，f2＝3.85MHz。由于中心频率f0满足：f1＜f0≤f2。若L′＝L＝256，则该基站可以确定该256×256的对角矩阵Λ1中，取值为1的对角元素所在行包括第1行至第
Figure BDA0001516996680000188
行(即第1至第91行)，以及第
Figure BDA0001516996680000189
行至第256行(即第167至第256行)。
可选的，由于信号的频谱在带宽边缘存在滚降，为了有效降低第一制式的通信系统中基站向终端设备发送的信号对第二制式的通信系统中的信号的干扰，可以适当扩大该L′×L′的对角矩阵中取值为1的对角元素所在行的范围。
例如，当该中心频率f0满足：f1＜f0≤f2时，取值为1的对角元素所在行还可以包括：第
Figure BDA00015169966800001810
行至第
Figure BDA00015169966800001811
行，和/或，第
Figure BDA00015169966800001812
行至第
Figure BDA00015169966800001813
行。
当该中心频率f0满足：f0＞f2时，取值为1的对角元素所在行还可以包括：第
Figure BDA00015169966800001814
行至第
Figure BDA00015169966800001815
行，和/或，第
Figure BDA00015169966800001816
Figure BDA00015169966800001817
行至第
Figure BDA00015169966800001818
行。
当该中心频率f0满足：f0≤f1时，取值为1的对角元素所在行还可以包括第
Figure BDA00015169966800001819
Figure BDA00015169966800001820
行至第
Figure BDA00015169966800001821
行，和/或，第
Figure BDA00015169966800001822
行至第
Figure BDA00015169966800001823
Figure BDA00015169966800001824
行。
其中，Δ1、Δ2、Δ3、Δ4、Δ5和Δ6均为正整数，且Δ1至Δ6可以为预先设置的固定值，也可以根据L′×L′的对角矩阵中的实际可选行数进行调整。
示例的，假设Δ1和Δ2均等于5，则在该256×256的对角矩阵中，取值为1的对角元素所在行可以包括第1行至第
Figure BDA0001516996680000191
行(即第1至第96行)，以及第
Figure BDA0001516996680000192
Figure BDA0001516996680000193
行至第256行(即第162至第256行)。
需要说明的时，在上述步骤S2中，基站在判断下限频率f1、中心频率f0和上限频率f2三者的大小之前，还可以先检测该目标频段是否为连续频段，若检测到该目标频段为连续频段时，则可以直接根据该下限频率f1、中心频率f0和上限频率f2三者的大小，确定对角矩阵中取值为1的对角元素所在行。
当基站检测到该目标频段不为连续频段时，也即是，当检测到该目标频段包括多个子频段时，基站可以根据该目标频段包括的各个子频段，确定对角元素为0或1的对角矩阵中，取值为1的对角元素所在行。例如，对于每个子频段，基站可以判断该子频段的下限频率、该子频段的上限频率和该第一频段的中心频率f0三者的大小，并确定与该子频段对应的取值为1的对角元素所在行。最后，基站可以确定对角矩阵中，取值为1的对角元素所在行为：各个子频段对应的取值为1的对角元素所在行的合集。
步骤S3、去除该L′×L′对角矩阵中，取值为0的对角元素所在行，生成频段提取矩阵。
当L′＝L时，去除取值为0的对角元素所在行之后，生成的频段提取矩阵Λ可以为J×L的矩阵。其中，J为不大于L的正整数。
当L′＝L×R时，去除取值为0的对角元素所在行之后，生成的频段提取矩阵Λ1可以为J′×(L×R)的矩阵。其中，J′为不大于(L×R)的正整数。
示例的，假设对角矩阵为256×256的矩阵，根据目标频段所确定的取值为1的对角元素所在行为第1至第91行，以及第167至第256行。则去除该256×256的对角矩阵中取值为0的对角元素后，可以得到181×256的频段提取矩阵Λ。
步骤S4、确定发射信号在该目标频段内的功率模型P。
在本发明实施例中，基站可以将频段提取矩阵与转换至频域的信号模型相乘，从而可以从该发射信号的信号模型中提取出位于该目标频段内的频域采样点。对于上述公式(7)所示的发射信号的信号模型，该提取出的频域采样点可以满足：
r＝ΛF1f 公式(22)
对于上述公式(19)所示的发射信号的信号模型，该提取出的频域采样点可以满足：
r′＝Λ1F2f′ 公式(23)
进一步的，基站即可根据上述公式(22)或(23)计算得到该单位时间内的发射信号在该目标频段内的功率模型P。对于上述公式(7)所示的发射信号的信号模型，该功率模型P可以表示为：
P＝‖r‖2＝‖ΛF1SW′x′+ΛF1Sg‖2 公式(24)
对于上述公式(19)所示的发射信号的信号模型，该功率模型P可以表示为：
P＝‖r′‖2＝‖Λ1F2HSW′x′+Λ1F2HSg‖2 公式(25)
公式(24)和公式(25)中的‖·‖表示向量的欧式范数。
步骤1025、根据该功率模型确定N路加扰信号。
基站在确定该N路加扰信号时，为了保证发射信号在目标频段内的功率尽可能的小，尽量降低第一制式的通信系统中的信号对第二制式的通信系统中的信号的干扰，可以调整加扰信号的符号值，从而最小化该单位时间内的发射信号在该目标频段内的功率模型P的功率。
例如，基站可以在该N路加扰信号的总功率小于第一功率阈值的前提下，计算该功率模型的功率为最小值时，该N路加扰信号中每一路加扰信号在该单位时间内的符号值，从而即可确定该N路加扰信号。其中，该第一功率阈值可以小于或等于第一制式的通信系统中基站的最大发射功率与该至少一路待发送信号的总功率之间的差值。也即是，在发送该N路加扰信号时，需要保证N路加扰信号的总功率与至少一路待发送信号的总功率之和，不大于该UMTS系统中基站的最大发射功率。
在本发明实施例中，在最小化上述公式(24)或者公式(25)所示的功率模型P时，需要设定约束条件，以保证N路加扰信号在该单位时间内的总功率小于第一功率阈值P′，该约束条件可以表示为：
‖x′‖2≤P′ 公式(26)
在本发明实施例中，该第一功率阈值P′可以小于或等于第一制式的通信系统中，基站的最大发射功率与该至少一路待发送信号的总功率之间的差值。也即是，在发送该N路加扰信号时，需要保证N路加扰信号的总功率与至少一路待发送信号的总功率之和，不大于该第一制式的通信系统中基站的最大发射功率。
在满足上述公式(26)所示条件的前提下，通过最小化上述公式(24)所确定的N路加扰信号组成的加扰信号矩阵可以表示为：
Figure BDA0001516996680000201
在满足上述公式(26)所示条件的前提下，通过最小化上述公式(25)所确定的N路加扰信号组成的加扰信号矩阵可以表示为：
Figure BDA0001516996680000202
上述公式(27)和公式(28)中，argmin表示功率模型P取值最小时的自变量x′的取值。
在求解上述公式(27)时，可以令A＝ΛF1SW′，b＝-ΛF1Sg，则上述公式(27)可以进一步简化为：
Figure BDA0001516996680000203
在求解如公式(29)所示的约束优化问题时，可以采用库恩塔克(Karush-Kuhn-Tucker，KKT)条件进行求解，根据KKT条件可以得到：
Figure BDA0001516996680000204
其中，AH表示矩阵A的共轭矩阵，λ为拉格朗日乘子。
一方面，如果λ＞0，那么‖x′‖2＝P′，根据上述公式(30)可以推导出：
(AHA+λI)x′＝AHb 公式(31)
求解公式(31)可以得到该N路加扰信号组成的加扰信号矩阵x′满足：
x′＝(AHA+λ0I)-1AHb 公式(32)
其中，λ0为使得x′满足公式(26)所示的约束条件的参数值，I为单位矩阵。一般λ0越大，x′的范数就越小。在本发明实施例中，通过二分法可以查找到最佳的λ0。
另一方面，如果λ＝0，根据上述公式(30)可以推导出：
AHAx′＝AHb 公式(33)
该公式(33)可以进一步简化为：
Ax′＝b 公式(34)
根据矩阵论可知，x′为上述公式(33)的解与x′是上述公式(34)的最小二乘解互为充要条件，由此可知该N路加扰信号组成的加扰信号矩阵x′可以为上述公式(34)的最小二乘解。
同理，在求解上述公式(28)时，也可以采用上述KKT条件进行计算，本发明实施例对此不再赘述。
需要说明的是，基站在根据功率模型P确定N路加扰信号时，除了可以在约束条件下最小化该功率模型P，还可以使得该功率模型P的功率相对于原始功率降低一定比例，例如可以降低为原始功率80％，或者原始功率的90％等，只要保证该功率模型P的功率小于原始功率即可，本发明实施例对此不做限定。
步骤103、采用该至少一路待发送信号中每一路待发送信号对应的扩频码，对每一路待发送信号进行扩频。
基站可以将该每一路待发送信号与其对应的扩频码相乘，从而实现对该每一路待发送信号的扩频。
步骤104、采用该至少一路加扰信号中每一路加扰信号对应的扩频码，对每一路加扰信号进行扩频。
基站在确定该至少一路加扰信号中每一路加扰信号在该单位时间内的符号值，以及每一路加扰信号对应的扩频码之后，即可将每一路加扰信号与其对应的扩频码相乘，由此实现对每一路加扰信号的扩频。
步骤105、对扩频后的至少一路待发送信号以及扩频后的至少一路加扰信号进行处理得到发射信号。
进一步的，基站可以对该扩频后的至少一路待发送信号，以及扩频后的至少一路加扰信号进行处理，得到发射信号，该发射信号在单位时间内包括的码片所组成的列向量可以如上述公式(7)所示。其中，该处理可以包括叠加和加扰。
或者，基站在对该扩频后的路信号进行处理之前，还可以检测该第一制式的通信系统中基带信号的第一采样频率是否小于第二制式的通信系统中基带信号的第二采样频率。当该第一采样频率小于该第二采样频率时，为了更好的匹配该第二制式的通信系统的采样频率，有效降低对第二制式的通信系统中信号的干扰，该基站还可以确定过采样因子R，该过采样因子R可以大于或等于2。例如，该过采样因子R与第一采样频率的乘积可以等于该第二采样频率。当该第一采样频率不小于该第二采样频率时，该基站可以确定过采样因子R等于1，也即是，可以无需对基带信号进行过采样。
相应的，对该扩频后的至少一路待发送信号以及至少一路加扰信号进行处理的过程还可以包括：采用发射成型滤波器进行滤波，以及根据该过采样因子R进行过采样。此时，处理后得到的发射信号在单位时间内包括的L×R个采样值所组成的列向量可以如上述公式(19)所示。
示例的，假设第一制式的通信系统中，基带信号的第一采样频率为3.84MHz，该第二制式的通信系统中，基带信号的第二采样频率为7.68MHz，则该第一制式的通信系统的基站可以确定过采样因子R＝2，并可以对该扩频后的信号进行两倍过采样，此时该单位时间内的发射信号所包括的采样值的个数可以为L×R。
步骤106、发送该发射信号。
