CN109951089B - 单相准单级式ac-dc变换器的控制方法 - Google Patents

Abstract

单相准单级式AC‑DC变换器的控制方法，属于电能变换技术领域，本发明为解决现有单相准单级式AC‑DC变换器的控制方法存在交流侧电流谐波大的问题。本发明的具体过程为：采集交流电源电压，通过锁相环获得交流电源电压的相角，获得同步整流器的控制信号；获得单位功率因数下的第一桥式变换器的输入电流瞬时值参考值；获得第一桥式变换器和第二桥式变换器的内移相角，获得第一桥式变换器和第二桥式变换器之间的外移相角；同时，对控制信号死区的时间进行补偿。本发明用于电能变换。

Description

单相准单级式AC-DC变换器的控制方法

技术领域

本发明涉及一种单相准单级式AC-DC变换器的控制方法，属于电能变换技术领域。

背景技术

AC-DC功率变换器在交流并网型蓄电池、超级电容储能系统、光伏发电系统等方面获得了广泛应用。单相准单级式AC-DC变换器采用高频隔离变换技术，无需工频大体积隔离变压器即可实现直流源与所接入电网的电气隔离，有效减小了系统的体积，另外，由于取消了直流侧大容值电解电容，使得系统体积进一步降低，同时又有效提高了系统使用寿命，间接提高了系统效能。

对于单相准单级式AC-DC变换器的控制而言，一方面要求保持直流侧电压、电流的平稳，另一方面要求交流侧电流的正弦性。由其工作原理可知，通过其交流侧的同步整流器可以把交流电压变换为全波整流电压波形，从而后级的两个桥式变换器可以等效为一个双有源桥DC-DC变换器，因此可以使用传统双有源桥DC-DC变换器中的移相调制策略对其进行控制，其区别仅在于需要将桥式变换器的输入电流参考设置为正弦波的全波整流波形。

理论上，应用于双有源桥DC-DC变换器的单移相、双移相和三移相调制策略均可以应用于准单级式AC-DC变换器，但是在实际应用中，由于其每个开关周期的电流参考均不同，因此要求在每个开关周期内的实际平均电流均应与其参考值相等。现有方案中均没有考虑相邻开关周期内电流的耦合作用，造成不能通过简单地控制移相角来实现高精度电流控制，造成实际交流电流存在较大谐波。另外，为防止桥臂直通，需要在各个桥臂的控制信号中加入死区，这一死区进一步造成交流电流谐波加剧，现有技术中尚未有能够同时解决上述问题的方案公布。