最后，第一制式的通信系统即可将该发射信号发射至终端设备。由于该发射信号在该目标频段内的取值小于原始功率，因此可以有效降低对第二制式的通信系统中的信号的干扰。终端设备接收到该发射信号之后，可以对该发射信号进行解扰和解扩，以获取该至少一路待发送信号。由于该发射信号中的加扰信号是用于调整功率的，而并未是用于向终端设备传输信息的，因此终端设备可以无需对该加扰信号进行处理。
在本发明实施例一种可选的实现方式中，假设第一制式的通信系统为UMTS系统，第二制式的通信系统为LTE系统，两种制式的通信系统共享频谱后所占的频段如图9所示，两种制式的通信系统共享的预设频段为1MHz至4MHz共3MHz的频段。但LTE系统实际使用的调度频段为1.15MHz至3.85MHz的频段，该目标频段也为该1.15MHz至3.85MHz共2.7MHz的频段，即该目标频段为UMTS所占的第一频段中位于中心的2.7MHz的频段。若该UMTS系统中的基站向终端设备发送的信号中包括127路加扰信号，且该127路加扰信号所采用的扩频码的扩频因子均为128，则UMTS中基站发送的发射信号的功率谱密度(power spectraldensity,PSD)可以如图10所示。
图10中还示出了基站发送的信号中不包括加扰信号时的功率谱密度。图10所示的功率谱密度是将信号的频谱变换到低通频段后仿真得到的，即图10所示的频谱中，频点0即相当于该第一频段的中心频率f0，频段-1.35MHz至1.35MHz即相当于该目标频段。对比图10所示的两条曲线可以看出，在增加至少一路加扰信号后，基站发送的发射信号的总功率增加了，但是在该目标频段上的功率却明显降低了。根据上述公式(27)和公式(28)可以确定，发射信号的功率在该目标频段内降低的幅度与加扰信号的路数，加扰信号所采用的扩频码的扩频因子，以及预设的功率阈值等参数有关。由于LTE系统的调度频段包括该目标频段，将该目标频段的功率降低，也就降低了UMTS系统中基站发送的发射信号对LTE系统中的信号的干扰。
在本发明实施例另一种可选的实现方式中，假设第一制式的通信系统为UMTS系统，第二制式的通信系统为LTE系统，两种制式的通信系统共享频谱后所占的频段如图11所示，该LTE系统所占的第二频段位于该UMTS系统所占用的第一频段内，也即是，该两种制式的通信系统所共享的预设频段为该第一频段的一部分，但该预设频段的中心频率与该第一频段的中心频率不相等。若目标频段为0.65MHz至3.35MHz共2.7MHz的频段。则基站可以根据上述步骤S2所示的方法，根据该目标频段确定取值为1的对角元素所在行，进而确定该频段提取矩阵。后续确定至少一路加扰信号的过程可以参考上述实施例，此处不再赘述。
在本发明实施例又一种可选的实现方式中，假设第一制式的通信系统为UMTS系统，第二制式的通信系统为LTE或者NR系统，两种制式的通信系统所占的频段如图12所示，从图12可以看出，该两种制式的通信系统共享频谱后，该两种制式的通信系统所占的频段部分重叠，且该第二制式的通信系统所占的第二频段的带宽可以大于该第一制式的通信系统所占的第一频段的带宽。例如，该第一频段的带宽为5MHz，该第二频段的带宽可以为5MHz，也可以为10MHz或者20MHz。
若该第一频段的中心频率f0为2.5MHz，两种制式的系统共享的预设频段为1.585MHz至4.78MHz的频段，且目标频段即为该预设频段。假设L＝256，则由于该中心频率f0满足：f1＜f0≤f2，参考上述步骤S2可知，UMTS系统中的基站可以确定取值为1的对角元素所在行包括第1行至第
Figure BDA0001516996680000221
行(即第1行至第153行)，以及第
Figure BDA0001516996680000222
Figure BDA0001516996680000223
行至第256行(即第196行至第256行)。之后，基站去除该对角矩阵中取值为0的对角元素后，即可得到频段提取矩阵。最后，基站可以参考上述公式(27)计算该加扰信号矩阵。
图13是本发明实施例提供的另一种UMTS中基站发送的发射信号的功率谱密度的示意图。图13中还示出了基站发送的发射信号中不包括加扰信号时的功率谱密度。同样，图13所示的功率谱密度也是将信号的频谱变换到低通频段后仿真得到的，即图13所示的频谱中，频点0即相当于该第一频段的中心频率f0，频段-0.915MHz至2.28MHz即相当于该目标频段。对比图13所示的两条曲线可以看出，在增加至少一路加扰信号后，基站发送的信号的总功率增加了，但是在该目标频段内的功率却明显降低了。通过降低UMTS系统中基站发送的发射信号在该目标频段内的功率，使得运营商可以部署更大带宽的非UMTS系统(例如LTE系统或者NR系统等)。并且，当UMTS系统中基站与终端设备之间为单径信道时，UMTS系统的性能不会因为其功率谱密度的变化而受到影响。当UMTS系统中基站与终端设备之间为多径信道时，UMTS系统的径间干扰会因为其功率谱密度的变化而增加，但对UMTS系统整体性能的影响不大。
在本发明实施例再一种可选的实现方式中，假设第一制式的通信系统为UMTS系统，第二制式的通信系统为LTE系统或者NR系统，两种制式的通信系统共享频谱后所占的频段如图14所示。从图14可以看出，该第一制式的通信系统所占的第一频段的带宽，以及该第二制式的通信系统所占的第二频段的带宽均为5MHz，并且两种制式的通信系统所占的频段重合，也即是，该第一制式的通信系统将其所占的第一频段均作为预设频段共享至了第二制式的通信系统。由于UMTS系统中信号的发射端可以通过RRC发射成型滤波器对信号进行滤波，因此基站发送的发射信号的频谱下降较快，基站能够以3.84MHz的采样频率对基带进行采样。而在LTE系统或者NR系统中，信号的发射端采用的是矩形成型滤波器，基站发送的信号的频谱下降慢。为了满足采样定理，系统带宽为5MHz的LTE系统或者NR系统对基带信号的采样频率一般为7.68MHz。
为了更好地匹配第二制式的通信系统的采样频率，UMTS系统的基站可以对基带信号进行过采样，使得其采样频率也达到7.68MHz。相应的，该过采样因子R可以满足：R＝2，该过采样后的信号在单位时间内所传输的码片个数即为L×R，其中L可以满足：L＝256。若LTE系统仅调度了6个资源块(Resource Block，RB)，且其调度频段为1.96MHz至3.04MHz共1.08MHz的频段，则UMTS系统的基站可以确定目标频段即为该1.96MHz至3.04MHz共1.08MHz的频段。
由于第一频段的中心频率f0满足：f1＜f0≤f2，则根据上述步骤S2，基站可以确定(L×R)×(L×R)的对角矩阵中，取值为1的对角元素所在行包括：第1行至第
Figure BDA0001516996680000231
行(即第1行至第37行)，以及第
Figure BDA0001516996680000232
行至第512行(即第477至第512行)。
进一步的，考虑到频谱边缘的过渡问题，可以适当扩大该取值为1的对角元素所在行的范围，以使得UMTS系统可以让出更多的带宽给LTE系统的子载波。例如，可以使得Δ1和Δ2均等于4，则在该512×512的对角矩阵中，取值为1的对角元素所在行可以包括第1行至第
Figure BDA0001516996680000233
行(即第1至第41行)，以及第
Figure BDA0001516996680000234
行至第256行(即第473至第512行)，由此可以使得UMTS系统在该调度频段的左右两边各多让出4个子载波的带宽。之后，基站去除该对角矩阵中取值为0的对角元素后，即可得到频段提取矩阵。最后，基站可以参考上述公式(27)计算该加扰信号矩阵。
第一制式的通信系统通过上述方法与第二制式的通信系统共享频谱时，可以使得运营商部署5MHz系统带宽的第二制式的通信系统比仅仅部署3MHz的系统能够更有效地利用该第一制式的通信系统的频谱。
可选的，在本发明实施例中，当该第一制式的通信系统的基站还用于发送该第二制式的通信系统的信号(也即是图1所示的共站发射的场景)时，如图15所示，本发明实施例所提供的信号处理方法还可以包括：
步骤107、确定第一制式的通信系统所占用的第一频段，以及第二制式的通信系统所占用的第二频段。
示例的，如图9所示，两种制式的通信系统在共享预设频段时，该第一制式的通信系统所占用的第一频段的带宽可以为5MHz，该第二制式的通信系统所占用的第二频段的带宽可以为3MHz。
步骤108、若该第二频段位于该第一频段内，在发送该第二制式的通信系统的信号时，采用该第一制式的通信系统的发射成型滤波器对该第二制式的通信系统的信号进行处理后发送。
在本发明实施例中，第一制式的通信系统中的基站在发送信号时，可以采用发射成型滤波器对信号进行滤波，该滤波后的信号的功率谱密度在其频谱边缘的下降速度较快。当第二频段位于该第一频段内，该发射成型滤波器对该第二制式的通信系统的信号的影响较小，因此可以采用该第一制式的通信系统的发射成型滤波器对该第二制式的通信系统的信号进行处理后发送，从而可以有效提高信号处理和发送的效率，降低成本。
示例的，图16是本发明实施例提供的一种UMTS系统以及LTE系统中发射信号的功率谱密度的示意图。UMTS系统中所使用的发射成型滤波器(或接收滤波器)的幅频响应的模的平方与该UMTS系统中基站发送的发射信号的功率谱密度有相同的形状。从图16可以看出，UMTS系统中的发射成型滤波器的幅频响应开始下降的频点(例如1.8MHz)处，LTE系统中发射信号的功率谱密度已经下降了大约30分贝(dB)，因此如果采用该UMTS系统中的发射成型滤波器或者接收滤波器对LTE系统中的信号进行滤波，对3MHz系统带宽的LTE信号的影响较小。
在实际应用中，由于基站中的发射滤波器一般在RRU中实现，将第二制式的通信系统的信号也通过一个发射成型滤波器进行发送，意味着该第二制式的通信系统的基带信号可以先与第一制式的通信系统的基带信号进行叠加，然后再经过同一个RRU发射出去，从而可以有效降低信号处理的成本。
可选的，在上述步骤106中，基站还可以采用窄带宽滤波器对该发射信号进行滤波，然后再发送该滤波后的发射信号。
其中，该窄带宽滤波器可以包括带通滤波器、带阻滤波器、高通滤波器和低通滤波器中的任一种。该窄带宽滤波器可以抑制基站发送的发射信号在该窄带宽滤波器的阻带部分的功率。由于基站发送的发射信号的功率在该窄带宽滤波器的阻带部分的功率值较小，因此可以将该窄带宽滤波器的阻带部分的频段用作第二制式的通信系统的调度频段。
相应的，在上述步骤102中，第一制式的通信系统的基站可以获取该第二制式的通信系统的调度频段，并且可以将该调度频段中与该窄带宽滤波器的通带重叠的部分确定为该目标频段。也即是，对于该窄带宽滤波器没有抑制的频段，可以采用增加至少一路加扰信号的方式，对该目标频段的功率进行调整，从而可以有效降低对第二制式的通信系统的信号的干扰。
假设第二制式的通信系统为LTE系统，该LTE系统的下行信号一般包括小区特定的参考信号(Cell-specific Reference Signal，CRS)、物理HARQ(混合自动重传请求，HybridAutomatic Repeat Request)指示信道(Physical Hybrid-ARQ Indicator Channel，PHICH)、物理控制格式指示信道(Physical Control Format Indicator Channel，PCFICH)、信道状态信息参考信号(Channel State Information Reference Signal，CSI-RS)，上述信号和信道分散在LTE系统的整个系统带宽上。如果单纯采用窄带宽滤波器对该UMTS系统的信号进行滤波，以降低干扰，则需要采用阻带较小(例如15kHz)的滤波器对UMTS系统的信号进行滤波。但采用阻带较窄的滤波器会造成滤波器的阶数过高，UMTS系统的性能严重下降。而在本发明实施例中，通过增加至少一路加扰信号对该UMTS信号的功率谱密度进行调整，使得该UMTS系统中基站发射的发射信号的在LTE的CRS、PHICH、PCFICH或CSI-RS的调度频段内的功率中较小，从而可以有效降低干扰。
示例的，假设在LTE系统发送CRS时，为了避免对LTE系统中CRS的干扰，可以将CRS的调度频段中与窄带宽滤波器的通带重叠的部分确定为该目标频段。如图17所示，假设UMTS系统所占的第一频段的带宽为5MHz，该CRS的调度频段均匀分散在该5MHz的频段内，其中窄带宽滤波器的阻带(即频率响应曲线下凹的部分)与部分调度频段重叠。因此，UMTS系统中的基站可以将该调度频段与通带重叠部分确定为目标频段。从图17可以看出，该目标频段可以包括多个分散的子频段。
进一步的，UMTS系统的基站可以参考上述步骤S2所示的方法，根据该目标频段所包括的多个子频段，计算对角矩阵中，每个子频段所对应的取值为1的对角元素所在行，并将该各个子频段对应的取值为1的对角元素所在行的合集，确定为该对角矩阵中取值为1的对角元素所在行。
示例的，假设该目标频段中包括12个子频段，每个子频段的带宽为15kHz，基站参考上述步骤S2所示的方法，根据每个子频段确定了一行取值为1的对角元素，且该12个子频段中，相邻两个子频段所确定的取值为1的对角元素所在行的行间距为3。例如，根据第一个子频段所确定的取值为1的对角元素所在行可以为第2行，根据第二个子频段所确定的取值为1的对角元素所在行可以为第5行。则根据该12个子频段所确定的取值为1的对角元素所在行的合集可以表示为：{γ|γ＝2+3β，β为整数，0≤β≤11}。
此外，由于在LTE系统中，基站每个时隙可以传输7个OFDM符号，其中只有第1个和第5个OFDM符号上有CRS。如果是为了降低UMTS系统对该CRS的干扰，则UMTS系统中的基站无需始终发送加扰信号，该基站可以根据获取到的LTE系统的调度信息，在该LTE系统中发送CRS时再发送该至少一路加扰信号，从而可以避免过多增加UMTS系统的发射功率。通过增加至少一路加扰信号保护LTE系统中PCIFICH、PHICH和CSI-RS的过程与上述保护CRS的过程类似，这里不再赘述。
在本发明实施例中，通过将窄带宽滤波器滤波的方法与增加至少一路加扰信号的方法相结合，不仅提高了该信号处理方法的灵活性，还可以精准地保护第二制式的通信系统中单个或少数几个子载波，有效提高了两种制式的通信系统的性能。
可选的，由于第二制式的通信系统在发送信号时，每个符号还可以包括循环前缀(Cyclic Prefix，CP)，而在计算该第二制式的通信系统中每个符号的持续时间时，一般是计算每个有用符号(也即是不考虑CP的符号)的持续时间。因此在该第二制式的通信系统中某个有用符号的持续时间内，可能存在该有用符号的起始传输时刻与该第一制式的通信系统中某一路信号的首个码片序列的起始传输时刻不一致的情况，为了精确计算得到发射信号在该每个符号的持续时间内的功率，进而精准降低第一制式的通信系统对该第二制式的通信系统中的信号的干扰，可以考虑该起始传输时刻不一致的情况。
示例的，假设第一制式的通信系统为UMTS系统，第二制式的通信系统为LTE系统或者NR系统，该第二制式的通信系统中每个OFDM符号中均包括CP，则不论该第二制式的通信系统中首个有用OFDM符号的起始传输时刻与该UMTS系统中每一路信号的首个符号的起始传输时刻是否相同，随着时间的推移，LTE系统中的有用OFDM符号与UMTS系统中的符号(不论该符号被扩频成多少码片)必然会出现起始传输时刻不一致的情况。
图18是本发明实施例提供的一种LTE系统中的OFDM符号与UMTS系统中的码片序列在时域内的对应关系示意图，如图18所示，每个OFDM符号中添加有CP，该CP打乱了OFDM符号与UMTS中码片序列(即对一个符号扩频后得到的多个码片组成的序列)的对应关系。图18中示出的每个码片序列可以包括256个码片或者128个码片。其中长度为256的码片序列是采用扩频因子为256的扩频码对一个符号进行扩频后得到的，长度为128的码片序列是采用扩频因子为128的扩频码对一个符号进行扩频后得到的。从图18可以看出，即使第一个有用OFDM符号(即不考虑CP的OFDM符号0)的起始传输时刻与该UMTS系统中的每个码片序列的起始传输时刻一致，但由于CP的存在，随着时间的推移，后续多个有用OFDM符号的起始传输时刻与该UMTS系统中的码片序列的起始传输时刻并不对齐。
在本发明实施例中，基站通过上述步骤1021所示的方法确定每一路加扰信号对应的扩频码后，在获取单位时间内的发射信号时，还可以根据第二制式的通信系统中每个符号的持续时间段，确定以该符号的持续时间段为单位时间时，每一路加扰信号和每一路待发送信号实际使用的扩频码。其中，确定每一路信号实际使用的扩频码的过程可以如图19所示，该方法可以包括：
步骤1023a、获取该第二制式的通信系统中每个符号的起始传输时刻。
第一制式的通信系统的基站可以通过预设接口获取该第二制式的通信系统中一个符号的起始传输时刻，例如，该基站可以在获取第二制式的通信系统的调度信息时，同步获取该第二制式的通信系统中一个符号的起始传输时刻。并且，基站可以根据该第二制式的通信系统中，每个符号的CP长度，以及有用符号的持续时间，确定每个符号的起始传输时刻。
步骤1023b、检测第二制式的通信系统中第一符号的起始传输时刻，与扩频后的每一路信号在该第一符号的持续时间内传输的首个码片序列的起始传输时刻的第一时间差。
在本发明实施例中，该第一符号可以为该第二制式的通信系统中的任一符号，每个码片序列是对一个符号进行扩频后得到的多个码片所组成的序列。该首个码片序列可以是指在该第一符号的持续时间内，每一路信号所传输的第一个符号对应的码片序列。并且，该第一符号的起始传输时刻是指该第一符号不考虑CP时的起始传输时刻。
示例的，图20是本发明实施例提供的一种LTE系统中不同符号与UMTS系统中码片序列在时域内的对应关系示意图。如图20所示，假设LTE系统中的第一符号为符号A，当以该符号A的持续时间段为单位时间时，UMTS系统中的两路公共信道上的待发送信号在该单位时间内可以分别传输一个长度为256的码片序列，H′路业务信道上的待发送信号和N路加扰信号中的每一路信号在该单位时间内可以分别传输两个长度为128的码片序列。并且，每一路信号在该单位时间内传输的首个码片序列的起始传输时刻与该符号A的起始传输时刻均一致，因此，该UMTS系统的基站可以确定该符号A与每一路信号之间的第一时间差为0。
若该第一符号为符号C，则从图20可以看出，当以该符号C的持续时间段为单位时间时，H′路业务信道上的待发送信号和N路加扰信号中的每一路信号，恰好可以分别传输两个长度为128的码片序列。也即是，每一路业务信道上的待发送信号以及每一路加扰信号，在该符号C的持续时间内传输的首个码片序列的起始传输时刻与该符号C的起始传输时刻均一致，因此，该UMTS系统的基站可以确定该符号C与每一路业务信道上的待发送信号之间的第一时间差为0，且该符号C与N路加扰信号中的每一路信号之间的第一时间差为0。而两路公共信道上的待发送信号在该符号C的持续时间内可以分别传输两个码片序列，但每个码片序列只能传输一半的码片。也即是，该两路公共信道上的待发送信号在该持续时间内传输的首个码片序列的起始传输时刻与该符号C的起始传输时刻不一致，因此，该UMTS系统的基站可以确定该符号C与每一路公共信道上的待发送信号之间的第一时间差不为0。
步骤1023c、若该第一符号的起始传输时刻与第一路信号中首个码片序列的起始传输时刻的第一时间差不等于0，计算在该第一时间差内所传输的该首个码片序列的码片个数n0。
进一步的，当该至少一路待发送信号和至少一路加扰信号中，第一路信号中首个码片序列的起始传输时刻与该第一符号与该第一符号的起始传输时刻的第一时间差不等于0时，基站可以根据该第一时间差Δt以及UMTS系统中的码片周期tc，计算得到该第一路信号在该第一时间差内所能够传输的码片个数n0，该码片个数n0可以满足：
Figure BDA0001516996680000271
示例的，假设该符号C与每一路公共信道上的待发送信号之间的第一时间差Δt为33.33μs，而UMTS系统中的码片周期
Figure BDA0001516996680000272
则基站可以确定每一路公共信道上的待发送信号在该第一时间差Δt内所传输的首个码片序列中的码片个数n0为：
Figure BDA0001516996680000273
需要说明的是，在根据该公式(35)计算码片个数n0时，若计算得到的数值不为整数，则还可以对该数值进行取整后作为该码片个数n0。其中，取整可以包括向上取整或者向下取整，本发明实施例对此不做限定。
步骤1023d、根据该码片个数n0，确定该第一路信号所属的信号组中，每一路信号在该持续时间内采用的扩频码。
在本发明实施例中，基站可以根据该码片个数n0，确定该第一路信号所属的信号组中，任一路信号在该持续时间内传输的首个码片序列指示的符号所采用的扩频码包括：该任一路信号对应的扩频码中第n0+1至第l′个元素，并可以确定该任一路信号在该持续时间内传输的最后一个码片序列指示的符号所采用的扩频码包括：该任一路信号对应的扩频码中第1至第(L′+n0)％l′个元素，l′为该第一路信号对应的扩频码的扩频因子，L′为该发射信号在该单位时间内包括的码片个数，％表示取余数。
此外，对于首个码片序列和最后一个码片序列之间的其他码片序列，基站可以确定该其他码片序列指示的符号对应的扩频码即为该任一路信号对应的扩频码。
示例的，假设第一组待发送信号组中，公共信道P-CCPCH和P-CPICH上的待发送信号对应的扩频码的扩频因子为256，并且每一路公共信道上的待发送信号在第一时间差Δt内所传输的首个码片序列的码片个数n0为128。根据图20可知，公共信道P-CCPCH上的待发送信号在符号C的持续时间内所传输的首个码片序列指示的符号为符号b1，则基站可以确定该符号b1在该符号C的持续时间内所采用的扩频码为扩频码C256,0中第129至第256个元素，符号b2在该符号C的持续时间内所采用的扩频码为扩频码C256,0中第1至第(256+128)％256个元素(即第1至第128个元素)；同理，基站可以确定公共信道P-CPICH上的待发送信号中，符号a1在该符号C的持续时间内所采用的扩频码为扩频码C256,1中第129至第256个元素，符号a2在该符号C的持续时间内所采用的扩频码为扩频码C256,1中第1至第128个元素。
相应的，上述公式(7)所示的，对扩频后的(H′+2)路待发送信号进行叠加得到的信号，在该符号C的持续时间内所包括的L个码片所组成的L×1的列向量q可以表示为：
Figure BDA0001516996680000274