发明内容

本发明目的是为了解决现有单相准单级式AC-DC变换器的控制方法存在交流侧电流谐波大的问题，提供了一种单相准单级式AC-DC变换器的控制方法。

本发明所述单相准单级式AC-DC变换器的控制方法，该控制方法的具体过程为：

S1、采集交流电源电压，通过锁相环获得交流电源电压的相角，获得同步整流器的控制信号；

S2、获得单位功率因数下的第一桥式变换器的输入电流瞬时值参考值；

S3、获得第一桥式变换器和第二桥式变换器的内移相角，获得第一桥式变换器和第二桥式变换器之间的外移相角；同时，对控制信号死区的时间进行补偿。

优选的，S1所述采集交流电源电压，通过锁相环获得交流电源电压的相角，获得同步整流器的控制信号的具体过程为：

设置周期为T_s的高频锯齿波作为载波，在每个周期高频锯齿波的起始时刻，采集交流电源电压V_g，通过锁相环获得V_g的相角θ_g；

判断θ_g是否为θ_g＜180°，如果是则同步整流器中的Q₁和Q₄导通，Q₂和Q₃关断；如果否则Q₁和Q₄关断，Q₂和Q₃导通。

优选的，S2所述获得单位功率因数下的第一桥式变换器的输入电流瞬时值参考值的具体过程为：

设置电流幅值参考值为

获得输入电流瞬时值参考值

优选的，S3所述获得第一桥式变换器和第二桥式变换器的内移相角，获得第一桥式变换器和第二桥式变换器之间的外移相角的具体过程为：

采集直流输出端的电压V_o，获得瞬时电压变比k、电流参考的第一个临界值

和第二个临界值

其中：n表示高频隔离变压器变比，L_leak表示高频隔离变压器漏感，D_d表示第一桥式变换器和第二桥式变换器的控制信号的死区；

根据瞬时电压变比k、输入电流瞬时值参考值

电流参考的第一个临界值

和第二个临界值

确定第一桥式变换器的内移相角D₁、第二桥式变换器的内移相角D₂、第一桥式变换器和第二桥式变换器的外移相角

如果k＞1，且

则：

如果k＞1，且

则：

D₂＝1-k(1-D₁-D_d)；

如果k≤1，且

则：

D₂＝1-k(1-D₁-D_d)；

如果k≤1，且

则：

D₂＝1-k(1-D₁-D_d)；

本发明的优点：

1、实现了开关周期层面电流的高精度控制，具有较快的动态响应；

2、消除了相邻开关周期电流的解耦以及死区的影响，显著降低了交流侧电流的谐波。

附图说明

图1是本发明所述单相准单级式AC-DC变换器的结构示意图。

具体实施方式

具体实施方式一：下面结合图1说明本实施方式，本实施方式所述单相准单级式AC-DC变换器的控制方法，单相准单级式AC-DC变换器包括级联的LC滤波器、同步整流器、第一桥式变换器、高频隔离变压器和第二桥式变换器；

该控制方法的具体过程为：

S1、采集交流电源电压，通过锁相环获得交流电源电压的相角，获得同步整流器的控制信号；

S2、获得单位功率因数下的第一桥式变换器的输入电流瞬时值参考值；

S3、获得第一桥式变换器和第二桥式变换器的内移相角，获得第一桥式变换器和第二桥式变换器之间的外移相角；同时，对控制信号死区的时间进行补偿。

本实施方式中，采集交流电源电压，通过锁相环获得交流电源电压的相角，获得同步整流器的控制信号，使得第一桥式变换器的输入电压为交流电压的全波整流波形。

单相交流电源连接到LC滤波器的输入端，LC滤波器的输出端连接同步整流器的输入端，同步整流器的输出端连接第一桥式变换器的输入端，第一桥式变换器的输出端连接高频隔离变压器的输入端，高频隔离变压器的输出端连接第二桥式变换器的输入端，第二桥式变换器的直流输出端连接直流负载；

同步整流器包括可控开关Q₁、Q₂、Q₃和Q₄，Q₁、Q₂、Q₃和Q₄分别反向并联一个二极管，Q₁和Q₂串联连接，Q₃和Q₄串联连接，两个公共连接端分别作为同步整流器的两个输入端，Q₁、Q₂与Q₃、Q₄并联连接，Q₁和Q₃的公共连接端作为同步整流器的一个输出端，Q₂和Q₄的公共连接端作为同步整流器的另一个输出端。