其中，公式(36)中的ui(m4:n4)可以表示由列向量ui中第m4至第n4行的元素所构成的列向量，公式(36)中i取值为0或1。
在本发明实施例一种可选的实现方式中，上述步骤1023c中根据码片个数n0，确定该第一路信号在该持续时间内采用的扩频码的过程还可以通过如下方法实现：
步骤C1、根据发射信号在单位时间内包括的码片个数L′，以及码片个数n0，确定对角元素为0或1的(k′i×l′)×(k′i×l′)的对角矩阵中，取值为1的对角元素所在行为第(n0+1)行至第(n0+L′)行。
其中，k′i为该第一路信号在该第一符号的持续时间内所传输的符号的个数，l′为该第一路信号对应的扩频码的扩频因子。
示例的，假设该第一符号为图20所示的符号B，在该符号B的持续时间内，两路公共信道上的待发送信号可以分别传输两个码片序列，H′路业务信道上的待发送信号和N路加扰信号中的每一路信号，可以分别传输三个码片序列。并且，该多路待发送信号和多路加扰信号中的每一路信号，在该符号B的持续时间内传输的首个码片序列的起始传输时刻与该符号B的起始传输时刻之间的第一时间差相等，且每一路信号在该第一时间差内所传输的码片个数均为n0。若该第一路信号为该公共信道P-CCPCH上的待发送信号，则由于UMTS系统中，发射信号在单位时间内所包括的码片个数L′为256，该公共信道P-CCPCH上的待发送信号对应的扩频码的扩频因子l′为256，第一路信号在该符号B的持续时间内所传输的符号的个数k′i＝2。因此基站可以确定对角元素为0或1的对角矩阵的维度为(2×256)×(2×256)，并且可以确定该对角矩阵中，取值为1的对角元素所在行为第(n0+1)行至第(n0+256)行。例如，当n0＝128时，基站可以确定该取值为1的对角元素所在行为第129行至第384行。
步骤C2、去除该(k′i×l′)×(k′i×l′)的对角矩阵中，取值为0的对角元素所在行，生成L′×(k′i×l′)的码片提取矩阵K。
示例的，基站去除(2×256)×(2×256)的对角矩阵中，取值为0的对角元素所在的第1至第128行，以及第385至第512行之后，可以得到256×512的码片提取矩阵K。
步骤C3、确定该第一路信号所属的信号组对应的扩频码组成的扩频矩阵W′i。
该扩频矩阵W′i可以满足：
Figure BDA0001516996680000281
其中，
Figure BDA0001516996680000282
为k′i阶单位矩阵，V′i为l′×N′i的矩阵，且矩阵V′i中第y′列元素为该第一路信号所属的信号组包括的N′i路信号中，第y′路信号对应的扩频码，y′为不大于N′i的正整数。
相应的，在通过上述公式(7)或公式(19)计算该单位时间内的发射信号包括的码片所组成的列向量时，可以采用上述公式(37)确定每一组待发送信号组以及每一组加扰信号组对应的扩频矩阵。
示例的，若该第一路信号为该公共信道P-CCPCH上的待发送信号，则由于第一路信号在该符号B的持续时间内所传输的符号的个数k′i＝2，该第一路信号所属的第一组待发送信号组所包括的信号的路数N′i＝2。并且该第一组待发送信号组中，公共信道P-CCPCH上的待发送信号对应的扩频码C256,0可以组成的256×1的列向量u0，公共信道P-CPICH上的待发送信号所对应的扩频码为C256,1可以组成的256×1的列向量u1，因此根据上述公式(37)，基站可以确定该第一组待发送信号组对应的扩频码组成的扩频矩阵W′i满足：
Figure BDA0001516996680000283
其中，码片提取矩阵K为256×512的矩阵。
若该第一路信号为该图20所示的一路业务信道上的待发送信号，则由于该第一路信号在该符号B的持续时间内所传输的符号的个数k′i＝3，该第一路信号对应的扩频码的扩频因子l′为128，因此基站可以确定对角元素为0或1的对角矩阵的维度为(3×128)×(3×128)，即该对角矩阵的维度为384×384。并且基站可以确定该对角矩阵中，取值为1的对角元素所在行为第(n0+1)行至第(n0+256)行。进一步的，基站去除384×384的对角矩阵中取值为0的对角元素所在第1至第128行，以及第385至第512行之后，可以得到256×384的码片提取矩阵K。
又由于该第一路信号所属的第二组待发送信号组所包括的信号的路数N′i＝H′，并且该第二组待发送信号组中，第y′(y′为不大于H′的正整数)路待发送信号对应的扩频码
Figure BDA0001516996680000291
可以组成的128×1的列向量
Figure BDA0001516996680000292
因此根据上述公式(37)，基站可以确定该第二组待发送信号组对应的扩频码组成的扩频矩阵W′i满足：
Figure BDA0001516996680000293
其中，码片提取矩阵K为256×384的矩阵。
若该第一路信号为该图20所示的一路加扰信号，则由于第一路信号在该符号B的持续时间内所传输的符号的个数k′i＝3，该第一路信号对应的扩频码的扩频因子l′为128，因此基站可以确定对角元素为0或1的对角矩阵的维度为(3×128)×(3×128)，并且可以确定该对角矩阵中，取值为1的对角元素所在行为第(n0+1)行至第(n0+256)行。进一步的，基站去除384×384的对角矩阵中取值为0的对角元素所在第1至第128行，以及第385至第512行之后，可以得到256×384的码片提取矩阵K。
又由于该第一路信号所属的加扰信号组所包括的信号的路数N′i＝N。并且该加扰信号组中，第y(y为不大于N的正整数)路加扰信号对应的扩频码
Figure BDA0001516996680000294
可以组成的128×1的列向量
Figure BDA0001516996680000295
因此根据上述公式(37)，基站可以确定该加扰信号组对应的扩频码组成的扩频矩阵W′i满足：
Figure BDA0001516996680000296
其中，码片提取矩阵K为256×384的矩阵。
之后，基站即可根据上述公式(7)或公式(19)计算该单位时间内的发射信号包括的码片所构成的列向量，进而再计算每一路加扰信号在该单位时间内所传输的符号值。
此外，当该第一符号为图20所示的符号D时，计算每一路信号在该符号D的持续时间内采用的扩频码可以参考上述实施例，本发明实施例对此不再赘述。
可选的，在本发明实施例中，该第一制式的通信系统的基站在发送信号的过程中，还可以实时检测其业务量，例如可以检测系统中空闲扩频码的数量以及待发送信号的功率。当基站检测到该第一制式的通信系统中空闲扩频码的数量小于预设个数阈值，或者检测到待发送信号的功率大于第二功率阈值时，可以向第二制式的通信系统的基站发送指示信息，该指示信息可以用于指示第二制式的通信系统的基站在该预设频段内允许调度频段，该允许调度频段的带宽可以小于该预设频段的带宽，或者该指示信息还可以用于指示该第二制式的通信系统的基站在该预设时间段内停止发送信号。又或者，该第一制式的通信系统还可以直接停止频谱共享。从而可以避免对第一制式的通信系统中信号的正常发送造成影响。
示例的，在实际应用中，如果UMTS系统中的基站要寻呼终端设备，则该基站需要通过寻呼指示信道(Paging Indicator Channel，PICH)发送信号(该PICH对应的扩频码的SF可以为256)。如果终端设备向基站发起随机接入，那么该基站还要通过捕获指示信道(Acquisition Indicator Channel，AICH)发送信号(该AICH对应的扩频码的SF可以为256)。当UMTS的终端设备有高速上行链路分组接入(high speed uplink packet access，HSUPA)业务时，基站还需要通过E-DCH(增强专用信道，Enhanced Dedicated Channel)绝对授权信道(E-DCH Absolute Grant Channel，E-AGCH)、E-DCH相对授权信道(E-DCHRelative Grant Channel，E-RGCH)、以及E-DCH混合ARQ(自动重传请求，Automatic RepeatRequest)指示信道(E-DCH Hybrid ARQ Indicator Channel，E-HICH)发送信号，其中该E-AGCH对应的扩频码的SF可以为256，该E-RGCH和E-HICH对应的扩频码的SF可以为128。当UMTS系统中的基站需要通过上述物理信道同时发送信号，且基站待发送的信号占据了较多的码道资源时，则该UMTS系统的基站可以停止频谱共享；或者可以在通过上述物理信道发送信号的过程中，通过该制式信息指示第二制式的通信系统停止发送信号。
综上所述，本发明实施例提供了一种信号处理方法，第一制式的通信系统中的基站可以在与其他制式的通信系统共享预设频段时，确定至少一路加扰信号，并对该加扰信号和系统中的待发送信号进行处理后发送至终端设备，由于该加扰信号可以使得基站发送的发射信号在目标频段(该目标频段属于该预设频段)内的功率小于原始功率，因此可以在提高频谱利用率的基础上，有效降低该第一制式的通信系统发送的发射信号对该第二制式的通信系统中的信号的干扰。
图21是本发明实施例提供的一种信号处理装置的结构示意图，该信号处理装置可以配置在图1或图2所示实施环境中的任一基站中，并且可以实现上述实施例所提供的信号处理方法。如图21所示，该装置可以包括：
第一获取模块201，可以用于实现上述图4所示实施例中步骤101所示的方法。
第一确定模块202，可以用于实现上述图4所示实施例中步骤102所示的方法。
第一扩频模块203，可以用于实现上述图4所示实施例中步骤103所示的方法。
第二扩频模块204，可以用于实现上述图4所示实施例中步骤104所示的方法。
处理模块205，可以用于实现上述图4所示实施例中步骤105所示的方法。
第一发送模块206，可以用于实现上述图4所示实施例中步骤106所示的方法。
图22是本发明实施例提供的一种第一确定模块的结构示意图，如图22所示，该第一确定模块202可以包括：
第一确定子模块2021，可以用于实现上述图6所示实施例中步骤1021所示的方法。
选取子模块2022，可以用于实现上述图6所示实施例中步骤1022所示的方法。
获取子模块2023，可以用于实现上述图6所示实施例中步骤1023所示的方法。
第二确定子模块2024，可以用于实现上述图6所示实施例中步骤1024所示的方法。
第三确定子模块2025，可以用于实现上述图6所示实施例中步骤1025所示的方法。
可选的，该第三确定子模块2025可以用于：
在N路加扰信号在该单位时间内的总功率小于第一功率阈值的前提下，计算功率模型的功率为最小值时，该N路加扰信号中每一路加扰信号在该单位时间内的符号值。
可选的，图23是本发明实施例提供的另一种信号处理装置的结构示意图，如图23所示，该装置还可以包括：
第一检测模块207，用于检测该第一制式的通信系统中基带信号的第一采样频率是否小于该第二制式的通信系统中基带信号的第二采样频率。
第二确定模块208，用于当该第一采样频率小于该第二采样频率时，确定该过采样因子R为大于或等于2的整数。
第三确定模块209，用于当该第一采样频率不小于该第二采样频率时，确定该过采样因子R为1。
可选的，该第二确定子模块2024确定对角元素为0或1的对角矩阵中，取值为1的对角元素所在行可以包括：
确定该第一制式的通信系统所占用的第一频段的中心频率f0；
判断该目标频段的下限频率f1、该目标频段的上限频率f2和该第一频段的中心频率f0三者的大小；
当该中心频率f0满足：f1＜f0≤f2时，确定取值为1的对角元素所在行包括第1行至第
Figure BDA0001516996680000311
行，以及第
Figure BDA0001516996680000312
行至第L′行，其中fs为该第一制式的通信系统的采样频率，其中，L′为该对角矩阵所包括的总行数；
当该中心频率f0满足：f0＞f2时，确定取值为1的对角元素所在行包括第
Figure BDA0001516996680000313
Figure BDA0001516996680000314
行至第
Figure BDA0001516996680000315
行；
当该中心频率f0满足：f0≤f1时，确定取值为1的对角元素所在行包括第
Figure BDA0001516996680000316
Figure BDA0001516996680000317
行至第
Figure BDA0001516996680000318
行。
可选的，该第二确定子模块2024还可以用于：
当该中心频率f0满足：f1＜f0≤f2时，确定取值为1的对角元素所在行还包括：第
Figure BDA0001516996680000319
行至第
Figure BDA00015169966800003110
行，和/或，第
Figure BDA00015169966800003111
行至第
Figure BDA00015169966800003112
行；
当该中心频率f0满足：f0＞f2时，确定取值为1的对角元素所在行还包括：第
Figure BDA00015169966800003113
行至第
Figure BDA00015169966800003114
行，和/或，第
Figure BDA00015169966800003115
Figure BDA00015169966800003116
行至第
Figure BDA00015169966800003117
行；
当该中心频率f0满足：f0≤f1时，确定取值为1的对角元素所在行还包括第
Figure BDA00015169966800003118
Figure BDA00015169966800003119
行至第
Figure BDA00015169966800003120
行，和/或，第
Figure BDA00015169966800003121
行至第
Figure BDA00015169966800003122
Figure BDA00015169966800003123
行；其中，Δ1、Δ2、Δ3、Δ4、Δ5和Δ6均为正整数。
可选的，该第二确定子模块2024可以用于：
检测该目标频段是否为连续频段；
该第二确定子模块2024判断该目标频段的下限频率f1、该目标频段的上限频率f2和该第一频段的中心频率f0三者的大小，包括：
当该目标频段为连续频段时，判断该目标频段的下限频率f1、该目标频段的上限频率f2和该第一频段的中心频率f0三者的大小；
当该目标频段不为连续频段时，该第二确定子模块2024，还可以用于：
分别确定所述目标频段中每个子频段对应的取值为1的对角元素所在行；
将该目标频段中各个子频段对应的取值为1的对角元素所在行的合集，确定为该对角元素为0或1的对角矩阵中，取值为1的对角元素所在行。
可选的，该第一制式的通信系统的基站还用于发送该第二制式的通信系统的信号，如图23所示，该装置还可以包括：
第四确定模块210，用于确定两种制式的通信系统在共享预设频段时，该第一制式的通信系统所占用的第一频段，以及该第二制式的通信系统所占用的第二频段。
该第一发送模块206，还可以用于：若该第二频段位于该第一频段内，在发送该第二制式的通信系统的信号时，采用该第一制式的通信系统的发射成型滤波器对该第二制式的通信系统的信号进行处理后发送。
图24是本发明实施例提供的又一种信号处理装置的结构示意图，如图24所示，该装置还可以包括：
第二获取模块211，用于获取该第二制式的通信系统的调度信息，该调度信息包括该第二制式的通信系统的调度频段。
第五确定模块212，用于根据该调度频段和该预设频段，确定该目标频段，该目标频段包括该调度频段与该预设频段之间的重叠频段。
可选的，该第一发送模块206可以用于：
采用窄带宽滤波器对该发射信号进行滤波后发送，该窄带宽滤波器包括带通滤波器、带阻滤波器、高通滤波器和低通滤波器中的任一种。
相应的，如图24所示，该装置还可以包括：
第六确定模块213，用于将该调度频段中与该窄带宽滤波器的通带重叠的部分确定为该目标频段。
可选的，该获取子模块2023，还可以用于实现上述图19所示实施例中步骤1023a至步骤1023d所示的方法。
可选的，如图23和图24所示，该装置还可以包括：
第二发送模块214，用于当检测到该第一制式的通信系统中空闲扩频码的数量小于预设个数阈值，或者待发送信号的功率大于第二功率阈值时，向该第二制式的通信系统的基站发送指示信息；
该指示信息用于指示该第二制式的通信系统的基站在该预设频段内的允许调度频段，或者，该指示信息用于指示该第二制式的通信系统的基站在预设时间段内停止发送信号。
综上所述，本发明实施例提供了一种信号处理装置，第一制式的通信系统中的基站可以在与其他制式的通信系统共享预设频段时，确定至少一路加扰信号，并对该加扰信号和系统中的待发送信号进行处理后发送至终端设备，由于该加扰信号可以使得基站发送的发射信号在目标频段(该目标频段属于该预设频段)内的功率小于原始功率，因此可以在提高频谱利用率的基础上，有效降低该第一制式的通信系统发送的发射信号对该第二制式的通信系统中的信号的干扰。
请参考图25，其示出了本申请实施例提供的一种信号处理装置的硬件结构示意图。该信号处理装置可以配置在图1或图2所示实施环境中的任一基站中。参见图25，该装置可以包括处理器402、收发器404、多根天线406，存储器408、I/O(输入/输出，Input/Output)接口410和总线412。存储器408可以用于存储指令4082和数据4084。此外，处理器402、收发器404、存储器408和I/O接口410通过总线412彼此通信连接，多根天线406与收发器404相连。需要说明的是，图25所示的处理器402、收发器404、存储器408和I/O接口410之间的连接方式仅仅是示例性的，在具体实现过程中，处理器402、收发器404、存储器408和I/O接口410也可以采用除了总线412之外的其他连接方式彼此通信连接。
其中，处理器402可以是通用处理器，通用处理器可以是通过读取并执行存储器(例如存储器408)中存储的指令(例如指令4082)来执行特定步骤和/或操作的处理器，通用处理器在执行上述步骤和/或操作的过程中可能用到存储在存储器(例如存储器408)中的数据(例如数据4084)。通用处理器可以是，例如但不限于，中央处理器(CentralProcessing Unit，CPU)。此外，处理器402也可以是专用处理器，专用处理器可以是专门设计的用于执行特定步骤和/或操作的处理器，该专用处理器可以是，例如但不限于，数字信号处理器(Digital Signal Processor，DSP)、应用专用集成电路(Application SpecificIntegrated Circuit，ASIC)和现场可编程门阵列(Field Programmable Gate Array，FPGA)等。此外，处理器402还可以是多个处理器的组合，例如多核处理器。处理器402可以包括至少一个电路，以执行上述实施例中的信号处理方法的步骤。
收发器404用于收发信号。可选地，收发器404其通过多根天线406之中的至少一根天线来收发信号。
存储器408可以是各种类型的存储介质，例如随机存取存储器(Random AccessMemory，RAM)、ROM、非易失性RAM(Non-Volatile RAM，NVRAM)、可编程ROM(ProgrammableROM，PROM)、可擦除PROM(Erasable PROM，EPROM)、电可擦除PROM(Electrically ErasablePROM，EEPROM)、闪存、光存储器和寄存器等。存储器408具体用于存储指令4082和数据4084，当处理器402为通用处理器时，处理器402可以通过读取并执行存储器408中存储的指令4082，来执行特定步骤和/或操作，在执行上述步骤和/或操作的过程中可能需要用到数据4084。I/O接口410用于接收来自外围设备的指令和/或数据，以及向外围设备输出指令和/或数据。
在具体实现过程中，处理器402可以用于进行，例如但不限于，基带相关处理，收发器404可以用于进行，例如但不限于，射频收发。上述器件可以分别设置在彼此独立的芯片上，也可以至少部分的或者全部的设置在同一块芯片上。例如，处理器402可以进一步划分为模拟基带处理器和数字基带处理器，其中模拟基带处理器可以与收发器404集成在同一块芯片上，数字基带处理器可以设置在独立的芯片上。随着集成电路技术的不断发展，可以在同一块芯片上集成的器件越来越多，例如，数字基带处理器可以与多种应用处理器(例如但不限于图形处理器，多媒体处理器等)集成在同一块芯片之上。这样的芯片可以称为系统芯片(System on Chip)。将各个器件独立设置在不同的芯片上，还是整合设置在一个或者多个芯片上，往往取决于产品设计的具体需要。
此外，本申请中的术语“和/或”，仅仅是一种描述关联对象的关联关系，表示可以存在三种关系，例如，A和/或B，可以表示：单独存在A，同时存在A和B，单独存在B这三种情况。
本发明实施例还提供了一种计算机可读存储介质，该计算机可读存储介质中存储有指令，当该计算机可读存储介质在计算机上运行时，使得计算机执行上述实施例中的信号处理方法的步骤。
本发明实施例还提供了一种包含指令的计算机程序产品，当该计算机程序产品在计算机上运行时，使得计算机执行上述实施例中的信号处理方法的步骤。
本发明实施例还提供了一种芯片，该芯片可以配置于第一制式的通信系统的基站中，该芯片包括可编程逻辑电路和/或程序指令，当该芯片运行时用于实现上述实施例中的信号处理方法。
本发明实施例还提供了一种信号处理系统，如图1或图2所示，该系统可以包括：基站和至少一个终端设备02；
该基站可以包括图21，以及图23至图25任一所示的信号处理装置，该信号处理装置中还可以包括图22所示的第一确定模块。

Claims (33)

1.一种信号处理方法，其特征在于，应用于第一制式的通信系统的基站，所述方法包括：
在所述第一制式的通信系统与第二制式的通信系统共享目标频段时，获取所述第一制式的通信系统中至少一路待发送信号，以及每一路所述待发送信号对应的扩频码；
确定至少一路加扰信号，以及每一路所述加扰信号对应的扩频码；
采用每一路所述待发送信号对应的扩频码，对每一路所述待发送信号进行扩频；
采用每一路所述加扰信号对应的扩频码，对每一路所述加扰信号进行扩频；
对扩频后的至少一路所述待发送信号以及扩频后的至少一路所述加扰信号进行处理得到发射信号，所述处理包括叠加和加扰，所述发射信号在所述目标频段内的功率小于原始功率，所述原始功率为仅对扩频后的至少一路所述待发送信号进行处理后得到的原始发射信号在所述目标频段内的功率；