S1所述采集交流电源电压，通过锁相环获得交流电源电压的相角，获得同步整流器的控制信号的具体过程为：

设置周期为T_s的高频锯齿波作为载波，在每个周期高频锯齿波的起始时刻，采集交流电源电压V_g，通过锁相环获得V_g的相角θ_g；

判断θ_g是否为θ_g＜180°，如果是则同步整流器中的Q₁和Q₄导通，Q₂和Q₃关断；如果否则Q₁和Q₄关断，Q₂和Q₃导通。

S2所述获得单位功率因数下的第一桥式变换器的输入电流瞬时值参考值的具体过程为：

设置电流幅值参考值为

获得输入电流瞬时值参考值

S3所述获得第一桥式变换器和第二桥式变换器的内移相角，获得第一桥式变换器和第二桥式变换器之间的外移相角的具体过程为：

采集直流输出端的电压V_o，获得瞬时电压变比k、电流参考的第一个临界值

和第二个临界值

其中：n表示高频隔离变压器变比，L_leak表示高频隔离变压器漏感，D_d表示第一桥式变换器和第二桥式变换器的控制信号的死区；

根据瞬时电压变比k、输入电流瞬时值参考值

电流参考的第一个临界值

和第二个临界值

确定第一桥式变换器的内移相角D₁、第二桥式变换器的内移相角D₂、第一桥式变换器和第二桥式变换器的外移相角

如果k＞1，且

则：

如果k＞1，且

则：

D₂＝1-k(1-D₁-D_d)；

如果k≤1，且

则：

D₂＝1-k(1-D₁-D_d)；

如果k≤1，且

则：

D₂＝1-k(1-D₁-D_d)；

本发明的工作原理为：由图1所示单相准单级式AC-DC变换器的结构可知，在交流电压经过同步整流器进行同步整流变换后，形成脉动的直流电压。而第一桥式变换器、高频隔离变压器和第二桥式变换器构成一个双有源桥变换器。如果把同步整流器输出的脉动直流电压看做一个广义的直流电压，则所述的双有源桥变换器可以看做是一个双有源桥DC-DC变换器。由准单级式AC-DC变换器的原理可知，为了实现交流侧电流的正弦波形控制，需要将第一桥式变换器的输入电流控制为一个正弦波的全波整流波形。而为了实现对这一波形的精确控制，需要消除相邻开关周期电流的耦合以及死区的影响。

本发明采用三移相控制策略实现对第一桥式变换器和第二桥式变换器的控制。由第一桥式变换器和第二桥式变换器的内移相角、第一桥式变换器和第二桥式变换器之间的外移相角的表达式可知，各个移相角直接根据电流参考获得，在实际系统中无需设置电流环，具有理论上的最快响应速度。而各个移相角之间的关系保证了相邻开关周期电流的解耦，使得每个开关周期的平均电流只由三个移相角来决定，保证了电流控制精度。另外，各个移相角的求解公式中包含了死区时间的信息，说明实现了对死区时间的补偿，消除了死区的影响，进一步提高了电流控制精度。

Claims (1)

1.单相准单级式AC-DC变换器的控制方法，单相准单级式AC-DC变换器包括依次级联的LC滤波器、同步整流器、第一桥式变换器、高频隔离变压器和第二桥式变换器；

其特征在于，该控制方法的具体过程为：

S1、采集交流电源电压，通过锁相环获得交流电源电压的相角，获得同步整流器的控制信号；

S2、获得单位功率因数下的第一桥式变换器的输入电流瞬时值参考值；

S3、获得第一桥式变换器和第二桥式变换器的内移相角，获得第一桥式变换器和第二桥式变换器之间的外移相角；同时，对控制信号死区的时间进行补偿；

同步整流器包括可控开关Q₁、Q₂、Q₃和Q₄，Q₁、Q₂、Q₃和Q₄分别反向并联一个二极管，Q₁和Q₂串联连接，Q₃和Q₄串联连接，两个公共连接端分别作为同步整流器的两个输入端，Q₁、Q₂与Q₃、Q₄并联连接，Q₁和Q₃的公共连接端作为同步整流器的一个输出端，Q₂和Q₄的公共连接端作为同步整流器的另一个输出端；

S1所述采集交流电源电压，通过锁相环获得交流电源电压的相角，获得同步整流器的控制信号的具体过程为：

设置周期为T_s的高频锯齿波作为载波，在每个周期高频锯齿波的起始时刻，采集交流电源电压V_g，通过锁相环获得V_g的相角θ_g；

判断θ_g是否为θ_g＜180°，如果是则同步整流器中的Q₁和Q₄导通，Q₂和Q₃关断；如果否则Q₁和Q₄关断，Q₂和Q₃导通；

S2所述获得单位功率因数下的第一桥式变换器的输入电流瞬时值参考值的具体过程为：

设置电流幅值参考值为

获得输入电流瞬时值参考值

S3所述获得第一桥式变换器和第二桥式变换器的内移相角，获得第一桥式变换器和第二桥式变换器之间的外移相角的具体过程为：

采集直流输出端的电压V_o，获得瞬时电压变比k、电流参考的第一个临界值

和第二个临界值

其中：n表示高频隔离变压器变比，L_leak表示高频隔离变压器漏感，D_d表示第一桥式变换器和第二桥式变换器的控制信号的死区；

根据瞬时电压变比k、输入电流瞬时值参考值

电流参考的第一个临界值

和第二个临界值

确定第一桥式变换器的内移相角D₁、第二桥式变换器的内移相角D₂、第一桥式变换器和第二桥式变换器的外移相角

如果k＞1，且

则：

如果k＞1，且

则：

D₂＝1-k(1-D₁-D_d)；

如果k≤1，且

则：

D₂＝1-k(1-D₁-D_d)；

如果k≤1，且

则：

D₂＝1-k(1-D₁-D_d)；

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