发送所述发射信号。
2.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述确定至少一路加扰信号，以及每一路所述加扰信号对应的扩频码，包括：
根据码表中空闲扩频码的数量，确定所述加扰信号的路数N；
从所述码表中的空闲扩频码中选取与N路所述加扰信号一一对应的N个扩频码，所述空闲扩频码不包括所述待发送信号对应的扩频码；
获取所述发射信号在单位时间内的信号模型，所述单位时间为所述第二制式的通信系统中每个符号的持续时间；
根据所述信号模型，确定所述发射信号在所述目标频段内的功率模型；
根据所述功率模型确定N路所述加扰信号。
3.根据权利要求2所述的方法，其特征在于，所述根据所述功率模型确定N路所述加扰信号，包括：
在N路所述加扰信号在所述单位时间内的总功率小于第一功率阈值的前提下，计算所述功率模型的功率为最小值时，N路所述加扰信号中每一路所述加扰信号在所述单位时间内的符号值。
4.根据权利要求3所述的方法，其特征在于，所述发射信号在所述单位时间内包括L个码片，所述L满足：
Figure FDA0003054832820000011
T0为所述单位时间，Tc为所述第一制式的通信系统的码片周期，INT()表示对括号内的数值取整，所述获取所述发射信号在单位时间内的信号模型，包括：
根据对所述待发送信号和所述加扰信号进行的所述处理包括的操作类型，以及所述发射信号在所述单位时间内包括的码片个数L，确定所述信号模型为L×1的列向量f，所述列向量f满足：
Figure FDA0003054832820000012
其中，S为L×L的扰码矩阵，所述扰码矩阵为对角矩阵，且所述扰码矩阵中第l行的对角元素为所述L个码片中第l个码片对应的扰码，l为不大于L的正整数，g为对扩频后的至少一路所述待发送信号进行叠加后得到的信号在所述单位时间内所包括的L个码片所组成的L×1的列向量，w为N路所述加扰信号所包括的组数，每组加扰信号组所包括的至少一路所述加扰信号对应的扩频码的扩频因子相等，各组加扰信号组对应的扩频码的扩频因子的不相等，Wi为第i组加扰信号组对应的扩频码组成的L×(ki×Ni)的扩频矩阵，i为不大于w的正整数，且Wi满足：
Figure FDA0003054832820000021
Figure FDA0003054832820000022
表示直积，
Figure FDA0003054832820000023
为ki阶单位矩阵，W′i为li×Ni的矩阵，li为所述第i组加扰信号组中每一路所述加扰信号所对应的扩频码的扩频因子，ki为所述第i组加扰信号组中每一路所述加扰信号在所述单位时间内所传输的符号的个数，矩阵W′i中的第y列元素为所述第i组加扰信号组所包括的Ni路所述加扰信号中，第y路所述加扰信号对应的扩频码组成的列向量，y为不大于Ni的正整数，xi为第i组加扰信号组包括的Ni路所述加扰信号所组成的(ki×Ni)×1的列向量，所述(ki×Ni)×1的列向量包括ki个按列排列的子向量，每个子向量包括的Ni个元素分别指示Ni路所述加扰信号中的一个符号，W′为w组加扰信号组对应的共w个扩频矩阵按行排列所组成的
Figure FDA0003054832820000024
的组合扩频矩阵，x′为w组加扰信号组按列排列所组成的
Figure FDA0003054832820000025
的加扰信号矩阵；
所述根据所述信号模型，确定所述发射信号在所述目标频段内的功率模型，包括：
根据所述目标频段，确定对角元素为0或1的L×L的对角矩阵中，取值为1的对角元素所在行；
去除所述对角矩阵中，取值为0的对角元素所在行，生成J×L的频段提取矩阵Λ，J为不大于L的正整数；
根据所述信号模型，确定所述发射信号在所述目标频段内的功率模型P，所述功率模型P满足：
P＝‖ΛF1f‖2＝‖ΛF1SW′x′+ΛF1Sg‖2，其中，F1为L×L的频域转换矩阵，‖·‖表示向量的欧式范数；
计算N路所述加扰信号中每一路所述加扰信号在所述单位时间内的符号值，包括：
根据所述功率模型P，确定N路所述加扰信号组成的加扰信号矩阵x′，所述加扰信号矩阵x′满足：
Figure FDA0003054832820000026
其中，P′为所述第一功率阈值。
5.根据权利要求3所述的方法，其特征在于，对所述待发送信号和所述加扰信号进行的所述处理还包括采用发射成型滤波器滤波以及根据过采样因子R进行过采样，R为正整数；所述发射信号在所述单位时间内包括L×R个码片，所述L满足：
Figure FDA0003054832820000027
T0为所述单位时间，Tc为所述第一制式的通信系统的码片周期，INT()表示对括号内的数值取整，所述获取所述发射信号在单位时间内的信号模型，包括：
根据对所述待发送信号和所述加扰信号进行的所述处理包括的操作类型，以及所述发射信号在所述单位时间内包括的码片个数L×R，确定所述信号模型为(L×R)×1的列向量f′，所述列向量f′满足：
Figure FDA0003054832820000028
其中，S为L×L的扰码矩阵，所述扰码矩阵为对角矩阵，且所述扰码矩阵中第i行的对角元素为所述发射信号在所述单位时间内包括的L个码片中第i个码片对应的扰码，g为对扩频后的至少一路所述待发送信号进行叠加后得到的信号在所述单位时间内所包括的L个码片所组成的L×1的列向量，w为N路所述加扰信号所包括的组数，每组加扰信号组所包括的至少一路所述加扰信号对应的扩频码的扩频因子相等，各组加扰信号组对应的扩频码的扩频因子的不相等，Wi为第i组加扰信号组对应的扩频码组成的L×(ki×Ni)的扩频矩阵，i为不大于w的正整数，且Wi满足：
Figure FDA0003054832820000029
Figure FDA00030548328200000210
表示直积，
Figure FDA00030548328200000211
为ki阶单位矩阵，W′i为li×Ni的矩阵，li为所述第i组加扰信号组中每一路所述加扰信号所对应的扩频码的扩频因子，ki为所述第i组加扰信号组中每一路所述加扰信号在所述单位时间内所传输的符号的个数，矩阵W′i中的第y列元素为所述第i组加扰信号组所包括的Ni路所述加扰信号中，第y路所述加扰信号对应的扩频码组成的列向量，y为不大于Ni的正整数，xi为第i组加扰信号组包括的Ni路所述加扰信号所组成的(ki×Ni)×1的列向量，所述(ki×Ni)×1的列向量包括ki个按列排列的子向量，每个子向量包括的Ni个元素分别指示Ni路所述加扰信号中的一个符号，W′为w组加扰信号组对应的共w个扩频矩阵按行排列所组成的
Figure FDA0003054832820000031
的组合扩频矩阵，x′为w组加扰信号组按列排列所组成的
Figure FDA0003054832820000032
的加扰信号矩阵；H为(L×R)×L的滤波矩阵，所述滤波矩阵H中的第m行第n列的元素Hmn满足：
Figure FDA0003054832820000033
其中，RC0(t)为所述发射成型滤波器的单位冲激响应函数，m为不大于(L×R)的正整数，n为不大于L的正整数；
所述根据所述信号模型，确定所述发射信号在所述目标频段内的功率模型，包括：
根据所述目标频段，确定对角元素为0或1的(L×R)×(L×R)的对角矩阵中，取值为1的对角元素所在行；
去除所述(L×R)×(L×R)的对角矩阵中，取值为0的对角元素所在行，生成J′×(L×R)的频段提取矩阵Λ1，J′为不大于(L×R)的正整数；
根据所述信号模型，确定所述发射信号在所述目标频段内的功率模型P，所述功率模型P满足：
P＝‖Λ1F2f′‖2＝‖Λ1F2HSW′x′+Λ1F2HSg‖2，其中，F2为(L×R)×(L×R)的频域转换矩阵，‖·‖表示向量的欧式范数；
计算N路所述加扰信号中每一路所述加扰信号在所述单位时间内的符号值，包括：
根据所述功率模型P，确定N路所述加扰信号组成的加扰信号矩阵x′，所述加扰信号矩阵x′满足：
Figure FDA0003054832820000034
其中，P′为所述第一功率阈值。
6.根据权利要求5所述的方法，其特征在于，在对扩频后的至少一路所述待发送信号以及扩频后的至少一路所述加扰信号进行处理之前，所述方法还包括：
检测所述第一制式的通信系统中基带信号的第一采样频率是否小于所述第二制式的通信系统中基带信号的第二采样频率；
当所述第一采样频率小于所述第二采样频率时，确定所述过采样因子R为大于或等于2的整数；
当所述第一采样频率不小于所述第二采样频率时，确定所述过采样因子R为1。
7.根据权利要求4至6任一所述的方法，其特征在于，确定对角元素为0或1的对角矩阵中，取值为1的对角元素所在行，包括：
确定所述第一制式的通信系统所占用的第一频段的中心频率f0；
判断所述目标频段的下限频率f1、所述目标频段的上限频率f2和所述第一频段的中心频率f0三者的大小；
当所述中心频率f0满足：f1<f0≤f2时，确定取值为1的对角元素所在行包括第1行至第
Figure FDA0003054832820000035
行，以及第
Figure FDA0003054832820000036
行至第L′行，其中fs为所述第一制式的通信系统的采样频率，其中，L′为所述对角矩阵所包括的总行数；
当所述中心频率f0满足：f0＞f2时，确定取值为1的对角元素所在行包括第
Figure FDA0003054832820000041
行至第
Figure FDA0003054832820000042
行；
当所述中心频率f0满足：f0≤f1时，确定取值为1的对角元素所在行包括第
Figure FDA0003054832820000043
行至第
Figure FDA0003054832820000044
行。
8.根据权利要求7所述的方法，其特征在于，
当所述中心频率f0满足：f1<f0≤f2时，取值为1的对角元素所在行还包括：第
Figure FDA0003054832820000045
行至第
Figure FDA0003054832820000046
行，和/或，第
Figure FDA0003054832820000047
行至第
Figure FDA0003054832820000048
行；
当所述中心频率f0满足：f0＞f2时，取值为1的对角元素所在行还包括：第
Figure FDA0003054832820000049
行至第
Figure FDA00030548328200000410
行，和/或，第
Figure FDA00030548328200000411
行至第
Figure FDA00030548328200000412
行；
当所述中心频率f0满足：f0≤f1时，取值为1的对角元素所在行还包括第
Figure FDA00030548328200000413
行至第
Figure FDA00030548328200000414
行，和/或，第
Figure FDA00030548328200000415
行至第
Figure FDA00030548328200000416
行；
其中，Δ1、Δ2、Δ3、Δ4、Δ5和Δ6均为正整数。
9.根据权利要求7所述的方法，其特征在于，在判断所述目标频段的下限频率f1、所述目标频段的上限频率f2和所述第一频段的中心频率f0三者的大小之前，所述方法还包括：
检测所述目标频段是否为连续频段；
所述判断所述目标频段的下限频率f1、所述目标频段的上限频率f2和所述第一频段的中心频率f0三者的大小，包括：
当所述目标频段为连续频段时，判断所述目标频段的下限频率f1、所述目标频段的上限频率f2和所述第一频段的中心频率f0三者的大小；
当所述目标频段不为连续频段时，所述方法还包括：
分别确定所述目标频段中每个子频段对应的取值为1的对角元素所在行；
将所述目标频段中各个子频段对应的取值为1的对角元素所在行的合集，确定为所述对角元素为0或1的对角矩阵中，取值为1的对角元素所在行。
10.根据权利要求1至6任一所述的方法，其特征在于，所述第一制式的通信系统的基站还用于发送所述第二制式的通信系统的信号，所述方法还包括：
确定所述第一制式的通信系统所占用的第一频段，以及所述第二制式的通信系统所占用的第二频段；
若所述第二频段位于所述第一频段内，在发送所述第二制式的通信系统的信号时，采用所述第一制式的通信系统的发射成型滤波器对所述第二制式的通信系统的信号进行处理后发送。
11.根据权利要求1至6任一所述的方法，其特征在于，所述第一制式的通信系统与所述第二制式的通信系统共享的频段为预设频段，在所述确定至少一路加扰信号之前，所述方法还包括：
获取所述第二制式的通信系统的调度信息，所述调度信息包括所述第二制式的通信系统的调度频段；
将所述调度频段和所述预设频段之间的重叠频段确定为所述目标频段。
12.根据权利要求1至6任一所述的方法，其特征在于，所述发送所述发射信号，包括：
采用窄带宽滤波器对所述发射信号进行滤波后发送，所述窄带宽滤波器包括带通滤波器、带阻滤波器、高通滤波器和低通滤波器中的任一种；
所述第一制式的通信系统与所述第二制式的通信系统共享的频段为预设频段，在所述确定至少一路加扰信号之前，所述方法还包括：
获取所述第二制式的通信系统的调度信息，所述调度信息包括所述第二制式的通信系统的调度频段；
将所述调度频段中与所述窄带宽滤波器的通带重叠的部分确定为所述目标频段。
13.根据权利要求4至6任一所述的方法，其特征在于，所述方法还包括：
获取所述第二制式的通信系统中每个符号的起始传输时刻；
检测所述第二制式的通信系统中第一符号的起始传输时刻，与扩频后的每一路信号在所述第一符号的持续时间内传输的首个码片序列的起始传输时刻的第一时间差，其中码片序列是对一个符号进行扩频后得到的多个码片所组成的序列；
若所述第一符号的起始传输时刻与第一路信号中首个码片序列的起始传输时刻的第一时间差不等于0，计算在所述第一时间差内所传输的所述首个码片序列的码片个数n0；
根据所述码片个数n0，确定所述第一路信号所属的信号组中，每一路信号在所述持续时间内采用的扩频码；
其中，所述第一路信号所属的信号组中，任一路信号在所述持续时间内传输的首个码片序列指示的符号所采用的扩频码包括：所述任一路信号对应的扩频码中第n0+1至第l′个元素，所述任一路信号在所述持续时间内传输的最后一个码片序列指示的符号所采用的扩频码包括：所述任一路信号对应的扩频码中第1至第(L′+n0)％l′个元素，l′为所述第一路信号对应的扩频码的扩频因子，L′为所述发射信号在所述单位时间内包括的码片个数，％表示取余数。
14.根据权利要求13所述的方法，其特征在于，所述根据所述码片个数n0，确定所述第一路信号所属的信号组中，每一路信号在所述持续时间内采用的扩频码，包括：
根据所述发射信号在所述单位时间内包括的码片个数L′，以及所述码片个数n0，确定对角元素为0或1的(k′i×l′)×(k′i×l′)的对角矩阵中，取值为1的对角元素所在行包括第(n0+1)行至第(n0+L′)行，k′i为所述第一路信号在所述第一符号的持续时间内所传输的符号的个数，l′为所述第一路信号对应的扩频码的扩频因子；
去除所述(k′i×l′)×(k′i×l′)的对角矩阵中，取值为0的对角元素所在行，生成L′×(k′i×l′)的码片提取矩阵K；
确定所述第一路信号所属的信号组对应的扩频码组成的扩频矩阵W′i满足：
Figure FDA0003054832820000061
其中，
Figure FDA0003054832820000062
为k′i阶单位矩阵，V′i为l′×N′i的矩阵，且矩阵V′i中第y′列元素为所述第一路信号所属的信号组包括的N′i路信号中，第y′路信号对应的扩频码组成的列向量，y′为不大于N′i的正整数。
15.根据权利要求1至6任一所述的方法，其特征在于，所述方法还包括：
当检测到所述第一制式的通信系统中空闲扩频码的数量小于预设个数阈值，或者所述待发送信号的功率大于第二功率阈值时，向所述第二制式的通信系统的基站发送指示信息，所述指示信息用于指示所述第二制式的通信系统的基站在共享的预设频段内的允许调度频段，或者，所述指示信息用于指示所述第二制式的通信系统的基站在预设时间段内停止发送信号。
16.一种信号处理装置，其特征在于，应用于第一制式的通信系统的基站，所述装置包括：
第一获取模块，用于在所述第一制式的通信系统与第二制式的通信系统共享目标频段时，获取所述第一制式的通信系统中至少一路待发送信号，以及每一路所述待发送信号对应的扩频码；
第一确定模块，用于确定至少一路加扰信号，以及每一路所述加扰信号对应的扩频码；
第一扩频模块，用于采用每一路所述待发送信号对应的扩频码，对每一路所述待发送信号进行扩频；
第二扩频模块，用于采用每一路所述加扰信号对应的扩频码，对每一路所述加扰信号进行扩频；
处理模块，用于对扩频后的至少一路所述待发送信号以及扩频后的至少一路所述加扰信号进行处理得到发射信号，所述处理包括叠加和加扰，所述发射信号在所述目标频段内的功率小于原始功率，所述原始功率为仅对扩频后的至少一路所述待发送信号进行处理后得到的原始发射信号在所述目标频段内的功率；
第一发送模块，用于发送所述发射信号。
17.根据权利要求16所述的装置，其特征在于，所述第一确定模块，包括：
第一确定子模块，用于根据码表中空闲扩频码的数量，确定所述加扰信号的路数N；
选取子模块，用于从所述码表中的空闲扩频码中选取与N路所述加扰信号一一对应的N个扩频码，所述空闲扩频码不包括所述待发送信号对应的扩频码；
获取子模块，用于获取所述发射信号在单位时间内的信号模型，所述单位时间为所述第二制式的通信系统中每个符号的持续时间；
第二确定子模块，用于根据所述信号模型，确定所述发射信号在所述目标频段内的功率模型；
第三确定子模块，用于根据所述功率模型确定N路所述加扰信号。
18.根据权利要求17所述的装置，其特征在于，所述第三确定子模块，用于：
在N路所述加扰信号在所述单位时间内的总功率小于第一功率阈值的前提下，计算所述功率模型的功率为最小值时，N路所述加扰信号中每一路所述加扰信号在所述单位时间内的符号值。
19.根据权利要求18所述的装置，其特征在于，所述发射信号在所述单位时间内包括L个码片，所述L满足：
Figure FDA0003054832820000071
T0为所述单位时间，Tc为所述第一制式的通信系统的码片周期，INT()表示对括号内的数值取整，所述获取子模块，用于：
根据对所述待发送信号和所述加扰信号进行的所述处理包括的操作类型，以及所述发射信号在所述单位时间内包括的码片个数L，确定所述信号模型为L×1的列向量f，所述列向量f满足：
Figure FDA0003054832820000072
其中，S为L×L的扰码矩阵，所述扰码矩阵为对角矩阵，且所述扰码矩阵中第l行的对角元素为所述L个码片中第l个码片对应的扰码，l为不大于L的正整数，g为对扩频后的至少一路所述待发送信号进行叠加后得到的信号在所述单位时间内所包括的L个码片所组成的L×1的列向量，w为N路所述加扰信号所包括的组数，每组加扰信号组所包括的至少一路所述加扰信号对应的扩频码的扩频因子相等，各组加扰信号组对应的扩频码的扩频因子的不相等，Wi为第i组加扰信号组对应的扩频码组成的L×(ki×Ni)的扩频矩阵，i为不大于w的正整数，且Wi满足：
Figure FDA0003054832820000073
Figure FDA0003054832820000074
表示直积，
Figure FDA0003054832820000075
为ki阶单位矩阵，W′i为li×Ni的矩阵，li为所述第i组加扰信号组中每一路所述加扰信号所对应的扩频码的扩频因子，ki为所述第i组加扰信号组中每一路所述加扰信号在所述单位时间内所传输的符号的个数，矩阵W′i中的第y列元素为所述第i组加扰信号组所包括的Ni路所述加扰信号中，第y路所述加扰信号对应的扩频码组成的列向量，y为不大于Ni的正整数，xi为第i组加扰信号组包括的Ni路所述加扰信号所组成的(ki×Ni)×1的列向量，所述(ki×Ni)×1的列向量包括ki个按列排列的子向量，每个子向量包括的Ni个元素分别指示Ni路所述加扰信号中的一个符号，W′为w组加扰信号组对应的共w个扩频矩阵按行排列所组成的
Figure FDA0003054832820000076
的组合扩频矩阵，x′为w组加扰信号组按列排列所组成的
Figure FDA0003054832820000077
的加扰信号矩阵；
所述第二确定子模块，用于：
根据所述目标频段，确定对角元素为0或1的L×L的对角矩阵中，取值为1的对角元素所在行；
去除所述对角矩阵中，取值为0的对角元素所在行，生成J×L的频段提取矩阵Λ，J为不大于L的正整数；
根据所述信号模型，确定所述发射信号在所述目标频段内的功率模型P，所述功率模型P满足：
P＝‖ΛF1f‖2＝‖ΛF1SW′x′+ΛF1Sg‖2，其中，F1为L×L的频域转换矩阵，‖·‖表示向量的欧式范数；
所述第三确定子模块，用于：
根据所述功率模型P，确定N路所述加扰信号组成的加扰信号矩阵x′，所述加扰信号矩阵x′满足：
Figure FDA0003054832820000078
其中，P′为所述第一功率阈值。
20.根据权利要求18所述的装置，其特征在于，对所述待发送信号和所述加扰信号进行的所述处理还包括采用发射成型滤波器滤波以及根据过采样因子R进行过采样，R为正整数；所述发射信号在所述单位时间内包括L×R个码片，所述L满足：
Figure FDA0003054832820000079
T0为所述单位时间，Tc为所述第一制式的通信系统的码片周期，INT()表示对括号内的数值取整，所述获取子模块，用于：
根据对所述待发送信号和所述加扰信号进行的所述处理包括的操作类型，以及所述发射信号在所述单位时间内包括的码片个数L×R，确定所述信号模型为(L×R)×1的列向量f′，所述列向量f′满足：
Figure FDA0003054832820000081
其中，S为L×L的扰码矩阵，所述扰码矩阵为对角矩阵，且所述扰码矩阵中第i行的对角元素为所述发射信号在所述单位时间内包括的L个码片中第i个码片对应的扰码，g为对扩频后的至少一路所述待发送信号进行叠加后得到的信号在所述单位时间内所包括的L个码片所组成的L×1的列向量，w为N路所述加扰信号所包括的组数，每组加扰信号组所包括的至少一路所述加扰信号对应的扩频码的扩频因子相等，各组加扰信号组对应的扩频码的扩频因子的不相等，Wi为第i组加扰信号组对应的扩频码组成的L×(ki×Ni)的扩频矩阵，i为不大于w的正整数，且Wi满足：
Figure FDA0003054832820000082
Figure FDA0003054832820000083
表示直积，
Figure FDA0003054832820000084
为ki阶单位矩阵，W′i为li×Ni的矩阵，li为所述第i组加扰信号组中每一路所述加扰信号所对应的扩频码的扩频因子，ki为所述第i组加扰信号组中每一路所述加扰信号在所述单位时间内所传输的符号的个数，矩阵W′i中的第y列元素为所述第i组加扰信号组所包括的Ni路所述加扰信号中，第y路所述加扰信号对应的扩频码组成的列向量，y为不大于Ni的正整数，xi为第i组加扰信号组包括的Ni路所述加扰信号所组成的(ki×Ni)×1的列向量，所述(ki×Ni)×1的列向量包括ki个按列排列的子向量，每个子向量包括的Ni个元素分别指示Ni路所述加扰信号中的一个符号，W′为w组加扰信号组对应的共w个扩频矩阵按行排列所组成的
Figure FDA0003054832820000085
的组合扩频矩阵，x′为w组加扰信号组按列排列所组成的
Figure FDA0003054832820000086
的加扰信号矩阵；H为(L×R)×L的滤波矩阵，所述滤波矩阵H中的第m行第n列的元素Hmn满足：
Figure FDA0003054832820000087
其中，RC0(t)为所述发射成型滤波器的单位冲激响应函数，m为不大于(L×R)的正整数，n为不大于L的正整数；
所述第二确定子模块，用于：
根据所述目标频段，确定对角元素为0或1的(L×R)×(L×R)的对角矩阵中，取值为1的对角元素所在行；
去除所述(L×R)×(L×R)的对角矩阵中，取值为0的对角元素所在行，生成J′×(L×R)的频段提取矩阵Λ1，J′为不大于(L×R)的正整数；
根据所述信号模型，确定所述发射信号在所述目标频段内的功率模型P，所述功率模型P满足：
P＝‖Λ1F2f′‖2＝‖Λ1F2HSW′x′+Λ1F2HSg‖2，其中，F2为(L×R)×(L×R)的频域转换矩阵，‖·‖表示向量的欧式范数；
所述第三确定子模块，用于：
根据所述功率模型P，确定N路所述加扰信号组成的加扰信号矩阵x′，所述加扰信号矩阵x′满足：
Figure FDA0003054832820000088
其中，P′为所述第一功率阈值。
21.根据权利要求20所述的装置，其特征在于，所述装置还包括：
第一检测模块，用于检测所述第一制式的通信系统中基带信号的第一采样频率是否小于所述第二制式的通信系统中基带信号的第二采样频率；
第二确定模块，用于当所述第一采样频率小于所述第二采样频率时，确定所述过采样因子R为大于或等于2的整数；
第三确定模块，用于当所述第一采样频率不小于所述第二采样频率时，确定所述过采样因子R为1。
22.根据权利要求19至21任一所述的装置，其特征在于，所述第二确定子模块确定对角元素为0或1的对角矩阵中，取值为1的对角元素所在行，包括：
确定所述第一制式的通信系统所占用的第一频段的中心频率f0；
判断所述目标频段的下限频率f1、所述目标频段的上限频率f2和所述第一频段的中心频率f0三者的大小；
当所述中心频率f0满足：f1<f0≤f2时，确定取值为1的对角元素所在行包括第1行至第
Figure FDA0003054832820000091
行，以及第
Figure FDA0003054832820000092
行至第L′行，其中fs为所述第一制式的通信系统的采样频率，其中，L′为所述对角矩阵所包括的总行数；
当所述中心频率f0满足：f0＞f2时，确定取值为1的对角元素所在行包括第
Figure FDA0003054832820000093
行至第
Figure FDA0003054832820000094
行；
当所述中心频率f0满足：f0≤f1时，确定取值为1的对角元素所在行包括第
Figure FDA0003054832820000095
行至第
Figure FDA0003054832820000096
行。
23.根据权利要求22所述的装置，其特征在于，所述第二确定子模块，还用于：
当所述中心频率f0满足：f1<f0≤f2时，确定取值为1的对角元素所在行还包括：第
Figure FDA0003054832820000097
行至第
Figure FDA0003054832820000098
行，和/或，第
Figure FDA0003054832820000099
行至第
Figure FDA00030548328200000910
行；
当所述中心频率f0满足：f0＞f2时，确定取值为1的对角元素所在行还包括：第
Figure FDA00030548328200000911
行至第
Figure FDA00030548328200000912
行，和/或，第
Figure FDA00030548328200000913
行至第
Figure FDA00030548328200000914
行；
当所述中心频率f0满足：f0≤f1时，确定取值为1的对角元素所在行还包括第
Figure FDA00030548328200000915
行至第
Figure FDA00030548328200000916
行，和/或，第
Figure FDA00030548328200000917
行至第
Figure FDA00030548328200000918
行；
其中，Δ1、Δ2、Δ3、Δ4、Δ5和Δ6均为正整数。
24.根据权利要求22所述的装置，其特征在于，所述第二确定子模块，还用于：
检测所述目标频段是否为连续频段；
第二确定子模块判断所述目标频段的下限频率f1、所述目标频段的上限频率f2和所述第一频段的中心频率f0三者的大小，包括：
当所述目标频段为连续频段时，判断所述目标频段的下限频率f1、所述目标频段的上限频率f2和所述第一频段的中心频率f0三者的大小；
当所述目标频段不为连续频段时，所述第二确定子模块，还用于：
分别确定所述目标频段中每个子频段对应的取值为1的对角元素所在行；将所述目标频段中各个子频段对应的取值为1的对角元素所在行的合集，确定为所述对角元素为0或1的对角矩阵中，取值为1的对角元素所在行。
25.根据权利要求16至21任一所述的装置，其特征在于，所述第一制式的通信系统的基站还用于发送所述第二制式的通信系统的信号，所述装置还包括：
第四确定模块，用于确定所述第一制式的通信系统所占用的第一频段，以及所述第二制式的通信系统所占用的第二频段；
所述第一发送模块，还用于若所述第二频段位于所述第一频段内，在发送所述第二制式的通信系统的信号时，采用所述第一制式的通信系统的发射成型滤波器对所述第二制式的通信系统的信号进行处理后发送。
26.根据权利要求16至21任一所述的装置，其特征在于，所述第一制式的通信系统与所述第二制式的通信系统共享的频段为预设频段，所述装置还包括：
第二获取模块，用于获取所述第二制式的通信系统的调度信息，所述调度信息包括所述第二制式的通信系统的调度频段；
第五确定模块，用于将所述调度频段和所述预设频段之间的重叠频段确定为所述目标频段。
27.根据权利要求16至21任一所述的装置，其特征在于，所述第一发送模块，用于：
采用窄带宽滤波器对所述发射信号进行滤波后发送，所述窄带宽滤波器包括带通滤波器、带阻滤波器、高通滤波器和低通滤波器中的任一种；
所述第一制式的通信系统与所述第二制式的通信系统共享的频段为预设频段，所述装置还包括：
第二获取模块，用于获取所述第二制式的通信系统的调度信息，所述调度信息包括所述第二制式的通信系统的调度频段；
第六确定模块，用于将所述调度频段中与所述窄带宽滤波器的通带重叠的部分确定为所述目标频段。
28.根据权利要求19至21任一所述的装置，其特征在于，所述获取子模块，还用于：
获取所述第二制式的通信系统中每个符号的起始传输时刻；
检测所述第二制式的通信系统中第一符号的起始传输时刻，与扩频后的每一路信号在所述第一符号的持续时间内传输的首个码片序列的起始传输时刻的第一时间差，其中码片序列是对一个符号进行扩频后得到的多个码片所组成的序列；
在所述第一符号的起始传输时刻与第一路信号中首个码片序列的起始传输时刻的第一时间差不等于0时，计算在所述第一时间差内所传输的所述首个码片序列的码片个数n0；
根据所述码片个数n0，确定所述第一路信号所属的信号组中，每一路信号在所述持续时间内采用的扩频码；
其中，所述第一路信号所属的信号组中，任一路信号在所述持续时间内传输的首个码片序列指示的符号所采用的扩频码包括：所述任一路信号对应的扩频码中第n0+1至第l′个元素，所述任一路信号在所述持续时间内传输的最后一个码片序列指示的符号所采用的扩频码包括：所述任一路信号对应的扩频码中第1至第(L′+n0)％l′个元素，l′为所述第一路信号对应的扩频码的扩频因子，L′为所述发射信号在所述单位时间内包括的码片个数，％表示取余数。
29.根据权利要求28所述的装置，其特征在于，所述获取子模块根据所述码片个数n0，确定所述第一路信号所属的信号组中，每一路信号在所述持续时间内采用的扩频码，包括：
根据所述发射信号在所述单位时间内包括的码片个数L′，以及所述码片个数n0，确定对角元素为0或1的(k′i×l′)×(k′i×l′)的对角矩阵中，取值为1的对角元素所在行包括第(n0+1)行至第(n0+L′)行，k′i为所述第一路信号在所述第一符号的持续时间内所传输的符号的个数，l′为所述第一路信号对应的扩频码的扩频因子；
去除所述(k′i×l′)×(k′i×l′)的对角矩阵中，取值为0的对角元素所在行，生成L′×(k′i×l′)的码片提取矩阵K；
确定所述第一路信号所属的信号组对应的扩频码组成的扩频矩阵W′i满足：
Figure FDA0003054832820000111
Figure FDA0003054832820000112
其中，
Figure FDA0003054832820000113
为k′i阶单位矩阵，V′i为l′×N′i的矩阵，且矩阵V′i中第y′列元素为所述第一路信号所属的信号组包括的N′i路信号中，第y′路信号对应的扩频码组成的列向量，y′为不大于N′i的正整数。
30.根据权利要求16至21任一所述的装置，其特征在于，所述装置还包括：
第二发送模块，用于当检测到所述第一制式的通信系统中空闲扩频码的数量小于预设个数阈值，或者所述待发送信号的功率大于第二功率阈值时，向所述第二制式的通信系统的基站发送指示信息；
所述指示信息用于指示所述第二制式的通信系统的基站在共享的预设频段内的允许调度频段，或者，所述指示信息用于指示所述第二制式的通信系统的基站在预设时间段内停止发送信号。
31.一种计算机可读存储介质，其特征在于，所述计算机可读存储介质中存储有指令，当所述计算机可读存储介质在计算机上运行时，使得计算机执行权利要求1至15任一所述的信号处理方法。
32.一种芯片，其特征在于，所述芯片包括可编程逻辑电路和/或程序指令，当所述芯片运行时用于实现如权利要求1至15任一所述的信号处理方法。
33.一种信号处理系统，其特征在于，所述系统包括：基站和至少一个终端设备；
所述基站包括如权利要求16至30任一所述的信号处理装置。
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